DE112017006120B4 - Bootstrap-kondensator-überspannungs-überwachungsschaltung für wandler auf gan-transistorbasis - Google Patents

Bootstrap-kondensator-überspannungs-überwachungsschaltung für wandler auf gan-transistorbasis Download PDF

Info

Publication number
DE112017006120B4
DE112017006120B4 DE112017006120.2T DE112017006120T DE112017006120B4 DE 112017006120 B4 DE112017006120 B4 DE 112017006120B4 DE 112017006120 T DE112017006120 T DE 112017006120T DE 112017006120 B4 DE112017006120 B4 DE 112017006120B4
Authority
DE
Germany
Prior art keywords
shunt
diode
gate
low
transistor
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Active
Application number
DE112017006120.2T
Other languages
English (en)
Other versions
DE112017006120T5 (de
Inventor
David C. Reusch
John Glaser
Michael A. de Rooij
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Efficient Power Conversion Corp
Original Assignee
Efficient Power Conversion Corp
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Efficient Power Conversion Corp filed Critical Efficient Power Conversion Corp
Publication of DE112017006120T5 publication Critical patent/DE112017006120T5/de
Application granted granted Critical
Publication of DE112017006120B4 publication Critical patent/DE112017006120B4/de
Active legal-status Critical Current
Anticipated expiration legal-status Critical

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03K—PULSE TECHNIQUE
    • H03K17/00—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking
    • H03K17/51—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking characterised by the components used
    • H03K17/56—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking characterised by the components used by the use, as active elements, of semiconductor devices
    • H03K17/687—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking characterised by the components used by the use, as active elements, of semiconductor devices the devices being field-effect transistors
    • H03K17/6871—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking characterised by the components used by the use, as active elements, of semiconductor devices the devices being field-effect transistors the output circuit comprising more than one controlled field-effect transistor
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03K—PULSE TECHNIQUE
    • H03K17/00—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking
    • H03K17/51—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking characterised by the components used
    • H03K17/56—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking characterised by the components used by the use, as active elements, of semiconductor devices
    • H03K17/567—Circuits characterised by the use of more than one type of semiconductor device, e.g. BIMOS, composite devices such as IGBT
    • G—PHYSICS
    • G05—CONTROLLING; REGULATING
    • G05F—SYSTEMS FOR REGULATING ELECTRIC OR MAGNETIC VARIABLES
    • G05F1/00—Automatic systems in which deviations of an electric quantity from one or more predetermined values are detected at the output of the system and fed back to a device within the system to restore the detected quantity to its predetermined value or values, i.e. retroactive systems
    • G05F1/10—Regulating voltage or current
    • G05F1/46—Regulating voltage or current wherein the variable actually regulated by the final control device is dc
    • G05F1/56—Regulating voltage or current wherein the variable actually regulated by the final control device is dc using semiconductor devices in series with the load as final control devices
    • G05F1/565—Regulating voltage or current wherein the variable actually regulated by the final control device is dc using semiconductor devices in series with the load as final control devices sensing a condition of the system or its load in addition to means responsive to deviations in the output of the system, e.g. current, voltage, power factor
    • G05F1/569—Regulating voltage or current wherein the variable actually regulated by the final control device is dc using semiconductor devices in series with the load as final control devices sensing a condition of the system or its load in addition to means responsive to deviations in the output of the system, e.g. current, voltage, power factor for protection
    • G05F1/571—Regulating voltage or current wherein the variable actually regulated by the final control device is dc using semiconductor devices in series with the load as final control devices sensing a condition of the system or its load in addition to means responsive to deviations in the output of the system, e.g. current, voltage, power factor for protection with overvoltage detector
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/0003—Details of control, feedback or regulation circuits
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/0003—Details of control, feedback or regulation circuits
    • H02M1/0006—Arrangements for supplying an adequate voltage to the control circuit of converters
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/02—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac
    • H02M3/04—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/10—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M3/145—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/155—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M3/156—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators
    • H02M3/158—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators including plural semiconductor devices as final control devices for a single load
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03K—PULSE TECHNIQUE
    • H03K17/00—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking
    • H03K17/04—Modifications for accelerating switching
    • H03K17/042—Modifications for accelerating switching by feedback from the output circuit to the control circuit
    • H03K17/04206—Modifications for accelerating switching by feedback from the output circuit to the control circuit in field-effect transistor switches
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03K—PULSE TECHNIQUE
    • H03K17/00—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking
    • H03K17/06—Modifications for ensuring a fully conducting state
    • H03K17/063—Modifications for ensuring a fully conducting state in field-effect transistor switches
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03K—PULSE TECHNIQUE
    • H03K17/00—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking
    • H03K17/08—Modifications for protecting switching circuit against overcurrent or overvoltage
    • H03K17/081—Modifications for protecting switching circuit against overcurrent or overvoltage without feedback from the output circuit to the control circuit
    • H03K17/0812—Modifications for protecting switching circuit against overcurrent or overvoltage without feedback from the output circuit to the control circuit by measures taken in the control circuit
    • H03K17/08122—Modifications for protecting switching circuit against overcurrent or overvoltage without feedback from the output circuit to the control circuit by measures taken in the control circuit in field-effect transistor switches
    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01L—SEMICONDUCTOR DEVICES NOT COVERED BY CLASS H10
    • H01L29/00—Semiconductor devices adapted for rectifying, amplifying, oscillating or switching, or capacitors or resistors with at least one potential-jump barrier or surface barrier, e.g. PN junction depletion layer or carrier concentration layer; Details of semiconductor bodies or of electrodes thereof  ; Multistep manufacturing processes therefor
    • H01L29/02—Semiconductor bodies ; Multistep manufacturing processes therefor
    • H01L29/12—Semiconductor bodies ; Multistep manufacturing processes therefor characterised by the materials of which they are formed
    • H01L29/20—Semiconductor bodies ; Multistep manufacturing processes therefor characterised by the materials of which they are formed including, apart from doping materials or other impurities, only AIIIBV compounds
    • H01L29/2003—Nitride compounds
    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01L—SEMICONDUCTOR DEVICES NOT COVERED BY CLASS H10
    • H01L29/00—Semiconductor devices adapted for rectifying, amplifying, oscillating or switching, or capacitors or resistors with at least one potential-jump barrier or surface barrier, e.g. PN junction depletion layer or carrier concentration layer; Details of semiconductor bodies or of electrodes thereof  ; Multistep manufacturing processes therefor
    • H01L29/66—Types of semiconductor device ; Multistep manufacturing processes therefor
    • H01L29/68—Types of semiconductor device ; Multistep manufacturing processes therefor controllable by only the electric current supplied, or only the electric potential applied, to an electrode which does not carry the current to be rectified, amplified or switched
    • H01L29/76—Unipolar devices, e.g. field effect transistors
    • H01L29/772—Field effect transistors
    • H01L29/78—Field effect transistors with field effect produced by an insulated gate
    • H01L29/7801—DMOS transistors, i.e. MISFETs with a channel accommodating body or base region adjoining a drain drift region
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/32—Means for protecting converters other than automatic disconnection
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03K—PULSE TECHNIQUE
    • H03K2217/00—Indexing scheme related to electronic switching or gating, i.e. not by contact-making or -breaking covered by H03K17/00
    • H03K2217/0063—High side switches, i.e. the higher potential [DC] or life wire [AC] being directly connected to the switch and not via the load
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03K—PULSE TECHNIQUE
    • H03K2217/00—Indexing scheme related to electronic switching or gating, i.e. not by contact-making or -breaking covered by H03K17/00
    • H03K2217/0072—Low side switches, i.e. the lower potential [DC] or neutral wire [AC] being directly connected to the switch and not via the load
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03K—PULSE TECHNIQUE
    • H03K2217/00—Indexing scheme related to electronic switching or gating, i.e. not by contact-making or -breaking covered by H03K17/00
    • H03K2217/0081—Power supply means, e.g. to the switch driver
    • Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
    • Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
    • Y02B—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO BUILDINGS, e.g. HOUSING, HOUSE APPLIANCES OR RELATED END-USER APPLICATIONS
    • Y02B70/00—Technologies for an efficient end-user side electric power management and consumption
    • Y02B70/10—Technologies improving the efficiency by using switched-mode power supplies [SMPS], i.e. efficient power electronics conversion e.g. power factor correction or reduction of losses in power supplies or efficient standby modes

