JP2870945B2 - 誘導加熱調理器 - Google Patents
誘導加熱調理器Info
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- JP2870945B2 JP2870945B2 JP6022490A JP6022490A JP2870945B2 JP 2870945 B2 JP2870945 B2 JP 2870945B2 JP 6022490 A JP6022490 A JP 6022490A JP 6022490 A JP6022490 A JP 6022490A JP 2870945 B2 JP2870945 B2 JP 2870945B2
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- induction heating
- circuit
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Description
【発明の詳細な説明】 産業上の利用分野 本発明は、シングルエンデッドインバータを有する誘
導加熱調理器に関するものである。
導加熱調理器に関するものである。
従来の技術 従来この種誘導加熱調理器は、第４図に示すように、
商用電源１と整流器２とフィルタコンデンサ３で構成さ
れる直流電源４と、この直流電源４の出力端子間には、
NPNバイポーラトランジスタなどの電流駆動型の半導体
素子からなるスイッチング素子7,8の直列接続体を接続
していた。また、前記トランジスタ7,8には、それぞれ
ダイオード9,10が逆並列に接続されていた。前記トラン
ジスタ7,8の接続点と直流電源の負極側または正極側の
間には、共振コンデンサ５と加熱コイル６の直列接続体
とからなるメイン回路が接続されていた。また、トラン
ジスタ7,8を交互に導通する制御回路15と、制御回路15
の出力パルスを増幅してトランジスタ８を駆動する駆動
回路14と、制御回路15の出力パルスを増幅してパルスト
ランス12を駆動する駆動回路11と、パルストランス12の
出力信号を受けてトランジスタ７を駆動するパルストラ
ンス出力回路13と、電源トランス17の出力側に接続さ
れ、制御回路15、駆動回路11,14に直流電源を供給する
制御電源回路16を有してなるものであった。
商用電源１と整流器２とフィルタコンデンサ３で構成さ
れる直流電源４と、この直流電源４の出力端子間には、
NPNバイポーラトランジスタなどの電流駆動型の半導体
素子からなるスイッチング素子7,8の直列接続体を接続
していた。また、前記トランジスタ7,8には、それぞれ
ダイオード9,10が逆並列に接続されていた。前記トラン
ジスタ7,8の接続点と直流電源の負極側または正極側の
間には、共振コンデンサ５と加熱コイル６の直列接続体
とからなるメイン回路が接続されていた。また、トラン
ジスタ7,8を交互に導通する制御回路15と、制御回路15
の出力パルスを増幅してトランジスタ８を駆動する駆動
回路14と、制御回路15の出力パルスを増幅してパルスト
ランス12を駆動する駆動回路11と、パルストランス12の
出力信号を受けてトランジスタ７を駆動するパルストラ
ンス出力回路13と、電源トランス17の出力側に接続さ
れ、制御回路15、駆動回路11,14に直流電源を供給する
制御電源回路16を有してなるものであった。
発明が解決しようとする課題 このような従来の構成では、高電位側のスイッチング
素子７が電流駆動型半導体素子で、導通されるために入
力端子から大きな順方向電流の注入を必要とし、また高
速で遮断するために逆バイアスを印加して短期間に大量
の蓄積電荷を放出する必要があり、また制御回路15の出
力端子と高電位側のスイッチング素子７の入力端子は直
流的に分離しなければならないので、以下に列記するよ
うな課題があった。
素子７が電流駆動型半導体素子で、導通されるために入
力端子から大きな順方向電流の注入を必要とし、また高
速で遮断するために逆バイアスを印加して短期間に大量
の蓄積電荷を放出する必要があり、また制御回路15の出
力端子と高電位側のスイッチング素子７の入力端子は直
流的に分離しなければならないので、以下に列記するよ
うな課題があった。
（１） 誘導加熱コイル６には約60アンペアといったピ
ーク電流を流す必要があるが、従来の電流駆動型バイポ
ーラトランジスタのスイッチングスピードを高速にして
