JP3268365B2 - 電力増幅器のスイッチング性能を最適化する手段と方法 - Google Patents
電力増幅器のスイッチング性能を最適化する手段と方法Info
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- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
- H02M3/02—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac
- H02M3/04—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters
- H02M3/10—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
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- H—ELECTRICITY
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- H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
- H02P7/00—Arrangements for regulating or controlling the speed or torque of electric DC motors
- H02P7/03—Arrangements for regulating or controlling the speed or torque of electric DC motors for controlling the direction of rotation of DC motors
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- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03K—PULSE TECHNIQUE
- H03K4/00—Generating pulses having essentially a finite slope or stepped portions
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Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、電力増幅器に関する。
さらに詳しくは、電力増幅器のスイッチング性能を最適
化して、その中で放散される過渡エネルギを最小限に抑
えるための手段と方法とに関する。
さらに詳しくは、電力増幅器のスイッチング性能を最適
化して、その中で放散される過渡エネルギを最小限に抑
えるための手段と方法とに関する。
【０００２】
【従来の技術】電力増幅器は、様々な種類の電気的負
荷、たとえばモータ，電源，ＣＲＴ偏向ヨーク，変圧
器，インダクタ，コンデンサ，抵抗およびそれらの組合
せなどを駆動するためのスイッチとして用いられること
が多い。このような電力増幅器は、１ないし数百アンペ
ア以上の電流を、百ないし数千ボルト以上の平衡（stan
d off ）電圧に切り替えるのが普通である。電力増幅器
が扱わねばならない順方向伝導電流と阻止電圧とをどの
ように組合せるかは、エネルギ源，負荷および望ましい
波形に依存する。当技術でよく知られているように、信
頼性のある、経済的なシステムを設計するためには、エ
ネルギ源，負荷およびスイッチなどその他の様々な動作
パラメータが重要である。
荷、たとえばモータ，電源，ＣＲＴ偏向ヨーク，変圧
器，インダクタ，コンデンサ，抵抗およびそれらの組合
せなどを駆動するためのスイッチとして用いられること
が多い。このような電力増幅器は、１ないし数百アンペ
ア以上の電流を、百ないし数千ボルト以上の平衡（stan
d off ）電圧に切り替えるのが普通である。電力増幅器
が扱わねばならない順方向伝導電流と阻止電圧とをどの
ように組合せるかは、エネルギ源，負荷および望ましい