Abstract

Elektrische Schaltung, angeordnet in einer Halbbrücken-Topologie, umfassend:einen High-Side-Transistor und einen Low-Side-Transistor, die jeweils eine Source, ein Drain und ein Gate aufweisen, wobei die Source des High-Side-Transistors mit dem Drain des Low-Side-Transistor an einem ersten Knoten elektrisch verbunden isteinen Gate-Treiber, der mit dem Gate des High-Side-Transistors elektrisch verbunden ist;einen Bootstrap-Kondensator, der parallel zum Gate-Treiber elektrisch angeschlossen ist;eine Shunt-Diode mit einer Kathode und einer Anode, wobei die Kathode der Shunt-Diode an einem zweiten Knoten mit dem Kondensator verbunden ist und die Anode der Shunt-Diode mit Masse verbunden ist, wobei die Shunt-Diode einen Ladepfad mit geringem Spannungsabfall zum Laden des Bootstrap-Kondensators bereitstellt; undeinen Shunt-Widerstand, der zwischen dem ersten Knoten und dem zweiten Knoten elektrisch geschaltet ist, so dass die Shunt-Diode vom ersten Knoten entkoppelt ist und der Strom durch die Shunt-Diode geregelt und begrenzt ist.

Description

  • HINTERGRUND DER ERFINDUNG
  • Von Anfang an haben Normal-Off-Enhancement-Mode-(E-Mode)-Galliumnitrid-(GaN)-Transistoren im Vergleich zu herkömmlichen Siliziumtechnologien eine bessere schaltungsinterne Leistung gezeigt. E-Mode-GaN-Transistoren und Leistungsbauelemente mit großer Bandlücke im Allgemeinen sind leistungsstärker als die Silizium-MOSFET-Technologie und führten zur Entwicklung verbesserter Grundlagen für Anwendungen, damit die Leistungsfähigkeit der überlegenen Leistungsbauelemente voll ausgenutzt und das Design rund um einzigartige Eigenschaften der Bauelemente besser zu optimieren.
  • Bei E-Mode-GaN-Transistoren ist eine besondere Eigenschaft der Bauelemente eine geringere größtmögliche Gate-Spannung im Vergleich zu Standard-Silizium-MOSFETs. Insbesondere ist der Gate-Overhead-Spielraum, der als Differenz zwischen der vom Hersteller empfohlenen Gate-Spannung und der größten Gate-Spannung des Bauelements definiert ist, für E-Mode-GaN-Transistoren im Vergleich zu ihren Silizium-MOSFET-Vorgängern gering. Werden E-Mode-GaN-Transistoren, insbesondere nicht massebezogene E-Mode-GaN-Transistoren, angesteuert, müssen die Gate-Ansteuerungsschaltungen folglich so ausgelegt werden, dass ein Überschreiten der größten Gate-Steuerspannung des Transistors vermieden wird.
  • Für viele Leistungselektronikstrukturen wird ein nicht massebezogener Leistungstransistor verwendet, einschließlich der auf einer Halbbrücke basierenden Strukturen wie Synchron-Abwärts, Synchron-Aufwärts, isolierte Vollbrücke, isolierte Halbbrücke, LLC und viele andere. Die Gate-Spannung für das nicht massebezogene Bauelement wird unter Verwendung einer Bootstrap-Schaltung erzeugt. Die Schaltung, der Stromfluss und das Zeitdiagramm für eine Abwärtswandlerkonfiguration sind in den 1A, 1B-1D bzw. 1E gezeigt.
  • In 1 A enthält die herkömmliche Abwärtswandler-Bootstrap-Treiberschaltung ein Paar Transistoren 12 und 14, die mit Q1 und Q2 bezeichnet sind. Gewöhnlich werden die Transistoren 12 und 14 als High-Side- bzw. Low-Side-Schalter bezeichnet. Die Source des High-Side-Transistors 12 ist am Halbbrückenausgang (Vsw) mit dem Drain des Low-Side-Transistors 14 verbunden. Der Drain des High-Side-Transistors 12 ist mit einer Hochspannungsquelle 18 (VIN) verbunden, und die Source des Low-Side-Transistors 14 ist mit Masse verbunden. Darüber hinaus ist das Gate des High-Side-Transistors 12 mit dem Gate-Ansteuerungsausgang GH des Gate-Treibers IC verbunden, und das Gate des Low-Side-Transistors 14 ist mit dem Gate-Ansteuerungsausgang GL des Gate-Treibers IC verbunden. Gate-Treiber sind im Stand der Technik bekannt und werden hier nicht im Detail beschrieben. Es versteht sich jedoch, dass diese Konfiguration ermöglicht, dass ein Transistor 12 oder 14 (Q1 oder Q2) eingeschaltet wird und der andere Transistor während des Betriebs ausgeschaltet wird und umgekehrt.
  • In 1A ist weiterhin eine Treiberspannungsquelle 20 (VDR) mit einem Eingang des Gate-Treibers IC verbunden. Ein Bootstrap-Kondensator22 (CB) ist parallel zum Gate-Treiber IC angeschlossen, und eine Bootstrap-Diode 24 (DB) ist zwischen Treiberspannungsquelle 20 (VDR) und Bootstrap-Kondensator 22 (CB) angeschlossen.
  • Während der Zeitspannen t1 und t2 (1E), in denen der massebezogene (Low-Side) Transistor 14 (Q2) leitend ist (in 1B und 1C durch den Strompfad von der Ansteuerungsspannungsquelle 20 (VDR) zur Masse durch den Transistor 14 (Q2) angegeben) wird der schwebende Bootstrap-Kondensator 22 (CB) effizient geerdet, und der Bootstrap-Kondensator kann aufgeladen werden. Insbesondere bei leitendem Low-Side-Transistor 14 (Q2) wird der Bootstrap-Kondensator 22 (CB) aufgeladen auf: V CB = V DR − V RDB − V DB + V Q2
    Figure DE112017006120B4_0001
    wobei VDR die Treiberspannung ist, VDB der Vorwärtsabfall der Bootstrap-Diode 24 ist, VRDB der Spannungsabfall über einem optionalen Widerstand RDB ist, damit die Ladegeschwindigkeit des Bootstrap-Kondensators begrenzt wird, und VQ2 die Spannung über dem Low-Side-Transistor 14 (Q2) ist. Ist der Bootstrap-Kondensator 22 (CB) vollständig geladen, beginnt die Bootstrap-Diode 24 (DB), den Ladezyklus zu blockieren und zu beenden.
  • Während des Einschaltzyklus des High-Side-Transistors 12 (Q1) wird der Bootstrap-Kondensator 22 (CB), der auf den Treiber-IC-Gate-Rückkanal (GR) bezogen ist, der dem Schaltknoten (Vsw) äquivalent ist, verwendet, um das High-Side-Bauelement 12 (Q1) durch Treiber-IC-Gate-Ausgang (GH) anzusteuern. Die Bootstrap-Ansteuerzeitspanne ist in 1E mit t3 bezeichnet, und der Strompfad ist in 1D gezeigt.
  • Wird das Low-Side-Bauelement 14 (Q2) im Zeitintervall t1 eingeschaltet, kommt es einen Spannungsabfall (VDB ≈ 0,3-0,7 V) über der Bootstrap-Diode 24 (DB) und eine kleine Spannung, die von der Last über Q2 erzeugt wird, (ILOAD RDS(ON)) und die in der obigen Gleichung definierte Bootstrap-Kondensatorspannung VCB bleiben unter der eingestellten Treiberspannung VDR und VCB ≈ 4,0 ~ 4,7 V, wobei die Kondensatorspannung von den Dioden- und Bauelementeigenschaften sowie den Betriebsbedingungen der Schaltung (z. B. ILOAD) abhängt. In 1E ist diese Zeitspanne t1 im Allgemeinen ein großer Teil der Gesamtzeitspanne Tsw = 1/fsw und des genau definierten Bereichs, und ist daher die vorgesehene Ladezeitspanne für den Bootstrap-Kondensator. Bei einem Großteil der Anwendungen versuchen die Entwickler, die für den Bootstrap-Kondensator 22 (CB) erforderlichen Ladezeiten zu minimieren, und für Standarddesigns wird kein optionaler Ladungsbegrenzungswiderstand RDB verwendet. Die Bootstrap-Diode 24 (DB) weist im Allgemeinen einen ausreichend großen äquivalenten Widerstandsabfall auf, um angemessene Ladeströme sicherzustellen.