電流増幅率を大きくするのには限界がある。すなわち、
ダーリントントランジスタ等により電流増幅率を大きく
することは可能であるが、ターンオン時のベース領域の
蓄積電荷が多く、ターンオフ時間を短縮するために逆バ
イアス電圧をベースエミッタ間に印加して蓄積電荷を急
激に放出するとこの蓄積電荷の放出が半導体接合におい
て均一におこなわれず、ダーリントン接合の前段のトラ
ンジスタの一部などに電荷が残り、ターンオフ時にスポ
ット的な電力集中が接合チップ上で起こり破壊する。
ーク電流を流す必要があるが、従来の電流駆動型バイポ
ーラトランジスタのスイッチングスピードを高速にして
電流増幅率を大きくするのには限界がある。すなわち、
ダーリントントランジスタ等により電流増幅率を大きく
することは可能であるが、ターンオン時のベース領域の
蓄積電荷が多く、ターンオフ時間を短縮するために逆バ
イアス電圧をベースエミッタ間に印加して蓄積電荷を急
激に放出するとこの蓄積電荷の放出が半導体接合におい
て均一におこなわれず、ダーリントン接合の前段のトラ
ンジスタの一部などに電荷が残り、ターンオフ時にスポ
ット的な電力集中が接合チップ上で起こり破壊する。
（２） 負荷によりスイッチング電流のピーク値が変動
するが駆動電流をそれに応じて変えることは困難であ
り、負荷変動時に過駆動（コレクタ電流に比して駆動電
流を流し込みすぎて過飽和状態になる）になり、上述の
ターンオフ時の不均一な蓄積電荷の放出現象による素子
の破壊が生じやすくなる。
するが駆動電流をそれに応じて変えることは困難であ
り、負荷変動時に過駆動（コレクタ電流に比して駆動電
流を流し込みすぎて過飽和状態になる）になり、上述の
ターンオフ時の不均一な蓄積電荷の放出現象による素子
の破壊が生じやすくなる。
（３） 駆動のためにパルストランス12が通常多く使用
されていたが、パルストランス12には前記のように比較
的大きな電流を流さねばならないので発熱を抑えるため
に巻き線径を太くしなければならず、また、パルストラ
ンスのコアの磁気飽和を避けるために、コアサイズを大
きくする必要があり、パルストランスの形状を小型化，
軽量化しにくかった。
されていたが、パルストランス12には前記のように比較
的大きな電流を流さねばならないので発熱を抑えるため
に巻き線径を太くしなければならず、また、パルストラ
ンスのコアの磁気飽和を避けるために、コアサイズを大
きくする必要があり、パルストランスの形状を小型化，
軽量化しにくかった。
（４） 第５図に示すように駆動出力信号のパルス幅が
長くなるとパルストランスの出力波形にはサグＡが発生
し、パルス後縁でドライブ電流不足になる。
長くなるとパルストランスの出力波形にはサグＡが発生
し、パルス後縁でドライブ電流不足になる。
（５） パルストランスの駆動回路11の出力段のスイッ
チング素子には、パルストランス12のはねかえり電圧が
印加するため損失も大きく電圧電流耐量の大きな半導体
素子を必要とし、駆動回路11の設計作業が繁雑である。
チング素子には、パルストランス12のはねかえり電圧が
印加するため損失も大きく電圧電流耐量の大きな半導体
素子を必要とし、駆動回路11の設計作業が繁雑である。
本発明はこのような課題を解決するもので、負荷変
動，出力変動，駆動回路の出力変動などでスイッチング
素子破壊による故障の起こりにくい誘導加熱調理器用シ
ングルエンデッドプッシュプルインバータを得ること、
このインバータの高電位側スイッチング素子の駆動回路
の小型化，軽量化、設計作業の簡素化を図ることを目的
としている。
動，出力変動，駆動回路の出力変動などでスイッチング
素子破壊による故障の起こりにくい誘導加熱調理器用シ
ングルエンデッドプッシュプルインバータを得ること、
このインバータの高電位側スイッチング素子の駆動回路
の小型化，軽量化、設計作業の簡素化を図ることを目的
としている。
課題を解決するための手段 上記目的を達成するための本発明の誘導加熱調理器
は、高電位側に接続された第１のスイッチング素子と、
第１のスイッチング素子の低電位側に接続された第２の
スイッチング素子と、第１のスイッチング素子あるいは
第２のスイッチング素子に接続した誘導加熱コイルと共
振コンデンサからなる負荷回路と、第１および第２のス
イッチング素子を交互に導通する駆動回路を備え、第１
のスイッチング素子を電圧駆動型バイポーラトランジス
タとするとともに、第１のスイッチング素子の駆動回路