波形に依存する。当技術でよく知られているように、信
頼性のある、経済的なシステムを設計するためには、エ
ネルギ源，負荷およびスイッチなどその他の様々な動作
パラメータが重要である。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】すべての増幅器は、動
作中に内部でエネルギを放散する。直流または低周波数
において、過渡的な（すなわちスイッチ時の）エネルギ
の損失はわずかなものであって、主なエネルギの損失
は、スイッチがオンされたときの順方向電流と順方向電
圧降下との積により決まる。増幅器またはスイッチがオ
フのときに流れる漏洩電流による損失は、通常はわずか
なものである。
作中に内部でエネルギを放散する。直流または低周波数
において、過渡的な（すなわちスイッチ時の）エネルギ
の損失はわずかなものであって、主なエネルギの損失
は、スイッチがオンされたときの順方向電流と順方向電
圧降下との積により決まる。増幅器またはスイッチがオ
フのときに流れる漏洩電流による損失は、通常はわずか
なものである。
【０００４】増幅器の動作周波数が大きくなると、過渡
的すなわちスイッチング時のエネルギ損失も大きくな
る。過渡的すなわちスイッチング時のエネルギ損失と
は、増幅器またはスイッチが導通状態から非導通状態
に、またはその逆に切り替わったときに起こるエネルギ
の損失のことである。他の要素が同じであれば、過渡エ
ネルギの損失は、動作周波数に正比例して増加する。多
くの電力増幅器では、過渡エネルギの損失は数キロヘル
ツ以上の周波数においてきわめて重大である。低い順方
向電圧降下を持つように設計されているトランジスタ増
幅器において、これが特に当てはまる。
的すなわちスイッチング時のエネルギ損失も大きくな
る。過渡的すなわちスイッチング時のエネルギ損失と
は、増幅器またはスイッチが導通状態から非導通状態
に、またはその逆に切り替わったときに起こるエネルギ
の損失のことである。他の要素が同じであれば、過渡エ
ネルギの損失は、動作周波数に正比例して増加する。多
くの電力増幅器では、過渡エネルギの損失は数キロヘル
ツ以上の周波数においてきわめて重大である。低い順方
向電圧降下を持つように設計されているトランジスタ増
幅器において、これが特に当てはまる。
【０００５】過渡エネルギ損失が重大な意味を持つ応用
例として、誘導性負荷または共振負荷、たとえば陰極線
管（ＣＲＴ）の偏向システムのヨークなどを駆動する電
力増幅器があげられる。水平偏向増幅器を実現すること
はより困難である場合が多い。これは、通常、水平偏向
増幅器が垂直偏向増幅器よりも高い周波数で動作するた
めである。従来の技術による水平偏向増幅器またはシス
テムは、たとえば米国特許第４，６７０，６９２号，第
４，６４２，５３３号，第４，２０５，２５９号，第
３，５０１，６７２号および第３，４８０，８２６号な
どに解説されている。これらは本明細書に参考として包
括されている。
例として、誘導性負荷または共振負荷、たとえば陰極線
管（ＣＲＴ）の偏向システムのヨークなどを駆動する電
力増幅器があげられる。水平偏向増幅器を実現すること
はより困難である場合が多い。これは、通常、水平偏向
増幅器が垂直偏向増幅器よりも高い周波数で動作するた
めである。従来の技術による水平偏向増幅器またはシス
テムは、たとえば米国特許第４，６７０，６９２号，第
４，６４２，５３３号，第４，２０５，２５９号，第
３，５０１，６７２号および第３，４８０，８２６号な
どに解説されている。これらは本明細書に参考として包
括されている。
【０００６】偏向増幅器のスイッチング速度または動作
周波数は、ＣＲＴ上に結像される画像の解像度を決定す
るひとつの要素となる。より高い解像度に対する必要性
がますます増大するにしたがって、偏向増幅器の動作周
波数も高くする必要性が生まれてきた。６４ないし２７
０ｋＨｚ以上で動作する偏向増幅器が、現在たいへん望
まれている。改良された水平偏向増幅器は、Schultz に
よる米国特許第４，８９７，５８０号に解説されてい
る。これもまた、本明細書に参考として包括されてい
る。
周波数は、ＣＲＴ上に結像される画像の解像度を決定す
るひとつの要素となる。より高い解像度に対する必要性