  • Während der Totzeit, Zeitintervall t2, wenn Q1 und Q2 beide ausgeschaltet sind, leitet die „Body-Diode“-Funktion des E-Mode-GaN-Transistors den Laststrom. GaN-Transistoren haben keine Body-Diode mit p-n-Übergang, wie dies bei Silizium-MOSFETs üblich ist. Bei einer Gate-Source-Spannung von Null hat der GaN-Transistor keine Elektronen im Gate-Bereich und ist ausgeschaltet. Nimmt die Drain-Spannung ab, wird eine positive Vorspannung am Gate erzeugt, und wird die Schwellenspannung erreicht, befinden sich genügend Elektronen unter dem Gate, so dass ein leitender Kanal gebildet wird. Die „Body-Diode“-Funktion des Hauptträgers des GaN-Transistors hat den Vorteil, dass keine Umkehr-Erholungsladung, QRR, vorliegt, was beim Hochfrequenzschalten sehr vorteilhaft ist, aber einen größeren Vorwärtsabfall erzeugt als eine herkömmliche Silizium-MOSFET-Body-Diode. Der größere Vorwärtsabfall erhöht die damit verbundenen Leitungsverluste und erzeugt eine Überspannungsbedingung für einen E-Mode-GaN-Transistor in einer herkömmlichen Bootstrap-Treiberschaltung.
  • Insbesondere während der Totzeit, Zeitintervall t2, erhöht die größere Sperrleitungsspannung (gewöhnlich 2 - 2,5 V) des Low-Side-GaN-Transistors 14 (Q2) im Vergleich zum Spannungsabfall (0,3 - 0,7 V) der Bootstrap-Diode 24 (DB), die Spannung über dem Bootstrap-Kondensator 22 (CB) gemäß der obigen Gleichung, was zu einer möglichen Überladung des Bootstrap-Kondensators 22 (CB) über VDR führt und möglicherweise die Lebensdauer des High-Side-Transistors 12 (Q1) schädigt und begrenzt, wenn er angesteuert wird.
  • Die Gate-Source-Wellenformen eines auf GaN basierenden Designs mit der herkömmlichen Bootstrapping-Schaltung von 1A sind in 2 gezeigt. Für beide t2-Totzeitbedingungen (t2 ≈ 0 ns und t2 ≈ 6 ns) bleibt die untere Gate-Spannung VGS(Q2) um einen VDR-Treiberversorgungsspannungssollwert konstant, und die Wellenformen überlappen sich sehr genau. Für die maximale Totzeit beträgt die Spannung des Bootstrap-Kondensators und des oberen Gate VGS(Q1) Messungen zufolge ungefähr 6 VDC (t2 ≈ 6 ns), was deutlich über dem gewünschten Betriebsbereich liegt, und das Gate erreicht hinsichtlich der Spannungsspitze einen Höchstwert von fast 7 V, was deutlich über der maximalen Gate-Spitzenspannung von 6 V von GaN-Transistoren liegt. Bei Leerlauf, in dem die Zeitspanne t2 eliminiert ist (t2 ≈ 0 ns), wird die Spannung des Bootstrap-Kondensators mit ungefähr 4,4 VDC nahe der vorgesehenen Spannung gemessen. So zeigt 2 zeigt das Problem der Überladung des Bootstrap-Kondensators während der t2-Totzeit, wenn ein herkömmliches Bootstrapping-Ansteuerverfahren für E-Mode-GaN-Transistoren verwendet wird.
  • Im Stand der Technik wurde eine Anzahl modifizierter Bootstrap-Treiberschaltungen, die die oben beschriebene Überspannungsbedingung des Bootstrap-Kondensators umgehen, vorgeschlagen.
  • In US 8,593,211 B ist ein aktiver Klemmschalter in Reihe mit der Bootstrap-Diode eingefügt. Während der Totzeit t2 wird der Klemmschalter ausgeschaltet, um den Ladepfad zu trennen und die Überspannung zu begrenzen. Dieses Design steuert vorteilhafterweise aktiv die Bootstrap-Ladezeiten. Ein solches Design erhöht jedoch die Komplexität - ein IC muss verschiedene Schaltungsbetriebsbedingungen aktiv überwachen und vergleichen, und das zusätzliche Bauelement (der aktive Klemmschalter) führt zu höheren IC-Störverlusten.
  • Eine andere Lösung des Standes der Technik für das oben beschriebene Überspannungsproblem besteht darin, eine Zenerdiode parallel zum Bootstrap-Kondensator einzufügen. Die Zenerdiode klemmt die Spannung am Bootstrap-Kondensator (CB), wenn die Spannung des Bootstrap-Kondensators die Zenerspannung der Diode überschreitet. Eine solche Lösung ist einfach und erfordert die Hinzufügung nur einer einzelnen Komponente (einer Zenerdiode) zu der Schaltung. Das Klemmen ist jedoch eine dissipative Methode, bei der die Überspannung im Zener abgeführt wird. Somit weist diese Schaltung den höchsten Gate-Ansteuerungsverlust aller Lösungen des Standes der Technik auf.
  • Eine weitere Lösung des Standes der Technik für das Überspannungsproblem besteht darin, eine Schottky-Diode parallel zu dem Low-Side-e-Mode-GaN-Transistor (Q2) einzufügen. Während der Totzeit t2 leitet die Schottky-Diode, die eine viel niedrigere Durchlassspannung als das E-Mode-GaN-Bauelement (Q2) aufweist, so dass die Überspannung begrenzt wird. Das Hinzufügen einer Schottky-Diode parallel zu Q2 begrenzt die Überspannung und minimiert die Leistungsstufenverluste, die Wirksamkeit dieser Lösung hängt jedoch stark von der Leistung und den Gehäusestöreffekten der Schottky-Diode ab. Für viele Anwendungen, z.B. bei höheren Spannungen und höheren Strömen gibt es keine geeignete Schottky-Diode, und die Schaltung ist nicht realisierbar.
  • Noch eine weitere Lösung des Standes der Technik besteht darin, nicht nur eine Schottky-Diode hinzuzufügen, wie in der vorstehenden Lösung, um einen Pfad mit niedrigem Spannungsabfall zum Laden des Bootstrap-Kondensators bereitzustellen, sondern auch einen Gate-Widerstand hinzuzufügen, um den Kraftstrom zu begrenzen, der durch die Schottky-Diode fließen kann, wodurch die Auswahl der verfügbaren Schottky-Dioden verbessert wird. Der Gate-Widerstand wirkt als Einschalt- und Ausschaltwiderstand für den High-Side-Transistor Q1. Das Erhöhen des Einschalt- und Ausschaltwiderstands erhöht jedoch die schaltbezogenen Verluste im Q1-Leistungsbauelement erheblich und verringert die Leistung der Leistungsstufe erheblich. Darüber hinaus gibt es insbesondere für Hochspannungsanwendungen keinen geeigneten DQ2 und die Lösung ist daher begrenzt oder nicht realisierbar.
  • Eine weitere Schaltung des Standes der Technik ist ein synchroner Bootstrap-GaN-FET, der in US 9,667,245 B beschrieben ist. Diese Schaltung, in der die Bootstrap-Diode durch einen E-Mode-GaN-Transistor ersetzt wird, der vom Gate von Q2 angesteuert wird, reguliert aktiv die Überspannung und minimiert die Treiberverluste bei hohen Frequenzen. Der Nachteil liegt in der Komplexität dieser Schaltung. Zusätzliche Komponenten sind erforderlich. Darüber hinaus muss der Bootstrap-Transistor ein Hochspannungstransistor sein, der die gesamte Versorgungsspannung der Halbbrücke sperren kann.
