JPH0684798U - ブリッジインバータ回路 - Google Patents
ブリッジインバータ回路Info
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- JPH0684798U JPH0684798U JP2862493U JP2862493U JPH0684798U JP H0684798 U JPH0684798 U JP H0684798U JP 2862493 U JP2862493 U JP 2862493U JP 2862493 U JP2862493 U JP 2862493U JP H0684798 U JPH0684798 U JP H0684798U
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Abstract
(57)【要約】
【目的】 絶縁型のスイッチング素子が破壊されるおそ
れをなくす。 【構成】 2個のMOS−FET1、2と2個の高圧直
流電源3、4とを負荷5を介して接続してハーフブリッ
ジを構成し、MOS−FET1を低電圧バッファ6とコ
ンデンサ8とダイオード9と低圧電源10とにより構成
されたブートストラップ回路で駆動する回路において、
ダイオード19をMOS−FET2のソースとMOS−
FET1のソースの間に接続する。
れをなくす。 【構成】 2個のMOS−FET1、2と2個の高圧直
流電源3、4とを負荷5を介して接続してハーフブリッ
ジを構成し、MOS−FET1を低電圧バッファ6とコ
ンデンサ8とダイオード9と低圧電源10とにより構成
されたブートストラップ回路で駆動する回路において、
ダイオード19をMOS−FET2のソースとMOS−
FET1のソースの間に接続する。
Description
【0001】
この考案は、ブリッジ接続するスイッチング素子としてMOS−FETあるい はIGBT(Isolated Gate Bipolar Transister)等の絶縁型の素子を用いたブ リッジインバータ回路に関する。
【0002】
従来より、MOS−FETあるいはIGBTをブリッジ接続し、これをブート ストラップ回路を用いて駆動するブリッジインバータ回路が知られている。たと えば図2に示すように、2個のMOS−FET1、2と2個の高圧直流電源3、 4とを負荷5を介して接続してハーフブリッジを構成し、ハイサイドのMOS− FET1を低電圧バッファ6とコンデンサ8とダイオード9と低圧電源10とに より構成されたブートストラップ回路で駆動する。駆動パルスをレベルシフト回 路7を介してバッファ6に与えることによりハイサイドのMOS−FET1を駆 動し、ローサイドのMOS−FET2のゲートには直接駆動パルス(これら2つ の駆動パルスは位相が180°ずれている)を与える。低電圧バッファ6の電源 として15ボルトの低圧電源10が用いられる。
【0003】 この場合、MOS−FET2がオンしている間に、コンデンサ8は低圧電源1 0よりダイオード9及びMOS−FET2を通じて充電される。MOS−FET 2がその後オフすると、MOS−FET1のソース電位が上昇し、それに伴いコ ンデンサ8のコモンモード電位も同様に上昇する。こうしてコンデンサ8が逆バ イアスになり、MOS−FET1のソース電位を基準にしたフローティングバイ アスとなる。このときコンデンサ8の充電電荷がバッファ6の電源となる。そこ で、グランド電位を基準にしたパルスをレベルシフト回路7を介してバッファ6 に与えることにより、このバッファ6によってMOS−FET1のゲートを制御 することができる。ふたたびMOS−FET1がオフ、MOS−FET2がオン になるとコンデンサ8は充電され、こうしてコンデンサ8は充・放電を繰り返す 。
【0004】
しかしながら、このようなブリッジインバータ回路では、MOS−FETの破 壊にいたる事故が生じる危険がある。すなわち、MOS−FET1がオフすると き、このMOS−FET1を流れる電流はMOS−FET固有の遅れ時間でゼロ に減少する。ここで負荷5がインダクタンスを含むものであると、負荷5に流れ る電流に着目すれば、インダクタンスは電流を保持しようとする性質があるため 、負荷電流はすぐにはゼロとならず、負荷5→ローサイドの高圧直流電源4→M OS−FET2に逆並列に接続されたものとして生じている寄生ダイオード12 →負荷5の経路を通じて、点線16で示すような回生電流が流れて循環する。こ のときMOS−FET1のソース電位はグランド電位よりも寄生ダイオード12 の順方向降下電圧(通常1〜2ボルト程度)だけ低くなっている。
