JPH03263788A

JPH03263788A - 誘導加熱調理器

Info

Publication number: JPH03263788A
Application number: JP6022490A
Authority: JP
Inventors: Kenji Hattori; 服部　憲二; Toshiaki Iwai; 利明岩井; Kiyoshi Izaki; 井崎　潔; Hirobumi Noma; 博文野間
Original assignee: Matsushita Electric Industrial Co Ltd
Current assignee: Panasonic Holdings Corp
Priority date: 1990-03-12
Filing date: 1990-03-12
Publication date: 1991-11-25
Anticipated expiration: 2014-03-17
Also published as: JP2870945B2

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】産業上の利用分封本発明は、シングル工゛／デッドイシバー５今有−する
誘、導加陣調”１！　ｋに関するものである。１苛來の
社術１丁、来こｌ；７）ｙｐｒｉ訪７７）加熱調（甲蒸け、
第４図に示゛すように、曲用電源１と整流２ｇ２．！：
フイルグ］ンデンリ３で構成される１１４゛流市源禰と
、このぽｆ流電源４の出力端−１間には、ＮＰＮバイボ
ーラトワンジスタ々どの’１ｔｌｉ’、流駆動９Ｊ　（
ｌｉ’）半導体素子からなる２イＩ（−ング素−Ｆ　７
’　、　８　（７）ｒｒＴ列接列接全体Ｉｆ”（１，、
−Ｔ　ｌ７）７’Ｃ。

ｔ＆、１ｔｉＴｆ己１−ノンジスク７．８Ｑ’Ｑｊ−１
ぞハ、３ぞ力、グイオー、、、　１．−５Ｊ。１０が逆
並列に桜、５さね、・でいた。１〕に記トン゛ソシスタ
７，８の接続点と的゛流電源の０棒側４　／ｌ　ｉｄ　
’ｉＴＥ　ｈ側の間には、共振′フンデンリ６と加φぬ
フイノ１／６の泊列搾続体どから６　Ｚｉメイン回路が
接わｉ；さＪｌ尤いｆｃ、寸た、１−プンシ゛スク了、
ｓｆｒ交Ｔ１−に導通する制御回路１５と、制御１ｊ’
、ｊｌ路１６の出力パルスを増幅１．？）ランジスクａ
を駆動する駆ｉ１ｆ、！＋回路１４と、制御回路１５の
出力パルスを増Φ品Ｉ１．てパルスｌ゛ノン；乙１２を
馴動−計る駆動１’ｉ’＋１ｉ８１１と、パルストラシ
ス１２の出力値２ｌ−ｉ２ｉｔでトう）、ｚ　Ｈ７スグ
”ヲ駆１ｆｔ−ルハル：Ａト”ｊンス出力ＩＨ！〕路＊
　３と、電源ドフンス１７の出力側に接続され、制御回
路１６、駆動回路１１．１４に直流電源を供給する制御
電源回路１６をを［２，でなるものであった。

発明が解決し、よう２＝　７７る課題このような従来の構成でｋｊ、高電位側（至）スイッチ
ング素子７が電流駆動梨半導体素子で、導通させるため
に入力端子から大きな順方向電流の注入を必要ど１〜、
また高速で遮断するために逆バイアスを印加して短期間
に火星の蓄積電荷を放出゛する必要があり、また制御回
路１６の出力端−ｆ、ｌ！ｌ：高電位側のスイッチング
素−１７の入力端ｆ−は直流的ド分離しなけハ、ばなＣ
２ない［有］で、以下に列記するような課題があった。

（１）誘導加熱コイμ′６には約６０アンペアといった
ピーク電流を流す必要カニあるが、従来の電流駆動梨バ
イポーラトランジスタωスイッチングスピードを高速に
Ｅ５、て電流増幅率を大きくするのには限界がある。す
なわち、ダーリントンＨランジ久夕等により電流増幅率
を太きぐすることは呵能Ｃあるが、ター７３７時のべ一
＝ス領域の蓄積電荷が多く、ターン１ノ時間を短縮〜す
るために逆バイアス電ＬＩＦＥ　’、ｒベースエミッタ
間に印加して蓄積電荷を急激に放出するとこの蓄積電荷
の放出が半導体接合にお一部で均一におこなわれ−ｒ、
ダーリントン接合の前段の１−“ノンジスタの一部など
に電荷が残り、ター７４７時にスポット的な電力年中が
接合デツプ上で起こり破壊する。