  • JP H06-84 798 U offenbart in 1 eine elektrische Schaltung, angeordnet in einer Halbbrücken-Topologie, umfassend:
    • einen High-Side-Transistor und einen Low-Side-Transistor, die jeweils eine Source, ein Drain und ein Gate aufweisen, wobei die Source des high-Side-Transistors mit dem Drain des Low-Side-Transistor an einem ersten Knoten elektrisch verbunden ist;
    • einen Gate-Treiber (6), der mit dem Gate des high-Side-Transistors elektrisch verbunden ist;
    • einen Bootstrap-Kondensator, der parallel zum Gate-Treiber elektrisch angeschlossen ist;
    • eine Shunt-Diode mit einer Kathode und einer Anode, wobei die Kathode der Shunt-Diode an einem zweiten Knoten mit dem Kondensator verbunden ist und die Anode der Shunt-Diode mit Masse verbunden ist.
  • Folglich besteht ein Bedarf an einer Ansteuerungsschaltung, die die oben beschriebene Überspannungsbedingung des Bootstrap-Kondensators umgeht und auch die Mängel der oben beschriebenen früheren Lösungen überwindet.
  • Die vorliegende Erfindung stellt eine modifizierte Ansteuerungsschaltung für eine Halbbrückentransistorschaltung bereit, die die oben beschriebenen Gate-Ansteuer-Überspannungsbedingungen vermeidet und die oben genannten Mängel des Standes der Technik überwindet, indem eine Shunt-Diode bereitgestellt wird, die an einem Knoten VB zwischen dem Bootstrap-Kondensator und Masse mit dem Bootstrap-Kondensator verbunden ist, wobei die Shunt-Diode durch einen Shunt-Widerstand vom Mittelpunktsknoten der Halbbrücke (Vsw) entkoppelt ist. Die Shunt-Diode stellt vorteilhafterweise einen Ladepfad mit geringem Spannungsabfall zum Laden des Bootstrap-Kondensators während der Totzeit-Ladezeitspanne bereit, wenn sowohl der High-Side- als auch der Low-Side-Transistor der Halbbrücke ausgeschaltet sind. Der Shunt-Widerstand steuert und begrenzt den Strom durch die Shunt-Diode.
  • Vorteilhafterweise ist in der erfindungsgemäßen Schaltung die Source des High-Side-Transistors direkt mit dem Gate-Ansteuerungs-Rückkanal (GR) des Gate-Treibers verbunden, wodurch der Ausschaltwiderstand für die Ausschaltkommutierung des High-Side-Transistors beseitigt wird.
  • Die erfindungsgemäße Schaltung betrifft insbesondere Halbbrückenschaltungen, die Enhancement-Mode-GaN-Transistoren verwenden, die, wie oben erläutert, eine „Body-Diode“-Funktion haben, die den Laststrom leitet, wenn der Transistor ausgeschaltet wird, jedoch mit einem größeren Vorwärtsspannungsabfall als bei einer herkömmlichen Si-MOSFET-Body-Diode. Der große Spannungsabfall in Sperrrichtung des GaN-Transistors führt zu einer Überladung des Bootstrap-Kondensators. Durch Hinzufügen einer Shunt-Diode, wodurch ein Ladepfad mit geringem Spannungsabfall zum Laden des Bootstrap-Kondensators bereitgestellt wird, umgeht die vorliegende Erfindung einen Überspannungszustand für den High-Side-GaN-Transistor.
  • In einer zweiten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung ist eine Einschaltdiode in Bezug auf den Shunt-Widerstand antiparallel elektrisch angeschlossen. In einer dritten Ausführungsform der Erfindung ist ein Einschaltwiderstand in Reihe mit der Einschaltdiode vorgesehen. In einer vierten Ausführungsform der Erfindung ist eine zweite Shunt-Diode elektrisch in Reihe mit dem Shunt-Widerstand angeschlossen.
  • Figurenliste
  • Weitere Merkmale und Vorteile der vorliegenden Erfindung ergeben sich aus der nachfolgenden Beschreibung in Verbindung mit den Zeichnungen. Es zeigt/zeigen:
    • 1A eine herkömmliche Abwärtswandler-Bootstrap-Schaltung, die in einer Halbbrücke angeordnete E-Mode-GaN-Transistoren ansteuert, 1B-1D die Strompfade durch die Schaltung während verschiedener Zeitspannen, und 1E ein Zeitablaufdiagramm für die Schaltung.
    • 2 die Gate-Source-Wellenformen eines auf GaN basierenden Designs mit der herkömmlichen Bootstrapping-Schaltung von 1A.
    • 3A eine erste Ausführungsform der erfindungsgemäßen Schaltung, 3B spezifische Details der ersten Ausführungsform, 3C-3E die Strompfade während verschiedener Zeitspannen, und 3E ein Zeitablaufdiagramm für die Schaltung.
    • 4A eine zweite Ausführungsform der erfindungsgemäßen Schaltung mit einer Einschaltdiode, 4B-4D die Strompfade während verschiedener Zeitspannen, und 4E die Hinzufügung eines optionalen Einschaltwiderstands.
    • 5 eine dritte Ausführungsform der erfindungsgemäßen Schaltung mit einer zweiten Shunt-Diode.
    • 6 eine vierte Ausführungsform der Erfindung, bei der die Erfindung auf Wandler mit größerer Pegelzahl erweitert ist.
    • 7A eine fünfte Ausführungsform der erfindungsgemäßen Schaltung mit einem Shunt-Transistor, der die Shunt-Diode ersetzt, und 7B spezifische Details der fünften Ausführungsform.
  • DETAILLIERTE BESCHREIBUNG BEVORZUGTER AUSFÜHRUNGSFORMEN
  • In der nachstehenden Beschreibung werden Ausführungsformen der Erfindung in Form von Beispielen beschrieben. Die Ausführungsbeispiele werden im Detail beschrieben, so dass der Fachmann sie ausführen kann. Es versteht sich, dass andere Ausführungsformen möglich sind und dass verschiedene Änderungen vorgenommen werden können, ohne vom Umfang und Geist der Erfindung abzuweichen.
  • In 3A verwendet die Schaltung der Erfindung eine Shunt-Diode 32 (DSHUNT), die von der Leistungsschaltung (Knoten GR/Vsw) durch einen Shunt-Widerstand 34 (RSHUNT) entkoppelt und an ihrer Kathode mit einem Knoten VB verbunden ist, so dass ein Ladepfad mit geringem Spannungsabfall zum Laden des Bootstrap-Kondensators 22 (CB) während der Totzeit-Ladezeitspanne t2 bereitgestellt wird. Der Shunt-Widerstand 34 (RSHUNT) steuert und begrenzt den Strom durch die Shunt-Diode 32 (DSHUNT).
  • Vorteilhafterweise ist die Source des High-Side-GaN-Transistors 12 (Q1) direkt mit dem Gate-Ansteuerungs-Rückkanal (GR) verbunden, wodurch der Ausschaltwiderstand für die Ausschaltkommutierung des High-Side-GaN-Transistors 12 (Q1) entfällt.
  • Die Shunt-Diode 32 (DSHUNT) kann so ausgelegt/ausgewählt werden, dass sie ähnliche oder dieselben Eigenschaften wie die Bootstrap-Diode 24 (DB) aufweist, so dass eine Bootstrap-Kondensatorspannung VCB bereitgestellt wird, die derAnsteuerungsspannung VDR am ehesten entspricht. Alternativ kann die Shunt-Diode 32 (DSHUNT) so ausgelegt/ausgewählt werden, dass sie andere Eigenschaften aufweist als die Bootstrap-Diode 24 (DB), so dass Spannungen oberhalb und/oder unterhalb der Ansteuerungsspannung VDR erzeugt werden. Die Shunt-Diode 32 (DSHUNT) kann entweder mit einer herkömmlichen oder einer Schottky-Diode ausgeführt werden, muss jedoch die Spannungsfähigkeit aufweisen, um VIN zu unterstützen.