【0005】 ところが、これらを接続する配線にもインダクタンス分が含まれている。この インダクタンスを15で表わすと、このインダクタンス15にも電流を保持しよ うとする働きがあるが、この電流が流れる経路がないため、MOS−FET1が オフしてこのMOS−FET1を流れる電流が立ち下がっていく過程で、V=L s・di/dtで表わされる電圧が図2に示す極性でこのインダクタンス15に 誘起される。その結果、コンデンサ8は、低圧電源10の電圧に、インダクタン ス15に誘起された電圧及び寄生ダイオード12の順方向降下電圧を加えた電圧 により充電されることになる。これが毎周期繰り返されることにより、コンデン サ8に充電される電圧が徐々に上昇していき、ついにはMOS−FET1のゲー ト・ソース間の絶対最大定格(通常20〜30ボルト程度)を越えてしまい、破 壊に至る。
【0006】 この対策としては、配線のインダクタンス15を減らすように工夫することと か、あるいはMOS−FET2がオフとなっている時間を長くすることなどが考 えられるが、配線のインダクタンス15をある程度以下にすることは実際上不可 能であり、また、オフ時間を長くすることはスイッチング損失の増大となったり 、駆動周波数を制限することになるため、一般的にはとれない対策である。
【0007】 この考案は、上記に鑑み、絶縁型のスイッチング素子が破壊されるおそれがな いように改善した、ブリッジインバータ回路を提供することを目的とする。
【0008】
上記の目的を達成するため、この考案によるブリッジインバータ回路では、ダ イオードを追加接続することとし、この追加のダイオードのアノードを低圧側の スイッチング素子の低圧側端子に、カソードを高圧側のスイッチング素子の低圧 側端子にそれぞれ接続したことが特徴となっている。
【0009】
配線のインダクタンスに誘起される電流が追加されたダイオードと負荷と低圧 側の高圧直流電源とを通って流れるようになる。そのため、低圧側のスイッチン グ素子がオンになってコンデンサが充電されるときに、配線のインダクタンスに より生じる電圧が加わることがなくなり、コンデンサに充電される電圧が上昇す ることを防ぐことができる。その結果、コンデンサの電圧がスイッチング素子の 最大定格を越えることによりそのスイッチング素子が破壊されるという事故を防 止できる。
【0010】
以下、この考案の好ましい一実施例について図面を参照しながら詳細に説明す る。図1において、2個のMOS−FET1、2と2個の高圧直流電源3、4と を負荷5を介して接続してハーフブリッジを構成し、ハイサイドのMOS−FE T1を低電圧バッファ6とコンデンサ8とダイオード9と低圧電源10とにより 構成されたブートストラップ回路で駆動する点などは図1と同様である。図1の 構成と異なるのは、ダイオード19を追加し、このダイオード19のアノードを ローサイドのMOS−FET2のソースに、カソードをハイサイドのMOS−F ET1のソースにそれぞれ接続した点である。
【0011】 このようにダイオード19を追加接続した場合の動作について説明すると、ま ず、MOS−FET1がオフするとき、このMOS−FET1を流れる電流はM OS−FET固有の遅れ時間でゼロに減少する。このMOS−FET1を流れる 電流が立ち下がっていく過程で、インダクタンスにはその電流を保持しようとす る性質があるため、配線のインダクタンス15に電流が誘起される。この誘起電 流は図1の1点鎖線17で示すように、配線のインダクタンス15→負荷5→ロ ーサイドの高圧直流電源4→追加のダイオード19→配線のインダクタンス15 の経路を通じて、流れて循環する。
【0012】 一方、このとき負荷5のインダクタンスに誘起される電流は、図2の場合と同 じに、点線16で示すように、負荷5→ローサイドの高圧直流電源4→MOS− FET2に逆並列に接続されたものとして生じている寄生ダイオード12→負荷 5の経路を通じて循環する。
【0013】 上記の配線のインダクタンス15に誘起される電流は負荷5のインダクタンス に誘起される電流よりも先に減少し、ゼロになると、後者のみとなる。
【0014】 したがって、MOS−FET1がオフするときのMOS−FET1のソース電 位は、グランド電位よりもダイオード19の順方向降下電圧だけ低いものとなる か、寄生ダイオード12の順方向降下電圧よりも低いものとなるだけである。そ して、これらの順方向降下電圧はいずれにしても通常1〜2ボルト程度である。
【0015】 そのため、コンデンサ8は、低圧電源10の電圧(15ボルト)に1〜2ボル ト程度を加えた電圧で充電されることになり、MOS−FETのゲート・ソース 間の絶対最大定格を越えることがなくなる。
【0016】 なお、上記の実施例ではハーフブリッジ回路として構成した例について説明し たが、フルブリッジの回路構成の場合でも同様である。また、スイッチング素子 はMOS−FET以外にIGBTなどの絶縁型のスイッチング素子を使用できる 。さらに、この考案の趣旨を変更しない範囲で具体的な回路構成について種々に 変えることができる。
【0017】
以上説明したように、この考案のブリッジインバータ回路によれば、実際上不 可能な配線のインダクタンスを低減することを前提とすることがないので、実際 に実現可能であり、しかもスイッチング損失の増大を招くことなどもなく、スイ ッチング素子の破壊を防ぐことができる。
【図1】この考案の一実施例の回路図。