がますます増大するにしたがって、偏向増幅器の動作周
波数も高くする必要性が生まれてきた。６４ないし２７
０ｋＨｚ以上で動作する偏向増幅器が、現在たいへん望
まれている。改良された水平偏向増幅器は、Schultz に
よる米国特許第４，８９７，５８０号に解説されてい
る。これもまた、本明細書に参考として包括されてい
る。
【０００７】電力増幅器内の内部エネルギ放散を減らす
ために様々な試みがなされたにも関わらず、当技術でよ
く知られている重要な問題点はいまだに解決されていな
い。特に、過渡（すなわちスイッチング時の）エネルギ
損失が支配的である、より高い周波数において動作する
電力増幅器についてはこれが顕著である。
ために様々な試みがなされたにも関わらず、当技術でよ
く知られている重要な問題点はいまだに解決されていな
い。特に、過渡（すなわちスイッチング時の）エネルギ
損失が支配的である、より高い周波数において動作する
電力増幅器についてはこれが顕著である。
【０００８】当技術で既知の他の問題として、電力増幅
器に用いられる能動素子の、素子間のパラメータ変動が
大きいことがあげられる。このため、特定の増幅器回路
が特定の増幅器素子または素子の組合せを用いたときに
放散が最小になるように調整されていても、名目上は同
一の増幅器素子に置き換えると、放散を最小にするため
には回路を再調整しなければならない。このように個別
の素子の属性を合わせるために回路を調整することは、
大量に低価格で生産しなければならないシステムにおい
ては非実用的である。また、このような電力増幅器に通
常用いられる能動素子は、相関関係を持ち、１個のパラ
メータ、たとえば順方向電圧降下が他のパラメータ、た
とえばターンオフ時間などに悪影響を与えたり、その逆
もありうるので、問題はさらに複雑になる。
器に用いられる能動素子の、素子間のパラメータ変動が
大きいことがあげられる。このため、特定の増幅器回路
が特定の増幅器素子または素子の組合せを用いたときに
放散が最小になるように調整されていても、名目上は同
一の増幅器素子に置き換えると、放散を最小にするため
には回路を再調整しなければならない。このように個別
の素子の属性を合わせるために回路を調整することは、
大量に低価格で生産しなければならないシステムにおい
ては非実用的である。また、このような電力増幅器に通
常用いられる能動素子は、相関関係を持ち、１個のパラ
メータ、たとえば順方向電圧降下が他のパラメータ、た
とえばターンオフ時間などに悪影響を与えたり、その逆
もありうるので、問題はさらに複雑になる。
【０００９】従って、本発明の目的は改良された電力増
幅器の手段と方法とを提供して、増幅器内に放散する過
渡エネルギを少なくすることである。
幅器の手段と方法とを提供して、増幅器内に放散する過
渡エネルギを少なくすることである。
【００１０】本発明の他の目的は、誘導負荷および／ま
たは共振負荷、特にＣＲＴ偏向回路またはモータ駆動回
路などに見られる負荷および比較的高い反復率で動作す
る負荷を駆動する改良された手段と方法とを提供するこ
とである。
たは共振負荷、特にＣＲＴ偏向回路またはモータ駆動回
路などに見られる負荷および比較的高い反復率で動作す
る負荷を駆動する改良された手段と方法とを提供するこ
とである。
【００１１】本発明のさらに他の目的は、過渡エネルギ
放散が、個々の増幅器素子や部品の特性の変動に対して
影響を受けにくい電力増幅器を提供することである。
放散が、個々の増幅器素子や部品の特性の変動に対して
影響を受けにくい電力増幅器を提供することである。
【００１２】
【課題を解決するための手段】上記およびその他の目的
と利点とは、第１実施例において、負荷を駆動する電子
装置によって実現される。この電子装置は、負荷に結合
する出力を有する電力増幅器，増幅器の入力に結合され
反復信号の第１区間中に（たとえば増幅器がオンのとき
に）そこから電流を流すドライバ手段，増幅器の出力に
結合され、反復信号の第１区間の後の第２区間中に（た
とえば増幅器がオフのとき）増幅器の出力を測定するサ
ンプリング手段およびサンプリング手段に結合され、サ
ンプリングされた出力に応答して、反復信号の次の第１