は、第１のスイッチング素子の駆動時に、駆動端子間の
充電電流を制限する充電電流制限抵抗を付加するスイッ
チング手段と、第１のスイッチング素子の遮断時に、駆
動端子の電荷放出時の電流を制限する放電電流制限抵抗
を付加するスイッチング手段を設けた誘導加熱調理器と
する。
は、高電位側に接続された第１のスイッチング素子と、
第１のスイッチング素子の低電位側に接続された第２の
スイッチング素子と、第１のスイッチング素子あるいは
第２のスイッチング素子に接続した誘導加熱コイルと共
振コンデンサからなる負荷回路と、第１および第２のス
イッチング素子を交互に導通する駆動回路を備え、第１
のスイッチング素子を電圧駆動型バイポーラトランジス
タとするとともに、第１のスイッチング素子の駆動回路
は、第１のスイッチング素子の駆動時に、駆動端子間の
充電電流を制限する充電電流制限抵抗を付加するスイッ
チング手段と、第１のスイッチング素子の遮断時に、駆
動端子の電荷放出時の電流を制限する放電電流制限抵抗
を付加するスイッチング手段を設けた誘導加熱調理器と
する。
作用 本発明の誘導加熱調理器は、上記構成により、高電位
側に接続された第１のスイッチング素子が低電位側の第
２のスイッチング素子と交互に導通し、直流電源と誘導
加熱コイルと共振コンデンサからなる直列共振回路に共
振電流を発生して、加熱コイルから高周波磁界を発生さ
せ、加熱コイル近傍の負荷鍋を加熱する。また、高電位
側に接続された第１のスイッチング素子が、電圧駆動型
バイポーラトランジスタであるので、この素子の遮断時
に接合の一部に局部的な電力集中が生じて破壊してしま
う恐れが少ない。すなわち、電圧駆動型バイポーラトラ
ンジスタは、等価的にMOSFETを入力段に後段にバイポー
ラトランジスタを構成した素子であるので、遮断時前段
のMOSFETは高速で先に遮断し蓄積電荷がこの部分に不均
一に滞留することはほとんどなく、また後段のバイポー
ラトランジスタ部の入力部にはMOSFETの入力部がブロッ
クするので外部からの逆バイアス電圧が直接印加せず大
きな電位傾度が印加しない。従って、後段部の蓄積電荷
は接合部から均一に放出され遮断し、従来のダーリント
ンバイポーラトランジスタのような遮断時の部分的な電
力集中による破壊を起こしにくい。誘導加熱調理器の場
合、負荷鍋の形状や材質が変動して負荷電流値が変わ
り、スイッチング素子の電流も変わるので、駆動条件を
一定にしておくと過駆動や駆動不足が生じやすい。電流
駆動型素子の場合、過駆動になると入力部に蓄積電荷が
大量に残るので、上記のような遮断時の破壊を引き起こ
したりし易く、逆に駆動不足になれば、導通時に不飽和
状態になり接合温度が上昇し破壊してしまう恐れがある
が、高電位側の第１のスイッチング素子は（制御回路と
基準電位を共通にできないが）電圧駆動により微小電流
で十分飽和させることが可能で、また、遮断時の素子の
接合における部分的な電力集中による破壊も起こりにく
く、さらに同じ電圧駆動のONなどに比して導通時の飽和
電圧が小さいのでMOSFET損失も小さくなる。また、高電
位側の第１のスイッチング素子は電圧駆動が可能なの
で、パルストランスを使用せずとも、小型の通常のトラ
ンスで簡素な駆動回路で良く、導通時間が長くなっても
パルストランスの様に駆動パルス波形にサグが生じにく
くできるものである。
側に接続された第１のスイッチング素子が低電位側の第
２のスイッチング素子と交互に導通し、直流電源と誘導
加熱コイルと共振コンデンサからなる直列共振回路に共
振電流を発生して、加熱コイルから高周波磁界を発生さ
せ、加熱コイル近傍の負荷鍋を加熱する。また、高電位
側に接続された第１のスイッチング素子が、電圧駆動型
バイポーラトランジスタであるので、この素子の遮断時
に接合の一部に局部的な電力集中が生じて破壊してしま
う恐れが少ない。すなわち、電圧駆動型バイポーラトラ
ンジスタは、等価的にMOSFETを入力段に後段にバイポー
ラトランジスタを構成した素子であるので、遮断時前段
のMOSFETは高速で先に遮断し蓄積電荷がこの部分に不均
一に滞留することはほとんどなく、また後段のバイポー
ラトランジスタ部の入力部にはMOSFETの入力部がブロッ
クするので外部からの逆バイアス電圧が直接印加せず大
きな電位傾度が印加しない。従って、後段部の蓄積電荷
は接合部から均一に放出され遮断し、従来のダーリント
ンバイポーラトランジスタのような遮断時の部分的な電