  • In 3C wird bei Betrieb der Schaltung von 3A während der Zeitspanne t1 wie im Stand der Technik der Leistungstransistor Q2 eingeschaltet und weist eine niedrige Impedanz und einen niedrigen Spannungsabfall auf, und der Bootstrap-Kondensator-Ladepfad verläuft durch Q2, wodurch das Shunt-Netzwerk inaktiv wird, wobei die Shunt-Diode 32 (DSHUNT) blockiert. In 3D werden während der Zeitspanne t2 die Leistungstransistoren Q1 und Q2 ausgeschaltet, und Q2 weist einen hohen Spannungsabfall auf, wodurch das Shunt-Netzwerk aktiv wird, wenn die Shunt-Diode 32 (DSHUNT) leitet. Der Ladepfad des Bootstrap-Kondensators verläuft somit durch die Shunt-Diode 32 (DSHUNT), anstatt durch Q2. In 3E ist während der Zeitspanne t3 der Leistungstransistor Q1, der durch den Bootstrap-Kondensator und das DSHUNT-Netzwerk angesteuert wird, inaktiv.
  • Die Schaltung der Erfindung ist aus einer Reihe von Gründen gegenüber den oben beschriebenen Schaltungen des Standes der Technik vorteilhaft. Erstens muss die Shunt-Diode 32 (DSHUNT) keine Schottky-Diode sein, wie dies bei den oben beschriebenen Schaltungen nach dem Stand der Technik der Fall ist, so dass sich die Erfindung für eine größere Anzahl von Anwendungen eignet. Zweitens ermöglicht das Entkoppeln des Shunt-Widerstands 34 (RSHUNT) von der Leistungsschaltung, was bei der oben beschriebenen Schaltung nach dem Stand der Technik mit einem Gate-Widerstand nicht erfolgt, dass RSHUNT unabhängig derart ausgelegt wird, dass der von DSHUNT bewältigte Strom optimiert wird, ohne die Ausschalt-Kommutierung von Q1 zu beeinflussen, was die Leistung der Leistungsstufe verbessert. Die Erfindung ist wesentlich einfacher als der oben beschriebene aktive Klemmschalter und die synchronen Bootstrap-Schaltungen. Schließlich ist die Erfindung wesentlich leistungsfähiger als die oben beschriebene Zener-Dioden-Lösung des Standes der Technik, da die Shunt-Diode 32 nicht dissipativ ist.
  • Ein Nachteil der in 3A gezeigten erfindungsgemäßen Schaltung besteht darin, dass der Shunt-Widerstand 34 (RSHUNT) als Einschaltwiderstand wirkt und er die Einschaltkommutierung des Low-Side-Transistors Q1 beeinflusst. Folglich wird, wie in 4A gezeigt, in einer zweiten Ausführungsform der Erfindung, zur Verbesserung der Einschaltgeschwindigkeit der Ausführungsform von 3A eine antiparallele Einschaltdiode 40 (DON) zum Einschalten von Q1 bereitgestellt. In der zweiten Ausführungsform ist während der t2-Totzeitspanne (in 4C gezeigt) der RSHUNT-Zweig aktiv, wodurch der durch die Shunt-Diode 32 (DSHUNT) geleitete Strom gesteuert und das Laden des Bootstrap-Kondensators begrenzt wird. Wie in 4D gezeigt, ist während der Einschaltzeitspanne t3 der DON-Zweig aktiv, wodurch ein Pfad mit niedriger Impedanz bereitgestellt wird, so dass die Einschaltgeschwindigkeit des Transistors Q1 verbessert wird. Vorteilhafterweise weist die zweite Ausführungsform der 4 A keine Widerstände im Ein- oder Ausschaltpfad von Q1 auf, wodurch die bestmögliche Schaltleistung des Leistungsbauelements erzielt wird, während das RSHUNT/DSHUNT-Netzwerk zur Steuerung der Überspannung des Bootstrap-Kondensators verwendet wird. Im Gegensatz zu der in 3A gezeigten ersten Ausführungsform hat der Shunt-Widerstand 34 in der zweiten Ausführungsform von 4A folglich keinen Einfluss auf das Leistungsschalten des High-Side-Transistors Q1. Gegebenenfalls kann, wie in 4E gezeigt, ein Reihenwiderstand 42 (RON) hinzugefügt werden, so dass ein Einschaltwiderstand bereitgestellt wird.
  • In einer in 5 gezeigten dritten Ausführungsform der Erfindung, ist eine zweite Shunt-Diode 52 (DSHUNT2) in Reihe mit dem Shunt-Widerstand (RSHUNT) angeschlossen, so dass eine zusätzliche Steuerung der effektiven Impedanz und des Spannungsabfalls bereitgestellt wird.
  • Wie in 6 gezeigt, ist die vorliegende Erfindung in einer vierten Ausführungsform auf Wandler mit größerer Pegelzahl erweitert. Die Implementierung der ersten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung ist in 6 gezeigt, aber die anderen hier beschriebenen Ausführungsformen der Erfindung können in ähnlicher Weise ebenfalls auf Wandler mit größerer Pegelzahl erweitert werden.
  • In einer in den 7A und 7B gezeigten fünften Ausführungsform der vorliegenden Erfindung kann die Shunt-Diode 32 (DSHUNT) durch einen aktiven Halbleiter, d. h. Transistor 70 (QSHUNT), ersetzt werden, der mit dem komplementären Gate-Ansteuerungssignal des Transistors 12 (Q1) angesteuert wird. Das US-Patent Nr. 8,536,847 offenbart eine Schaltung, in der ein Transistor Q3 auf ähnliche Weise in einer Bootstrap-Ansteuerungsschaltung verwendet wird, jedoch erfordert die Schaltung dieses Patents eine komplizierte Referenzspannungsschaltung, da der Leistungsstift und der Gate-Ansteuerungsstift durch unterschiedliche Potenziale referenziert werden. Wird bei gleichem Potential referenziert, gäbe es kein Ausgleichsverfahren, um das Leiten des Kraftstroms im kleineren Q3 zu begrenzen. Im Gegensatz dazu liefert der Shunt-Widerstand 34 (RSHUNT) in der vorliegenden Erfindung einfach eine Impedanz zum Steuern des Ladeverhältnisses zwischen Transistor 70 (QSHUNT) und dem Low-Side-Transistor 14 ((Q2), die beide auf GND bezogen sind, und ermöglicht eine direkte Verbindung der Leistungs- und Gate-Treiberstifte, ohne dass eine Referenzspannungsschaltung erforderlich ist.
  • Die erfindungsgemäße Schaltung kann in ihren verschiedenen oben beschriebenen Ausführungsformen diskret oder vollständig monolithisch integriert in einer einzelnen integrierten Schaltung ausgeführt werden. Die verschiedenen Dioden der Schaltung können als aktive Schalter ausgeführt sein. Die Gate-Ansteuerungsschaltung der vorliegenden Erfindung kann auch in einen Chip mit den Leistungsbauelementen und passiven Komponenten integriert werden.
  • Die Beschreibung und die Zeichnungen dienen der Darstellung spezifischer Ausführungsformen, in denen die beschriebenen Merkmale und Vorteile verwirklicht sind. Modifikationen und Ersetzungen spezifischer Schaltungen sind für den Fachmann offensichtlich. Folglich sollen die Ausführungsformen der Erfindung nicht durch die vorstehende Beschreibung und die Zeichnungen als eingeschränkt angesehen werden.