区間中に増幅器に流れる電流を規制する帰還手段とから
構成される。
と利点とは、第１実施例において、負荷を駆動する電子
装置によって実現される。この電子装置は、負荷に結合
する出力を有する電力増幅器，増幅器の入力に結合され
反復信号の第１区間中に（たとえば増幅器がオンのとき
に）そこから電流を流すドライバ手段，増幅器の出力に
結合され、反復信号の第１区間の後の第２区間中に（た
とえば増幅器がオフのとき）増幅器の出力を測定するサ
ンプリング手段およびサンプリング手段に結合され、サ
ンプリングされた出力に応答して、反復信号の次の第１
区間中に増幅器に流れる電流を規制する帰還手段とから
構成される。
【００１３】好適な実施例においては、サンプリングさ
れた出力は一時的に、たとえば反復信号の次のサイクル
の開始まで、蓄積され、帰還手段を介して用いられて、
次の反復信号の第１区間中（たとえば増幅器がふたたび
オンになったとき）に増幅器に供給される電流を変化さ
せる。サンプリング手段からの時間遅延した帰還信号に
応答する調整器（レギュレータ）を用いて、増幅器に供
給される電流を可変させると便利である。
れた出力は一時的に、たとえば反復信号の次のサイクル
の開始まで、蓄積され、帰還手段を介して用いられて、
次の反復信号の第１区間中（たとえば増幅器がふたたび
オンになったとき）に増幅器に供給される電流を変化さ
せる。サンプリング手段からの時間遅延した帰還信号に
応答する調整器（レギュレータ）を用いて、増幅器に供
給される電流を可変させると便利である。
【００１４】典型的な装置においては、ドライバ手段に
より、反復信号の第１区間中（増幅器がオンのとき）に
は第１方向を有し、反復信号の第２区間の第１部分中
（増幅器がオフのとき）には第２の反対の方向を有する
増幅器入力電流が流れる。サンプリング手段は、反復信
号の第２区間のこの第１部分において増幅器出力を測定
することが望ましい。その後、帰還手段の時間遅延を介
して、反復信号の次の第１区間中にドライバ手段により
増幅器入力に供給される電流を制御する調整器を調整す
ることが望ましい。
より、反復信号の第１区間中（増幅器がオンのとき）に
は第１方向を有し、反復信号の第２区間の第１部分中
（増幅器がオフのとき）には第２の反対の方向を有する
増幅器入力電流が流れる。サンプリング手段は、反復信
号の第２区間のこの第１部分において増幅器出力を測定
することが望ましい。その後、帰還手段の時間遅延を介
して、反復信号の次の第１区間中にドライバ手段により
増幅器入力に供給される電流を制御する調整器を調整す
ることが望ましい。
【００１５】ＣＲＴドライバの場合には、増幅器は通常
バイポーラ・トランジスタから構成されており、サンプ
リング手段により測定される増幅器の出力電圧はエミッ
タ−コレクタ電圧に比例する。蓄積コンデンサとダイオ
ードとは、通常バイポーラ・トランジスタの出力をはさ
んで結合されており、偏向コイルと共に、共振負荷とな
る。
バイポーラ・トランジスタから構成されており、サンプ
リング手段により測定される増幅器の出力電圧はエミッ
タ−コレクタ電圧に比例する。蓄積コンデンサとダイオ
ードとは、通常バイポーラ・トランジスタの出力をはさ
んで結合されており、偏向コイルと共に、共振負荷とな
る。
【００１６】増幅トランジスタまたはトランジスタの組
合せは通常、サイクルの第１区間で（増幅器がオンのと
き）ドライバから電流を受け取り、反復信号の第２区間
の第１部分で（増幅器がオフのとき）電流を返す。トラ
ンジスタまたはトランジスタの組合せの出力は、反復信
号またはサイクルの第１区間（増幅器オン）において低
い第１電圧を示し、サイクルの第２区間の第１部分（増
幅器オフ）で、それよりもいくらか高いが、依然として
比較的低い、極性の等しい電圧を示し、サイクルの第２
区間の第２部分で（増幅器が共振してオフになったと
き）第３のはるかに大きい、極性が等しい実質的に半正
弦波出力電圧を示し、サイクルの残りの部分で（分路ダ
イオードがオン）のとき極性が逆になる。サンプリング
手段は、反復信号の第２区間の第１部分で増幅器出力を
測定することが望ましい。
合せは通常、サイクルの第１区間で（増幅器がオンのと