（２）負荷によりスイッチング電流のピーク値カニ変動
するが駆動電流を（れに応じて変えることは困序であり
、負荷変動時に過駆動（コレクタ電流に比して駆動電流
を流し込みすぎて過飽和状態になる）にな０、上述のタ
ーンオフ時の不均一な蓄積電荷の族１１ｉ現象による素
子の破壊が生じゃ−ｔくなる。

（３）駆動のたｌ）にパルストランス１２が通常多く使
用されていた力＝５パルスドノンス１２には前記のよう
に比較的大きな電流を流さねばなＣもないので発かを抑
えるために春き線径を太くしなケｈ−げならず、また、
パルス１−ランスのコアの磁気飽和を避けるために、二
′１アザイズを大きくする必要があり、パフ１ノストフ
ンスの形状を小羽化、軽量化しＶこぐかった３、（４）第６図に示すように駆動出力信すσ）パルス幅が
長くなるとパルス１°フンスの出力波形にはサグ人が発
生し２、パルス後縁でＩ・−２イグ？Ｔｉｌ流不起にな
る。

（６）パルストランスの駆動回路１１の出力段のスイッ
チング素子には、パルス１°フンス１２のはねかえり電
圧が印加するため損失も太きく’［ｆ−：電流耐量の大
きな゛ｆ゛導体素了を必要とシフ、駆動回路１１の設３
１作業′ｌ）り繁雑である。

本発明はこのような課題を解決するもので、負荷変動。

１」４力変動、駆動回路σ〕出力変動などで久イツチン
グ素子破壊による故障の、１号こりにくし）誘導加熱調
理器用シングルｊ−７５′°ノＩ−グソシュプルインハ
ータを得ること、こグ）インバータの高に位側スイ、プ
チング素子の駆動回路の小梨化、軽鼠化、設計作業の簡
素化を図ることを目的ど１．−＋でいる１、課題を解決
するための］−段上記１」的を達成づるため（ｌ１７）本発明の）誘導加
熱調用！器（ｒＵ、ｉｌｉ流？■ｉ源と、前記直流電源
の高電位側に接続された第１のスイッチング素子と前記
直流電源の低■ｉ位側に接続された第２のスイッチング
素子・のｉ］ａ列接続体と、前記第１のスイッチング素
子に逆並列に以続した第１のグイメートと、前記第２の
λイッＪ−ング素子に逆並列に接続した第２のダイオー
ドと、前記第１のスイッチング素子あるいは１１１Ｊ記
第２ωスイツチング素Ｆに並列に接続した誘導加部コ、
イルど共振：ｉンＩンザからなる負荷四路と、前ｆＬ第
１．第２のスイッチング素子を交７Ｉ：に心力ｎする駆
動Ｌ１１１路を備え、前記第１のスイッチング素子を電
にＥ駆卯ｌ型バイボーラトノンジスタとしたものである
。