Claims (15)

  1. Elektrische Schaltung, angeordnet in einer Halbbrücken-Topologie, umfassend: einen High-Side-Transistor und einen Low-Side-Transistor, die jeweils eine Source, ein Drain und ein Gate aufweisen, wobei die Source des High-Side-Transistors mit dem Drain des Low-Side-Transistor an einem ersten Knoten elektrisch verbunden ist einen Gate-Treiber, der mit dem Gate des High-Side-Transistors elektrisch verbunden ist; einen Bootstrap-Kondensator, der parallel zum Gate-Treiber elektrisch angeschlossen ist; eine Shunt-Diode mit einer Kathode und einer Anode, wobei die Kathode der Shunt-Diode an einem zweiten Knoten mit dem Kondensator verbunden ist und die Anode der Shunt-Diode mit Masse verbunden ist, wobei die Shunt-Diode einen Ladepfad mit geringem Spannungsabfall zum Laden des Bootstrap-Kondensators bereitstellt; und einen Shunt-Widerstand, der zwischen dem ersten Knoten und dem zweiten Knoten elektrisch geschaltet ist, so dass die Shunt-Diode vom ersten Knoten entkoppelt ist und der Strom durch die Shunt-Diode geregelt und begrenzt ist.
  2. Elektrische Schaltung nach Anspruch 1, wobei die High-Side- und Low-Side-Transistoren Enhancement-Mode-GaN-Transistoren sind.
  3. Elektrische Schaltung nach Anspruch 1, zudem umfassend eine Einschaltdiode, die mit dem Shunt-Widerstand antiparallel elektrisch geschaltet ist.
  4. Elektrische Schaltung nach Anspruch 3, zudem umfassend einen Einschaltwiderstand in Reihe mit der Einschaltdiode.
  5. Elektrische Schaltung nach Anspruch 3, zudem umfassend eine zweite Shunt-Diode, wobei die zweite Shunt-Diode mit dem Shunt-Widerstand in Reihe geschaltet ist.
  6. Elektrische Schaltung nach Anspruch 1, zudem umfassend zusätzliche Shunt-Dioden und Shunt-Widerstände, die mit den jeweiligen Sources zusätzlicher High-Side-Transistoren verbunden sind.
  7. Elektrische Schaltung nach Anspruch 1, wobei die Shunt-Diode durch einen Shunt-Transistor ersetzt ist, wobei der Shunt-Transistor mit einem Gate-Ansteuerungssignal angesteuert wird, das zu dem an das Gate des Low-Side-Transistors angelegten Signal komplementär ist.
  8. Elektrische Schaltung nach Anspruch 1, wobei der Gate-Treiber, der Bootstrap-Kondensator, die Shunt-Diode und der Shunt-Widerstand jeweils vollständig monolithisch in eine einzige integrierte Schaltung integriert sind.
  9. Elektrische Schaltung nach Anspruch 1, wobei die integrierte Schaltung die High-Side- und Low-Side-Transistoren und die passiven Komponenten der Schaltung enthält.
  10. Verfahren zur Vermeidung von Gate-Ansteuer-Überspannungen in einer in Halbbrückenkonfiguration angeordneten elektrischen Schaltung, wobei die Halbbrücke der elektrischen Schaltung einen High-Side-Transistor und einen Low-Side-Transistor umfasst, die jeweils eine Source, ein Drain und ein Gate aufweisen, die Source des High-Side-Transistors an einem ersten Knoten mit dem Drain des Low-Side-Transistors elektrisch verbunden ist, und die elektrische Schaltung zudem einen Gate-Treiber umfasst, der mit dem Gate des High-Side-Transistors elektrisch verbunden ist, sowie einen Bootstrap-Kondensator, der parallel zum Gate-Treiber elektrisch gekoppelt ist, wobei das Verfahren das Laden des Bootstrap-Kondensators umfasst, wenn sowohl der High-Side- als auch der Low-Side-Transistor ausgeschaltet sind, über ein Shunt-Netzwerk, das parallel zu dem Low-Side-Transistor elektrisch geschaltet ist, wobei das Shunt-Netzwerk einen Ladepfad mit geringem Spannungsabfall im Vergleich zum Sperrspannungsabfall des Low-Side-Transistors bereitstellt, wobei das Shunt-Netzwerk umfasst: eine Shunt-Diode mit einer Kathode und einer Anode, wobei die Kathode der Shunt-Diode an einem zweiten Knoten mit dem Kondensator verbunden ist und die Anode der Shunt-Diode mit Masse verbunden ist und einen Shunt-Widerstand, der zwischen dem ersten Knoten und dem zweiten Knoten elektrisch geschaltet ist, so dass die Shunt-Diode vom ersten Knoten entkoppelt ist und der Strom durch die Shunt-Diode geregelt und begrenzt wird.
  11. Verfahren nach Anspruch 10, wobei die High-Side- und Low-Side-Transistoren Enhancement-Mode-GaN-Transistoren sind.
  12. Verfahren nach Anspruch 10, wobei das Shunt-Netzwerk zudem eine Einschaltdiode umfasst, die in Bezug auf den Shunt-Widerstand antiparallel elektrisch geschaltet ist.
  13. Verfahren nach Anspruch 10, wobei das Shunt-Netzwerk ferner einen Einschaltwiderstand in Reihe mit der Einschaltdiode umfasst.
  14. Verfahren nach Anspruch 13, zudem umfassend eine zweite Shunt-Diode, wobei die zweite Shunt-Diode in Reihe mit dem Shunt-Widerstand angeordnet ist.
  15. Verfahren nach Anspruch 10, wobei die Shunt-Diode durch einen Shunt-Transistor ersetzt ist und der Shunt-Transistor mit einem Gate-Ansteuerungssignal angesteuert wird, das zu dem an das Gate des Low-Side-Transistors angelegten Signals komplementär ist.
DE112017006120.2T 2016-12-01 2017-11-28 Bootstrap-kondensator-überspannungs-überwachungsschaltung für wandler auf gan-transistorbasis Active DE112017006120B4 (de)