き）ドライバから電流を受け取り、反復信号の第２区間
の第１部分で（増幅器がオフのとき）電流を返す。トラ
ンジスタまたはトランジスタの組合せの出力は、反復信
号またはサイクルの第１区間（増幅器オン）において低
い第１電圧を示し、サイクルの第２区間の第１部分（増
幅器オフ）で、それよりもいくらか高いが、依然として
比較的低い、極性の等しい電圧を示し、サイクルの第２
区間の第２部分で（増幅器が共振してオフになったと
き）第３のはるかに大きい、極性が等しい実質的に半正
弦波出力電圧を示し、サイクルの残りの部分で（分路ダ
イオードがオン）のとき極性が逆になる。サンプリング
手段は、反復信号の第２区間の第１部分で増幅器出力を
測定することが望ましい。
【００１７】好適な実施例においては、負荷を有する増
幅器を駆動する改良された方法により、性能が向上す
る。この方法は、（i ）増幅器の入力に対して、第１時
期に、増幅器をオンにする極性の電流を流し、第２時期
に増幅器の入力に対して増幅器をオフにする極性の電流
を流す段階，（ii）第２時期には、そして望ましくは、
増幅器の動作が依然として、前の「オン」状態から増幅
器内で蓄積された電荷により制御されているときに、増
幅器の出力をサンプリングして、出力に比例する値を決
定する段階および（iii ）増幅器の入力に対して、次の
時期に、増幅器をオンにする極性の電流を再び流す段階
とから構成され、次の時期に供給される電流は第２時期
に決定された値に依存して調整される。第１および第２
時期が、反復サイクルの第１および第２部分である場合
は、次の時期は次の反復サイクルの第１部分に相当す
る。好適な実施例においては、サンプリングの段階は、
その値またはそれに関連する他の値を一時的に、たとえ
ば次の反復サイクルの第１部分まで、記憶する段階から
構成される。
幅器を駆動する改良された方法により、性能が向上す
る。この方法は、（i ）増幅器の入力に対して、第１時
期に、増幅器をオンにする極性の電流を流し、第２時期
に増幅器の入力に対して増幅器をオフにする極性の電流
を流す段階，（ii）第２時期には、そして望ましくは、
増幅器の動作が依然として、前の「オン」状態から増幅
器内で蓄積された電荷により制御されているときに、増
幅器の出力をサンプリングして、出力に比例する値を決
定する段階および（iii ）増幅器の入力に対して、次の
時期に、増幅器をオンにする極性の電流を再び流す段階
とから構成され、次の時期に供給される電流は第２時期
に決定された値に依存して調整される。第１および第２
時期が、反復サイクルの第１および第２部分である場合
は、次の時期は次の反復サイクルの第１部分に相当す
る。好適な実施例においては、サンプリングの段階は、
その値またはそれに関連する他の値を一時的に、たとえ
ば次の反復サイクルの第１部分まで、記憶する段階から
構成される。
【００１８】
【実施例】図１は、たとえば、ＣＲＴ水平偏向コイルな
どの負荷を駆動する回路１０であり、米国特許第４，８
９７，５８０号に解説されたものに類似している。回路
１０は、接地または基準接続１４，出力接続１６および
入力接続１８を有する電力増幅器１２により構成され
る。説明の便宜上、増幅器１２をバイポーラ・トランジ
スタとして示すが、これに制限されるものではない。こ
こでは、接地接続１４がエミッタ接続，出力接続１６が
コレクタ接続，入力接続１８がベース接続とする。当業
者であれば、本説明を基にして、他の増幅器素子または
はその組合せを用いることができることを理解されるで
あろう。他の素子の例としては、ＭＯＳＦＥＴ，ＪＥＦ
ＥＴ，ＩＧＢＴ，ＧＴＯ，ＳＣＲなどが上げられ、これ
らを単独でまたは複数接続して、たとえばダーリントン
増幅器，多段増幅器，カスコード増幅器その他の装置に
用いることができるが、これに限るものではない。
どの負荷を駆動する回路１０であり、米国特許第４，８
９７，５８０号に解説されたものに類似している。回路
１０は、接地または基準接続１４，出力接続１６および
入力接続１８を有する電力増幅器１２により構成され
る。説明の便宜上、増幅器１２をバイポーラ・トランジ
スタとして示すが、これに制限されるものではない。こ
こでは、接地接続１４がエミッタ接続，出力接続１６が