力集中による破壊を起こしにくい。誘導加熱調理器の場
合、負荷鍋の形状や材質が変動して負荷電流値が変わ
り、スイッチング素子の電流も変わるので、駆動条件を
一定にしておくと過駆動や駆動不足が生じやすい。電流
駆動型素子の場合、過駆動になると入力部に蓄積電荷が
大量に残るので、上記のような遮断時の破壊を引き起こ
したりし易く、逆に駆動不足になれば、導通時に不飽和
状態になり接合温度が上昇し破壊してしまう恐れがある
が、高電位側の第１のスイッチング素子は（制御回路と
基準電位を共通にできないが）電圧駆動により微小電流
で十分飽和させることが可能で、また、遮断時の素子の
接合における部分的な電力集中による破壊も起こりにく
く、さらに同じ電圧駆動のONなどに比して導通時の飽和
電圧が小さいのでMOSFET損失も小さくなる。また、高電
位側の第１のスイッチング素子は電圧駆動が可能なの
で、パルストランスを使用せずとも、小型の通常のトラ
ンスで簡素な駆動回路で良く、導通時間が長くなっても
パルストランスの様に駆動パルス波形にサグが生じにく
くできるものである。
実施例 以下、本発明の一実施例について、図面を参照しなが
ら説明する。
ら説明する。
第１図において、交流電源18が整流器19で直流に変換
され、フィルタコンデンサ20が整流器19の出力端子間に
接続されて直流電源21が構成されている。この直流電源
21の出力端子間に共振コンデンサ22aと共振コンデンサ2
2bの直列接続体と、絶縁ゲート型バイポーラトランジス
タ（IGBT）24とバイポーラトランジスタ25の直列接続体
が接続されており、共振コンデンサ22aおよび22bの接続
点とIGBT24およびバイポーラトランジスタ25の接続点の
間には加熱コイル23が接続されている。また、IGBT24,
バイポーラトランジスタ25には、ダイオード26,27がそ
れぞれ逆並列に接続されている。制御回路33は、一定の
くり返し周波数でIGBT24とバイポーラトランジスタ25を
交互に導通し、その導通比を変えて出力を調整してい
る。電源トランス28の二次出力は正および負の直流電源
電圧を出力する電源回路29に入力され、IGBT24の駆動回
路30の電源電圧を供給する。電源トランス31の二次出力
は電源回路32に接続され、電源回路32で形成された正負
の直流電源電圧は制御回路33の制御電源に、そしてバイ
ポーラトランジスタ25の駆動回路33に供給され順方向お
よび逆方向の駆動パルスの駆動電源となる。第２図に電
源回路29とIGBT24の駆動回路30の回路構成例を示す。電
源回路は整流器291,292、レギュレータIC295,296と各レ
ギュレータICの入出力端子間に設けられた電解コンデン
サ293,294,297,298からなっている。駆動回路30の入力
端子Ｂは、コモン電位でIGBT24のエミッタ端子に接続さ
れる出力端子Ｇとも同電位である。入力端子Ａには電源
回路29の正の電源電圧が、入力端子Ｃには電源回路29の
負の電源電圧が印加され、入力端子D,Eには第１図の制
御回路33からの制御パルスが入力し、出力端子Ｆは、IG
BT24のゲート端子に接続される。駆動回路30は、フォト
カプラ301とNPNトランジスタ302,303とPNPトランジスタ
304とツェナーダイオード307,308と電解コンデンサ305,
306と第２図に示す抵抗とダイオードから構成されてい
る。
され、フィルタコンデンサ20が整流器19の出力端子間に
接続されて直流電源21が構成されている。この直流電源
21の出力端子間に共振コンデンサ22aと共振コンデンサ2
2bの直列接続体と、絶縁ゲート型バイポーラトランジス
タ（IGBT）24とバイポーラトランジスタ25の直列接続体
が接続されており、共振コンデンサ22aおよび22bの接続
点とIGBT24およびバイポーラトランジスタ25の接続点の
間には加熱コイル23が接続されている。また、IGBT24,
バイポーラトランジスタ25には、ダイオード26,27がそ
れぞれ逆並列に接続されている。制御回路33は、一定の
くり返し周波数でIGBT24とバイポーラトランジスタ25を
交互に導通し、その導通比を変えて出力を調整してい
る。電源トランス28の二次出力は正および負の直流電源
電圧を出力する電源回路29に入力され、IGBT24の駆動回
路30の電源電圧を供給する。電源トランス31の二次出力
は電源回路32に接続され、電源回路32で形成された正負
の直流電源電圧は制御回路33の制御電源に、そしてバイ