釣用本発明の誘導加熱調１１器＆；ｉ、、、ｈ記構成に上り
。

高電缶側に接続された第１のスイッチング素子が４Ａ電
位イ１１１の第２の７．イッチ／グ素子と交尾に潤油Ｉ
、７、直流電源−二誘導加熱コイルと共振コンデンサか
ら４る直列共振回路に共振電流を発生しで、川熟コイＡ
／から謁周波磁界を兄事させ、加熱、−Ｉイル近傍の負
荷鍋を加熱・する。また、高電位側に接続された第１の
スイッチング素−ｆが、電圧駆動朋ノクイボーフトラン
ジスタであるので、この素子の遮断時に接合の一部に局
部的な電力集中７５に生じて破壊してしまう恐れが少な
い９、すなわち、電１１：駆動型バイポーブｌ−ランジ
スタは、等偏向にＭＯＳＦＥＴを入力段に後段にバイポ
ーラトランジスタを構成した素子であるので、遮断路前
段のＭＯＳＦＥＴは高速で先に遮断Ｌ５蓄積電倚がこの
部夕１に香物−に滞積することはほとんどなく、また後
段の・〈イボーラトランノスタ部の入力部にＨＭＯ８Ｆ
ＲＴの人力部がグｒｆｆ　ツクするので外部からの逆バ
イ゛アス電圧が泊接印加せず大きな電位傾度が印加し、
ない。従って、後段部の蓄積電荷り接合部から均一に放
出され遮断し、従来のダーリントン・（イボーラｌ−ソ
ンジスタのような遮断時の部内的な電力集中による破壊
を起こし、にくい。誘導加熱調理器の場合、０荷鍋の形
状や利賀が変動しＣ負荷電流値が変わり、スイッチング
素子の電流も変わるので、駆動条件を一部に−Ｃおぐと
過駆動や駆動不Ｊ＋’−が生じ−やすい。電流駆動型素
−ｆの場合、過駆動Ｖζなるど入力部に蓄積電荷が大量
に残るので、−Ｊ−、詔のような遮断時の破壊を引き起
こ１〜たりし、易く、逆に駆動不足になれげ、導通時に
不飽和状態になり接合温摩がＪＪ−Ｌ破壊してしまう恐
れがあるが、高電位側の第１のスイッチング素子は（制
御回路と基準電位を共通にできないが）電圧駆動により
微小電流で１−゛分飽和さぜることが一１ｉＪ　７１”
＝−’Ｃ１甘た、遮断時の素子の接合における部分的な
電力集中による破壊も起こりにくく、さらに同じ軍Ｆ丁
駆動σ）ＭＯＳＦＥＴなどに比し、て導通時の飽和？［
ＢＥが小さいのでＯＮ損失も小さくなる。ｆｌた、高電
位側の第１のスイッチング素：ｆｅｉ電圧駆動がｊ１■
能なので、パルストランスを使用せ−ずＬも、小羽□□
□涌常のトランスで簡素な駆動回路で良く、導通時間が
長くすってもパルストランスの様に駆動パルス波形にザ
ブが生じにくくできるものＴある。

実施例以下、木完明の一実施例について、図面を参照Ｌ７なが
ら説明する。

第１図において、交流電源１８が整流帯１９で直流に変
換され、フィルター１７デンリ２０が整流器１９の１１
ｉ力端子間に接続されて１ａ：流電源２１が構成されて
いる。この直流電源２１の出力端子間に共振コンデンサ
２２ａと共振コンデンサ２２ｂの直列接続体と、絶縁ゲ
・−１梨バイボーー−ノトランジスタ（ＩＧＢＴ　）２
４とバイボー”ノトランジスタ２５の直列接続体が接続
さＩ′シてと、・す、共振コンデンサ２２＆ｈよび２２
ｂの接続点とＩＧＢＴ２，１およびバイポーラトランジ
スタ２６の接続、り！、の聞に１ｒｉ加熱コイル２３が
接続されでいる。　ｔ　ｋ−２ＩＧＢＴ２４　、バイポ
ーラ！・ランジスタ２６には、ダイオード２６．２７が
それぞれ逆亜列に接続されている。制御回路３３け、−
室のくり返し周波数でＩＧＢＴ２４とバイポーラトラン
ジスタ２６を交互に導通し、その導通比を変えで出力を
調整し一部いる。電源トランス２８の二次出力（ｒＪ、
０釦よび負の直流電源電属を出力する電源回路２９に入
力さｉｔ、、ＩＧＢＴ２４の駆動回路３０の電源電圧を
供給する。　’ｉＴｉ、源１ブンス３１の二次出力ばｉ
Ｉｉ源回路３２に接続さｈ、電源［１１１路３２で形成
さハ、た止１′ｔの直流電源型Ｒ，，は制御回路３３の
制御電源に、そしてバイポーラトランジスタ２６の駆動
回路３３に供給され順方向および逆方向の駆動パルスの
駆動電源となる。第２図ｉ／ｉ’Ｘ電源回路２９とＩＧ
ＢＴ２４の駆動回路３０ω回路構成例を示ｔ。電源回路
は整流器２９１．２９２、レギュレータＩＣ２９５，２
９・６と名しギュレークＩＣの入出力端一「間に設０ら
れＩ？：電解−１ンｙ゛ンザ２９３．２９４　。

２９７．２９８からなっている。駆動回路３０的入力端
−ｒＢ−１−″Ｉ■−ンｉｌｆ位でＩＧ・ＢＴ２４のエ
ミソタホ１，１子に接続される／Ｉ４力端Ｆｃど屯同′
ｌ’Ｅ位であルｏ　入力端子Ａ　Ｋ　ｉ’ｔ　電源ｍＪ
路２９　ｃＤ　ｊＦ）’ｉＩＫ源ｔａｒ、　Ｅｆｌｌ’
。