Applications Claiming Priority (3)

Application Number Priority Date Filing Date Title
US201662428854P 2016-12-01 2016-12-01
US62/428,854 2016-12-01
PCT/US2017/063442 WO2018102299A1 (en) 2016-12-01 2017-11-28 Bootstrap capacitor over-voltage management circuit for gan transistor based power converters

Publications (2)

Publication Number Publication Date
DE112017006120T5 DE112017006120T5 (de) 2019-09-05
DE112017006120B4 true DE112017006120B4 (de) 2020-12-10

Family

ID=62241923

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
DE112017006120.2T Active DE112017006120B4 (de) 2016-12-01 2017-11-28 Bootstrap-kondensator-überspannungs-überwachungsschaltung für wandler auf gan-transistorbasis

Country Status (7)

Country Link
US (1) US10454472B2 (de)
JP (1) JP6839280B2 (de)
KR (1) KR102236287B1 (de)
CN (1) CN110024290B (de)
DE (1) DE112017006120B4 (de)
TW (1) TWI655835B (de)
WO (1) WO2018102299A1 (de)

Families Citing this family (18)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US8827889B2 (en) 2012-05-21 2014-09-09 University Of Washington Through Its Center For Commercialization Method and system for powering implantable devices
US9960620B2 (en) 2014-09-16 2018-05-01 Navitas Semiconductor, Inc. Bootstrap capacitor charging circuit for GaN devices
JP6819256B2 (ja) * 2016-12-07 2021-01-27 富士電機株式会社 駆動回路及び該回路を含んでなる半導体モジュール
US10644601B2 (en) 2018-06-22 2020-05-05 Taiwan Semiconductor Manufacturing Co., Ltd. Dead-time conduction loss reduction for buck power converters
CN112865531A (zh) * 2018-06-22 2021-05-28 台湾积体电路制造股份有限公司 降压转换器电路、集成芯片、集成电路及降压转换方法
CN112425057A (zh) * 2018-07-19 2021-02-26 三菱电机株式会社 电力变换装置、马达驱动装置以及空气调节器
TWI732280B (zh) * 2018-08-28 2021-07-01 美商高效電源轉換公司 串級自舉式GaN功率開關及驅動器
US10574229B1 (en) 2019-01-23 2020-02-25 Tagore Technology, Inc. System and device for high-side supply
US11258444B2 (en) * 2019-05-17 2022-02-22 Schneider Electric It Corporation Devices and methods for high-efficiency power switching with cascode GaN
DE102019207981A1 (de) * 2019-05-31 2020-12-03 Robert Bosch Gmbh Schaltungsanordnung mit mindestens einer Halbbrücke
CN110661427B (zh) * 2019-09-27 2020-07-24 浙江大学 基于氮化镓器件有源箝位反激式ac-dc变换器的数字控制装置
US20210105010A1 (en) * 2019-10-08 2021-04-08 Delta Electronics, Inc. Gate-driving circuit
CN114414977B (zh) * 2019-10-30 2023-12-19 英诺赛科（珠海）科技有限公司 量测高电子移动率晶体管之装置
JP7308137B2 (ja) * 2019-12-03 2023-07-13 ローム株式会社 スイッチング回路のゲート駆動回路および制御回路、スイッチング電源
CN111865149B (zh) * 2020-09-07 2022-04-05 珠海格力电器股份有限公司 电机控制电路及无刷直流电机
CN113054962B (zh) * 2021-03-25 2024-03-19 苏州华太电子技术股份有限公司 共源共栅GaN功率器件及其半桥应用电路
TWI780918B (zh) * 2021-09-17 2022-10-11 國立陽明交通大學 單閘極驅動控制的同步整流降壓轉換器
WO2023228635A1 (ja) * 2022-05-25 2023-11-30 ローム株式会社 半導体装置、スイッチング電源