ポーラトランジスタ25の駆動回路33に供給され順方向お
よび逆方向の駆動パルスの駆動電源となる。第２図に電
源回路29とIGBT24の駆動回路30の回路構成例を示す。電
源回路は整流器291,292、レギュレータIC295,296と各レ
ギュレータICの入出力端子間に設けられた電解コンデン
サ293,294,297,298からなっている。駆動回路30の入力
端子Ｂは、コモン電位でIGBT24のエミッタ端子に接続さ
れる出力端子Ｇとも同電位である。入力端子Ａには電源
回路29の正の電源電圧が、入力端子Ｃには電源回路29の
負の電源電圧が印加され、入力端子D,Eには第１図の制
御回路33からの制御パルスが入力し、出力端子Ｆは、IG
BT24のゲート端子に接続される。駆動回路30は、フォト
カプラ301とNPNトランジスタ302,303とPNPトランジスタ
304とツェナーダイオード307,308と電解コンデンサ305,
306と第２図に示す抵抗とダイオードから構成されてい
る。
上記構成において、制御回路33からの出力パルスは駆
動回路30のフォトカプラ301により直流的に絶縁され伝
達される。フォトカプラ301がONすればNPNトランジスタ
302がOFFし、NPNトランジスタ303がONして、NPNトラン
ジスタ303のエミッタと出力端子Ｆ間に接続された充電
電流制限抵抗を介してIGBT24のゲート接合容量を充電し
てIGBT24を導通させ、また、フォトカプラ301がOFFすれ
ば、NPNトランジスタ302がONし、PNPトランジスタ304が
ONし、PNPトランジスタ304のエミッタと出力端子Ｆ間に
ダイオードと直列に接続された放電電流制限抵抗を介し
て、IGBTのゲート−エミッタ間に蓄積された電荷が放出
され、IGBT24を遮断する。このように制御回路33とコモ
ン電位の異なる高電位側のスイッチング素子が電圧駆動
型半導体であるので、従来のパルストランスのような大
きな駆動電流を必要とするバイポーラトランジスタなど
の電流駆動型スイッチング素子に比較して駆動回路を極
めて簡素化できる。第３図は、IGBT24に印加するゲート
電圧波形（同図（ａ））と、コレクタ電流波形Ic及びダ
イオード電流波形Id（同図（ｂ））と、コレクタエミッ
タ間に印加する電圧波形（同図（ｃ））を示す。前述の
ように、くり返し周波数（1/To）が一定で、IGBT24とバ
イポーラトランジスタ25の導通比を可変（第３図のT1を
可変）としているのでIGBT24の遮断時の電流値は負荷、
出力電力の値により変動し、60〜90アンペアといったか
なり高い電流で遮断する場合がある。この実施例のよう
な、電流共振型インバータの場合電圧の立ち上がりは極
めて急激で、遮断時の電流値が大きいと安全動作領域を
超えて破壊する恐れがある。IGBTは、素子内部の入力段
がMOSFET構造になっているので、素子内部の後段のトラ
ンジスタ部より早く確実にOFFし、また、この後段のト
ランジスタ部には外部の逆バイアスが直接印加しない。
したがって、従来のダーリントントランジスタのように
オーバードライブ後、逆バイアス電圧を印加して急激に
蓄積電荷を引き抜いた場合に生じるようなダーリントン
トランジスタ内部の入力段トランジスタ部の蓄積電荷の
部分的な滞留と急激なコレクタ電圧の立ち上がりによる
接合部におけるスポット的な電力集中で破壊してしまう
恐れが少ない。したがって、変動する負荷電流に対して
駆動電圧の許容範囲が広く駆動回路の設計が容易であ
る。また電流値が非常に大きくなるが、IGBTは、バイポ
ーラトランジスタと同様に飽和電圧が小さいので、スイ
ッチング損失がMOSFETなど他の電圧駆動型素子に比して
少ない。
動回路30のフォトカプラ301により直流的に絶縁され伝
達される。フォトカプラ301がONすればNPNトランジスタ
302がOFFし、NPNトランジスタ303がONして、NPNトラン
ジスタ303のエミッタと出力端子Ｆ間に接続された充電
電流制限抵抗を介してIGBT24のゲート接合容量を充電し
てIGBT24を導通させ、また、フォトカプラ301がOFFすれ
ば、NPNトランジスタ302がONし、PNPトランジスタ304が
ONし、PNPトランジスタ304のエミッタと出力端子Ｆ間に
ダイオードと直列に接続された放電電流制限抵抗を介し
て、IGBTのゲート−エミッタ間に蓄積された電荷が放出
され、IGBT24を遮断する。このように制御回路33とコモ