が、入力端ｆＣにｔｉ電源回路２９の負の電源電圧が印
加され、入力端（−Ｄ、Ｅにｉｔ第１１￥１の制御回路
３３からの制御パルス７１１Ｋ入力し、Ｉ：：、Ｉ−Ｓ
内端ｆ−Ｆば、１ＧＢＴ２４のゲート端イに接続さハ、
る。駆動回路３０ば、）ｉｌ・カブ°−ン３０１とＮＰ
Ｎ　トランジスタ３０２．３Ｃ）３とＰＮＰトフンジス
タａｏａどツＪナーダイオ・−ド３０７，３０．８と電
解−Ｊンデンづ３０５．３０６．！：第２図（で示′−
ｉ抵抗とダイオードから構成さ力ている。

上記構成においで、制御回路３３からの出力パルスｔま
駆動回路３０□−７１トカブジ３０１により直流的に絶
縁され伝達さり、　Ｚ　ｔｙフォトカプラ３０１がＯＮ
すり、ばＮＰＮ　Ｉ−ノンジメタ３０２７５ＫＯＦ　Ｆ
し、ＮＰＮトラニメジスタ３０３がＯＮして゛ンエナ・
−ダイオ−ド３０７により定電Ｅｆ化された電り土Ｊよ
り出力端子Ｆ、Ｇを介Ｌ２てＩＧＢＴ２４を導通させ、
寸た）ｉｌ・カッ°う３０１がＯＦＦすれげ、ＮＰＮ）
”ノンジメタ３０２カニＯＮし、ＰＮＰ　）・ノンジメ
タａ０４がＯＮし、ツｆ、−＋−ダイＡ・〜ド３０８に
より定電圧化されたｊφバイ′アス電Ｅ−：Ａ：出力端
子Ｆ、Ｇｆ介してＩＧＢＴに印加し、１ＧＢＴを遮断す
Ｚ）。こ灼ように制御回路３３　、！、　１．、ｔ：〆
′静電位異なる高’Ｅ位側のスイッチング素子が電犀駆
動軍半導体であるので、従来のパル、ストワン・スのよ
うな大きな駆動市流金必り２）パするノζイボ−５）ノ
ンジメタなイＩ″Ｃ）電流駆動梨スイッチング素子（ｔ
こ比較；て駆動回路を棒だ）で簡素化できる。第３図は
、ＩＧＢＴ２４に印加するゲー！・電Ｆｆ波形（同図（
ａ）　）　ト、コレクタ７流波形Ｉｅ及びり４　、ｔ−
）−電流波形ｒｄ（同図（ｂ））と、−レクタ、′Ｉべ
５ツタ間に印加する甫ｆ″ＪＦ波形（同図に））を示−
ｔｌ、１１１１述のようＫ、くり返し周波数（１／　Ｔ
　ｏ　）が・宏で、ＩＣ，ＢＴ２４とパイボーラドワン
ジメタ２６の導通比を可変（第３図のＴ１を可変）と１
−、．１いるのでＩＣＢＴ２４の遮断時の電流値は負荷
、出力“１［、力の値により変動Ｉ７．６０〜９０アン
ペアといったかなり高い電流で遮断する場合がある。、
と、の実施例（７）ような、電流共振型インバ・夕の場
合電１Ｆの立ち１−１がりは４Ｍ　、Ｖ、）で急激で、
遮断時の電流値が人きいと安全動作領域を超え千破壊す
る恐すしがある。

ＩＧＢＴは′、素子内部の入力段がＭＯ８ＦＥＴ構造ｖ
ζな−）でいるので、素子内部の後段のトソンジスタ部
ま′す〒〈確実にＯＦＦし、邊た、己の後段のトウンジ
スダ部には外部σ：Ｊｊ）’Ｉバイアスが！ｒ１゜接印
加ｌ−ない。１８．ｋか一ノで、従来のダーリント、：
／ト７ンジスタ１１７）ま“うにＡ−バート′フイブ後
、逆ノくイア：Ａ電圧を印加して２急激（ｒ蓄積電荷を
引き抜いた場合に牛Ｉこるようなダーリントンｌ−’ｊ
ノンジメタ部の人力Ｇｌ−ランジスタ部部系蓄積１１１
荷の部ｌ〕的′ｔｒ滞留ど急激な′＝スレク〃電１１：
の３γち１−が］ノに：よる接合部１．・τＪ′、・け
るスポット的な電力ｇ＜中で（波堵Ｉ−゛てＴ２聾う恐
Ｊ］、が少ない。しグこ力く）で、変動Ｊる負荷７［流
に対し−ご駆動型ＦＦ：の許ｅｆ症囲が広く駆動回路♂
）設計が容易である。−！た電流値が非常ｊｒ（太きく
なるが、Ｉ　Ｇ　Ｂ　Ｔｌｊ５、パイボーラドワンジメ
タと同様に飽和重圧が小σ−ので、スイッチング梢失力
；ＭＯ８ＦＥＴなど他のｔＨ，ＨＥ駆動η２素子に比［
９，で少な（ハ。