【図2】従来例の回路図。
1、2 MOS−FET 3、4 高圧直流電源 5 負荷 6 低電圧バッファ 7 レベルシフト回路 8 コンデンサ 9 ダイオード 10 低圧電源 11、12 寄生ダイオード 15 配線のインダクタンス 16 負荷のインダクタンスによる電流 17 配線のインダクタンスによる電流
Claims (1)
- 【請求項1】 負荷を介して高圧直流電源とともにブリ
ッジを構成する絶縁型スイッチング素子と、高圧側のス
イッチング素子に制御電圧を与えるバッファ回路と、該
バッファ回路の電源端子間に接続されるコンデンサと、
低圧側のスイッチング素子及びダイオードを介して上記
コンデンサに充電電流を供給する低圧電源と、高圧側の
スイッチング素子の低圧側端子にそのカソードが、低圧
側のスイッチング素子の低圧側端子にそのアノードがそ
れぞれ接続される追加のダイオードとを備えることを特
徴とするブリッジインバータ回路。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2862493U JP2601505Y2 (ja) | 1993-04-30 | 1993-04-30 | ブリッジインバータ回路 |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2862493U JP2601505Y2 (ja) | 1993-04-30 | 1993-04-30 | ブリッジインバータ回路 |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPH0684798U true JPH0684798U (ja) | 1994-12-02 |
JP2601505Y2 JP2601505Y2 (ja) | 1999-11-22 |
Family
ID=12253713
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP2862493U Expired - Fee Related JP2601505Y2 (ja) | 1993-04-30 | 1993-04-30 | ブリッジインバータ回路 |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JP2601505Y2 (ja) |
Cited By (3)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
WO2006075388A1 (ja) * | 2005-01-14 | 2006-07-20 | Mitsubishi Denki Kabushiki Kaisha | インバータ装置 |
JPWO2017126103A1 (ja) * | 2016-01-22 | 2018-08-30 | 三菱電機株式会社 | 制御回路 |
DE112017006120B4 (de) * | 2016-12-01 | 2020-12-10 | Efficient Power Conversion Corporation | Bootstrap-kondensator-überspannungs-überwachungsschaltung für wandler auf gan-transistorbasis |
-
1993
- 1993-04-30 JP JP2862493U patent/JP2601505Y2/ja not_active Expired - Fee Related
Cited By (4)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
WO2006075388A1 (ja) * | 2005-01-14 | 2006-07-20 | Mitsubishi Denki Kabushiki Kaisha | インバータ装置 |
US7492618B2 (en) | 2005-01-14 | 2009-02-17 | Mitsubishi Denki Kabushiki Kaisha | Inverter device |
JPWO2017126103A1 (ja) * | 2016-01-22 | 2018-08-30 | 三菱電機株式会社 | 制御回路 |
DE112017006120B4 (de) * | 2016-12-01 | 2020-12-10 | Efficient Power Conversion Corporation | Bootstrap-kondensator-überspannungs-überwachungsschaltung für wandler auf gan-transistorbasis |
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
JP2601505Y2 (ja) | 1999-11-22 |
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