ン電位の異なる高電位側のスイッチング素子が電圧駆動
型半導体であるので、従来のパルストランスのような大
きな駆動電流を必要とするバイポーラトランジスタなど
の電流駆動型スイッチング素子に比較して駆動回路を極
めて簡素化できる。第３図は、IGBT24に印加するゲート
電圧波形（同図（ａ））と、コレクタ電流波形Ic及びダ
イオード電流波形Id（同図（ｂ））と、コレクタエミッ
タ間に印加する電圧波形（同図（ｃ））を示す。前述の
ように、くり返し周波数（1/To）が一定で、IGBT24とバ
イポーラトランジスタ25の導通比を可変（第３図のT1を
可変）としているのでIGBT24の遮断時の電流値は負荷、
出力電力の値により変動し、60〜90アンペアといったか
なり高い電流で遮断する場合がある。この実施例のよう
な、電流共振型インバータの場合電圧の立ち上がりは極
めて急激で、遮断時の電流値が大きいと安全動作領域を
超えて破壊する恐れがある。IGBTは、素子内部の入力段
がMOSFET構造になっているので、素子内部の後段のトラ
ンジスタ部より早く確実にOFFし、また、この後段のト
ランジスタ部には外部の逆バイアスが直接印加しない。
したがって、従来のダーリントントランジスタのように
オーバードライブ後、逆バイアス電圧を印加して急激に
蓄積電荷を引き抜いた場合に生じるようなダーリントン
トランジスタ内部の入力段トランジスタ部の蓄積電荷の
部分的な滞留と急激なコレクタ電圧の立ち上がりによる
接合部におけるスポット的な電力集中で破壊してしまう
恐れが少ない。したがって、変動する負荷電流に対して
駆動電圧の許容範囲が広く駆動回路の設計が容易であ
る。また電流値が非常に大きくなるが、IGBTは、バイポ
ーラトランジスタと同様に飽和電圧が小さいので、スイ
ッチング損失がMOSFETなど他の電圧駆動型素子に比して
少ない。
なお上記の実施例では、低電位側のスイッチング素子
をバイポーラトランジスタとしたが、これに限定される
ものでない。また共振コンデンサ22a,22bを直流電源の
正負両極に接続しているが、共振コンデンサを一つにし
て何れかの極に接続してもよい。
をバイポーラトランジスタとしたが、これに限定される
ものでない。また共振コンデンサ22a,22bを直流電源の
正負両極に接続しているが、共振コンデンサを一つにし
て何れかの極に接続してもよい。
発明の効果 以上実施例の説明より明らかなように、本発明によれ
ば以下の効果を奏するものである。
ば以下の効果を奏するものである。
直流電源に直列に接続され交互に導通して誘導加熱コ
イルを含む共振回路に高周波電流を励起するスイッチン
グ素子の直列体の高電位側の素子を電圧駆動型バイポー
ラトランジスタとしているので、制御回路とCOM電位が
共通にできない高電位側スイッチング素子の駆動回路が
大幅に簡素化，小型化される。また電流駆動型バイポー
ラトランジスタに見られるような、オーバードライブ状
態でスイッチング素子がOFFする時に生起し易い、OFF時
の蓄積電荷の不均な放出による接合部での部分的な電力
集中が原因となり起こるスイッチング素子の破壊が起こ
りにくいため、高電位側駆動回路の出力レベルの許容範
囲を広くすることが可能で駆動回路の設計が容易になる
ものである。
イルを含む共振回路に高周波電流を励起するスイッチン
グ素子の直列体の高電位側の素子を電圧駆動型バイポー
ラトランジスタとしているので、制御回路とCOM電位が
共通にできない高電位側スイッチング素子の駆動回路が
大幅に簡素化，小型化される。また電流駆動型バイポー
ラトランジスタに見られるような、オーバードライブ状
態でスイッチング素子がOFFする時に生起し易い、OFF時
の蓄積電荷の不均な放出による接合部での部分的な電力
集中が原因となり起こるスイッチング素子の破壊が起こ
りにくいため、高電位側駆動回路の出力レベルの許容範
囲を広くすることが可能で駆動回路の設計が容易になる
ものである。
第１図は本発明の一実施例を示す誘導加熱調理器の回路
ブロック図、第２図は同要部回路図、第３図は同動作説
明図、第４図は従来の誘導加熱調理器を示す回路図、第
５図は同動作波形図である。 21……直流電源、22a,22b……共振コンデンサ、23……
加熱コイル、24……（第１のスイッチング素子）電圧駆
動型バイポーラトランジスタ、25……第２のスイッチン
グ素子、26……第１のダイオード、27……第２のダイオ
ード、33……制御回路。
ブロック図、第２図は同要部回路図、第３図は同動作説