コレクタ接続，入力接続１８がベース接続とする。当業
者であれば、本説明を基にして、他の増幅器素子または
はその組合せを用いることができることを理解されるで
あろう。他の素子の例としては、ＭＯＳＦＥＴ，ＪＥＦ
ＥＴ，ＩＧＢＴ，ＧＴＯ，ＳＣＲなどが上げられ、これ
らを単独でまたは複数接続して、たとえばダーリントン
増幅器，多段増幅器，カスコード増幅器その他の装置に
用いることができるが、これに限るものではない。
【００１９】増幅器１２の出力に結合されいるのは、負
荷１９（この例では、ダイオード２０，蓄積コンデンサ
２２および水平偏向ヨーク・コイル２４から成る）と直
流電源接続２６である。コイル２４，ダイオード２０お
よびコンデンサ２２は共振負荷を形成している。図１に
示されるトランジスタ１２，ダイオード２０，コンデン
サ２２およびコイル２４の接続が便利であるが、他の装
置を用いることもできる。増幅器１２，ヨーク・コイル
２４，コンデンサ２２およびダイオード２０を結合する
他の手段は、当技術ではよく知られており、様々な代替
例が、たとえば、米国特許第４，６７０，６９２号，第
４，６４２，５３３号，第４，２０５，２５９号，第
３，５０１，６７２号，第３，４８０，８２６号および
第４，８９７，５８０号に説明されている。他の種類の
共振負荷または非共振負荷を用いることもできる。
荷１９（この例では、ダイオード２０，蓄積コンデンサ
２２および水平偏向ヨーク・コイル２４から成る）と直
流電源接続２６である。コイル２４，ダイオード２０お
よびコンデンサ２２は共振負荷を形成している。図１に
示されるトランジスタ１２，ダイオード２０，コンデン
サ２２およびコイル２４の接続が便利であるが、他の装
置を用いることもできる。増幅器１２，ヨーク・コイル
２４，コンデンサ２２およびダイオード２０を結合する
他の手段は、当技術ではよく知られており、様々な代替
例が、たとえば、米国特許第４，６７０，６９２号，第
４，６４２，５３３号，第４，２０５，２５９号，第
３，５０１，６７２号，第３，４８０，８２６号および
第４，８９７，５８０号に説明されている。他の種類の
共振負荷または非共振負荷を用いることもできる。
【００２０】増幅器１２の入力１８は、直流電源端子２
８から、高速動作スイッチ３０とドライバ回路１３とを
通じて駆動される。ドライバ回路１３は、便宜上１次巻
線３４と２次巻線３６とを有する変圧器３２により構成
されている。コイル３８は、変圧器の２次巻線３６の１
端と増幅器入力１８との間に接続されている。変圧器２
次巻線３６の他端は、ダイオード４２を通じて、基準ま
たは接地端子４０に結合されている。抵抗４４は、便宜
上増幅器入力１８と接地端子４０との間に設けられる
が、必ずしもこのとおりでなくともよい。抵抗４４もま
た増幅器の基準または接地端子１４に結合される。抵抗
４６は、便宜上、スイッチ３０と基準端子４０との間に
設けられるが、必ずしもこのとおりである必要はない。
８から、高速動作スイッチ３０とドライバ回路１３とを
通じて駆動される。ドライバ回路１３は、便宜上１次巻
線３４と２次巻線３６とを有する変圧器３２により構成
されている。コイル３８は、変圧器の２次巻線３６の１
端と増幅器入力１８との間に接続されている。変圧器２
次巻線３６の他端は、ダイオード４２を通じて、基準ま
たは接地端子４０に結合されている。抵抗４４は、便宜
上増幅器入力１８と接地端子４０との間に設けられる
が、必ずしもこのとおりでなくともよい。抵抗４４もま
た増幅器の基準または接地端子１４に結合される。抵抗
４６は、便宜上、スイッチ３０と基準端子４０との間に
設けられるが、必ずしもこのとおりである必要はない。
【００２１】コイル２４が、陰極線管（ＣＲＴ）の水平
偏向コイルとして機能するようにした場合の、回路１０
の動作を簡単に説明する。ここで述べられるＣＲＴ偏向
の応用例は、理解の便宜を図るためのものであって、制
限するためのものではない。回路１０の動作のさらに詳
しい説明は、米国特許第４，８９７，５８０号になされ
ている。図２の増幅器入力電流（Ｉb），増幅器出力電
流（Ｉc），増幅器出力電圧（Ｖce）の波形も参照され
たい。スイッチ３０は、任意の形式の高速動作スイッチ