な丸・上記の実施例では、低電位側の、ス−４ソｆング
素ｆ−をバイポル３−ラトヲ）・ジメタとＩ、またが、
されに限宣−Ｊ　ｆＬるものでＺい、３また代振−ｌン
ー）〜゛−ンザ２２ａ、２２ｂ１ｌｌｆｆｉ流′ｉ１１
′、源（１）正置両極に接６ｉ＝ｉ、ているが、共振１
ンデンザを−ご）にして何１１か尚極に接続１．′ても
よい、。

発明の効果ｊニーＬ実施例の説明、（り明らかなよう＆で一１木兄
明９ｉ７よハ５げｌニドの効果を奏す゛るものである１
゜直流電源＆τ石列に接続さＪ］、交カニに導通ｌ〜て
誘導用がしｌイルを含むｊ（振回路に高周波′ｉ′１ヱ
流を励起するスイッチング素了−の１百列体σ）高”重
付側ｑ）素二「余′ボ圧駆動Ａ１１バイポーラｌランジ
スタとしでいるのＣ１制御同賂とＣＯＭ　’ｆｆｉ：位
がｊｌｏ浦にできない高′ボｆ＼７側スｆ・、・ヂング
ニＦ子の駆動回路が大幅に簡素化。

小ｆｉｌｌ化さノ′Ｉイ、。まｋ、？［流駆動準バイボ
ー’５　）シン・、）ノ、りい′見らり、乙ような、引
−バー　ドライブ状態でス・イノｔング素子がＯＦＦ′
する１時に生起ｊ１．易い、０ＦＦ１５Ｃ）蓄積電荷の
下物な放出による接合部での部″））的な電力小中が原
因どなりａ１！と６２）スイッチングにイの（波路がＪ
、Ｂこり（てくいため、高″ｆ［荀′１則駆ｉｔｌ＋　
１０１Ｍの出力レベルの許容範囲を仏くするこ２が１１
Ｔ　Ｉ’ｆ’ｆＪで駆動回路（Ｄ設Ｊ１が容易（ｒなど
）ものｒある。

【図面の簡単な説明】

第１．図は本発明の一実施例を示す誘導加熱調理器の回
路グ１ｆツク図、第２図は同要部回路図、第３目（、・
」同４＋７１作説明図５第禰図は従来の誘導用が調理器
を示Ｉ回路図、第６図は同動作波形図である。２１・・・・・・直流電源、２２ａ、２２ｂ・・・・・
・共振〕ンデンザ、２３・・・・・・加熱コイル、２７
！・・・・・・（ｆｆｉｌのスイソＪング累ｆ〜）電圧
駆動梨バイボーフｈ＋ツンジスタ、２６・・・・・・第
２のスイッチング素子、２６・−・・・・第１のダイオ
ード、２７・・・・・・第２のダイオ・−ド、３３・・
・・・・制御回路。

Claims

【特許請求の範囲】

直流電源と、前記直流電源の高電位側に接続された第１
のスイッチング素子と前記直流電源の低電位側に接続さ
れた第２のスイッチング素子の直列接続体と、前記第１
のスイッチング素子に並列に接続した第１のダイオード
と、前記第２のスイッチング素子に逆並列に接続した第
２のダイオードと、前記第１のスイッチング素子あるい
は前記第２のスイッチング素子に逆並列に接続した誘導
加熱コイルと共振コンデンサからなる負荷回路と、前記
第１および第２のスイッチング素子を交互に導通する駆
動回路を備え、前記第１のスイッチング素子を電圧駆動
型バイポーラトランジスタとした誘導加熱調理器。