明図、第４図は従来の誘導加熱調理器を示す回路図、第
５図は同動作波形図である。 21……直流電源、22a,22b……共振コンデンサ、23……
加熱コイル、24……（第１のスイッチング素子）電圧駆
動型バイポーラトランジスタ、25……第２のスイッチン
グ素子、26……第１のダイオード、27……第２のダイオ
ード、33……制御回路。
フロントページの続き (72)発明者 野間 博文 大阪府門真市大字門真1006番地 松下電 器産業株式会社内 (56)参考文献 特開 昭60−172193（ＪＰ，Ａ) 特開 昭63−92276（ＪＰ，Ａ) (58)調査した分野(Int.Cl.6，ＤＢ名) H05B 6/12
Claims (1)
- 【請求項１】高電位側に接続された第１のスイッチング
素子と、第１のスイッチング素子の低電位側に接続され
た第２のスイッチング素子と、第１のスイッチング素子
あるいは第２のスイッチング素子に接続した誘導加熱コ
イルと共振コンデンサからなる負荷回路と、第１および
第２のスイッチング素子を交互に導通する駆動回路を備
え、第１のスイッチング素子を電圧駆動型バイポーラト
ランジスタとするとともに、第１のスイッチング素子の
駆動回路は、第１のスイッチング素子の駆動時に、駆動
端子間の充電電流を制限する充電電流制限抵抗を付加す
るスイッチング手段と、第１のスイッチング素子の遮断
時に、駆動端子の電荷放出時の電流を制限する放電電流
制限抵抗を付加するスイッチング手段を設けた誘導加熱
調理器。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP6022490A JP2870945B2 (ja) | 1990-03-12 | 1990-03-12 | 誘導加熱調理器 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP6022490A JP2870945B2 (ja) | 1990-03-12 | 1990-03-12 | 誘導加熱調理器 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH03263788A JPH03263788A (ja) | 1991-11-25 |
| JP2870945B2 true JP2870945B2 (ja) | 1999-03-17 |
Family
ID=13135983
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP6022490A Expired - Lifetime JP2870945B2 (ja) | 1990-03-12 | 1990-03-12 | 誘導加熱調理器 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2870945B2 (ja) |
Families Citing this family (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| ES2073999B1 (es) * | 1993-06-01 | 1998-02-16 | Fagor S Coop | Sistema de control de la potencia en encimera de induccion. |
| KR102031907B1 (ko) * | 2013-01-02 | 2019-10-14 | 엘지전자 주식회사 | 전자 유도 가열 조리기 및 이의 구동 방법 |
| KR102031875B1 (ko) | 2013-01-02 | 2019-10-14 | 엘지전자 주식회사 | 전자 유도 가열 조리기 및 이의 구동 방법 |
| KR102037311B1 (ko) | 2013-01-02 | 2019-11-26 | 엘지전자 주식회사 | 전자 유도 가열 조리기 및 이의 구동 방법 |
-
1990
- 1990-03-12 JP JP6022490A patent/JP2870945B2/ja not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH03263788A (ja) | 1991-11-25 |
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