Citations (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPH0684798U (ja) * 1993-04-30 1994-12-02 株式会社島津製作所 ブリッジインバータ回路

Family Cites Families (21)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US4760282A (en) 1986-11-13 1988-07-26 National Semiconductor Corporation High-speed, bootstrap driver circuit
US5408150A (en) * 1992-06-04 1995-04-18 Linear Technology Corporation Circuit for driving two power mosfets in a half-bridge configuration
US5373435A (en) * 1993-05-07 1994-12-13 Philips Electronics North America Corporation High voltage integrated circuit driver for half-bridge circuit employing a bootstrap diode emulator
SG66453A1 (en) * 1997-04-23 1999-07-20 Int Rectifier Corp Resistor in series with bootstrap diode for monolithic gate device
US6798269B2 (en) * 2000-07-25 2004-09-28 Stmicroelectronics S.R.L. Bootstrap circuit in DC/DC static converters
US20030015144A1 (en) * 2001-06-18 2003-01-23 Harold Bennett Push-through pet food container and dispenser
WO2008114455A1 (ja) * 2007-03-21 2008-09-25 Fujitsu Microelectronics Limited スイッチング容量生成回路
US20080290841A1 (en) * 2007-05-23 2008-11-27 Richtek Technology Corporation Charging Circuit for Bootstrap Capacitor and Integrated Driver Circuit Using Same
JP5191711B2 (ja) * 2007-09-05 2013-05-08 株式会社ジャパンディスプレイイースト 液晶表示装置
JP5071248B2 (ja) * 2008-06-03 2012-11-14 住友電気工業株式会社 レーザダイオード駆動回路
US9041379B2 (en) * 2009-09-10 2015-05-26 Lumastream Canada Ulc Bootstrap startup and assist circuit
CN103039003B (zh) * 2010-02-18 2015-12-16 丹福斯驱动器公司 在通电马达处的马达控制器中实现自举电源充电的方法以及使用该方法的马达控制器
US9136836B2 (en) 2011-03-21 2015-09-15 Semiconductor Components Industries, Llc Converter including a bootstrap circuit and method
JP2013062717A (ja) 2011-09-14 2013-04-04 Mitsubishi Electric Corp 半導体装置
US8593211B2 (en) * 2012-03-16 2013-11-26 Texas Instruments Incorporated System and apparatus for driver circuit for protection of gates of GaN FETs
US8619445B1 (en) * 2013-03-15 2013-12-31 Arctic Sand Technologies, Inc. Protection of switched capacitor power converter
JP5991939B2 (ja) * 2013-03-25 2016-09-14 三菱電機株式会社 半導体デバイス駆動回路および半導体デバイス駆動装置
JP6252388B2 (ja) * 2014-07-11 2017-12-27 スズキ株式会社 エンジンの動弁装置
US9960620B2 (en) 2014-09-16 2018-05-01 Navitas Semiconductor, Inc. Bootstrap capacitor charging circuit for GaN devices
US9667245B2 (en) * 2014-10-10 2017-05-30 Efficient Power Conversion Corporation High voltage zero QRR bootstrap supply
CN204244063U (zh) * 2014-10-24 2015-04-01 意法半导体研发(深圳)有限公司 反相升降压型变换器驱动电路

Patent Citations (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPH0684798U (ja) * 1993-04-30 1994-12-02 株式会社島津製作所 ブリッジインバータ回路

Also Published As

Publication number Publication date
JP2019537417A (ja) 2019-12-19
CN110024290B (zh) 2021-04-13
WO2018102299A1 (en) 2018-06-07
KR20190089200A (ko) 2019-07-30
KR102236287B1 (ko) 2021-04-07
JP6839280B2 (ja) 2021-03-03
US10454472B2 (en) 2019-10-22
US20180159529A1 (en) 2018-06-07
TW201826677A (zh) 2018-07-16
DE112017006120T5 (de) 2019-09-05
TWI655835B (zh) 2019-04-01
CN110024290A (zh) 2019-07-16

Similar Documents

Publication Publication Date Title
DE112017006120B4 (de) Bootstrap-kondensator-überspannungs-überwachungsschaltung für wandler auf gan-transistorbasis
DE102016114820B4 (de) System und Verfahren für einen Schalter mit einem selbstleitenden Transistor und einem selbstsperrenden Transistor
EP0108283B1 (de) Elektronischer Schalter
DE102016101907B4 (de) Elektronische Schaltung, Ansteuerschaltung und Verfahren
DE102013223184B4 (de) Treiberschaltung mit straffer Steuerung der Gate-Spannung
DE112012001674T5 (de) Kaskodenschalter mit selbstsperrenden und selbstleitenden Bauelementen und die Schalter umfassende Schaltungen
DE19750168B4 (de) Drei Spannungsversorgungen für Treiberschaltungen von Leistungs-Halbleiterschaltern
DE102015114365B4 (de) System und verfahren zum generieren einer hilfsspannung
DE102006029474A1 (de) Aktive Ansteuerung von normalerweise eingeschalteten bzw. normalerweise ausgeschalteten, in einer Kaskoden-Konfiguration angeordneten Bauteilen über eine asymmetrische CMOS-Schaltung
DE102015114371A1 (de) System und verfahren für einen schalter mit einem selbstleitenden transistor und einem selbstsperrenden transistor
DE102017113530B4 (de) Eine Treiberschaltung, entsprechendes Bauelement, Vorrichtung und Verfahren
EP0818889A2 (de) Gatespannungsbegrenzung für eine Schaltungsanordnung
EP0060336A2 (de) Verfahren zur Ansteuerung eines Leistungs-Feldeffekt-Schalttransistors und Schaltungsanordnungen zur Durchführung des Verfahrens
DE102015114373A1 (de) System und verfahren für einen schalter mit einem selbstleitenden transistor und einem selbstsperrenden transistor
DE112017002655T5 (de) Anreicherungs-FET-Gate-Treiber-IC
DE102012215837A1 (de) Halbleitervorrichtung
DE102005027442B4 (de) Schaltungsanordnung zum Schalten einer Last
DE102009045802A1 (de) Schaltungsanordnung zum Ansteuern eines Transistors
DE102017124748A1 (de) Konfigurierbare klemmschaltung
DE202017106662U1 (de) Schaltung mit einem Gatetreiber
DE102005039840A1 (de) Bootstrap-Dioden-Emulator mit dynamischer Substratvorspannung und Kurzschlussschutz
DE102015104946B4 (de) Elektronische Treiberschaltung und Verfahren
DE102016103131A1 (de) Schaltkreis, Halbleiterschaltanordnung und Verfahren
DE102021111963A1 (de) Treiberschaltung und Invertervorrichtung
DE10328782B4 (de) Steuerschaltung für einen MOSFET zur Synchrongleichrichtung

Legal Events

Date Code Title Description
R012 Request for examination validly filed
R016 Response to examination communication
R018 Grant decision by examination section/examining division
R020 Patent grant now final