であり、回路１０が水平ＣＲＴ偏向に用いられると、通
常は望ましい水平スキャン周波数において開閉する。そ
の期間４８は、図２に示されている。
偏向コイルとして機能するようにした場合の、回路１０
の動作を簡単に説明する。ここで述べられるＣＲＴ偏向
の応用例は、理解の便宜を図るためのものであって、制
限するためのものではない。回路１０の動作のさらに詳
しい説明は、米国特許第４，８９７，５８０号になされ
ている。図２の増幅器入力電流（Ｉb），増幅器出力電
流（Ｉc），増幅器出力電圧（Ｖce）の波形も参照され
たい。スイッチ３０は、任意の形式の高速動作スイッチ
であり、回路１０が水平ＣＲＴ偏向に用いられると、通
常は望ましい水平スキャン周波数において開閉する。そ
の期間４８は、図２に示されている。
【００２２】図３は、高速動作スイッチ３０を設けるの
に適した回路装置である。一般的な部品または部品値
は、図に示してある。スイッチ３０の端子３０Ａ−Ｂ
は、図１に示されるように回路１０に接続しており、端
子３０Ｃは、直流電源に接続しており、端子３０Ｄは反
復信号の入力クロック源、たとえば、ＣＲＴディスプレ
イの水平発振器出力に接続している。スイッチング・ト
ランジスタ３０Ｅ（たとえばMotorola社のＭＴＰ３０５
５ＥＬ）と点線３０Ｆ内の部品（たとえばMotorola社の
ＭＰＳＧ１０００）はMotorola社（Phoenix, AZ ）から
供給され、トランジスタ３０Ｇ，３０Ｈ，その他の部品
は、当技術では既知の供給源がある。
に適した回路装置である。一般的な部品または部品値
は、図に示してある。スイッチ３０の端子３０Ａ−Ｂ
は、図１に示されるように回路１０に接続しており、端
子３０Ｃは、直流電源に接続しており、端子３０Ｄは反
復信号の入力クロック源、たとえば、ＣＲＴディスプレ
イの水平発振器出力に接続している。スイッチング・ト
ランジスタ３０Ｅ（たとえばMotorola社のＭＴＰ３０５
５ＥＬ）と点線３０Ｆ内の部品（たとえばMotorola社の
ＭＰＳＧ１０００）はMotorola社（Phoenix, AZ ）から
供給され、トランジスタ３０Ｇ，３０Ｈ，その他の部品
は、当技術では既知の供給源がある。
【００２３】図３の回路の機能は、端子３０Ｄに現れる
クロック信号（たとえば水平発振器）と同期して、トラ
ンジスタ３０Ｅをオン、オフすることである。図３の回
路の動作を当業者はご承知であろうし、「Speeding upH
orizontal Outputs（水平出力の高速化）」という題でM
otorora社のLiterature Distribution （文献配布部
門）（P.O. Box 20912, Phoenix, AZ85036）が出してい
る、モトローラ半導体アプリケーション・ノートに説明
されている。スイッチ３０としては図３の回路が好まし
いが、他の高速動作スイッチ回路を用いることもでき
る。
クロック信号（たとえば水平発振器）と同期して、トラ
ンジスタ３０Ｅをオン、オフすることである。図３の回
路の動作を当業者はご承知であろうし、「Speeding upH
orizontal Outputs（水平出力の高速化）」という題でM
otorora社のLiterature Distribution （文献配布部
門）（P.O. Box 20912, Phoenix, AZ85036）が出してい
る、モトローラ半導体アプリケーション・ノートに説明
されている。スイッチ３０としては図３の回路が好まし
いが、他の高速動作スイッチ回路を用いることもでき
る。
【００２４】図１および図２をもう一度参照すると、ス
イッチ３０が閉じたときに、電流５０（図１参照）は変
圧器１次コイル３４を通って増幅器入力１８に流れる。
スイッチ３０は、図２の区間５２の間は閉じたままにな
っている。この間に、入力電流Ｉbは図２の上部の軌跡
（左側）に示されるようにほぼ線形に増加する。出力電
流５３も対応して増加するが（図１，２参照）、便宜上
これをＩcとして図２の中央部の軌跡に示す。入力電流
Ｉbと出力電流Ｉcとは、関連性がある。今後の参照の便
宜を図るために、区間５２を流れる入力電流Ｉbを順方
向入力電流Ｉbfとし、図１では電流５０，図２ではＩbf
とする。Ｉbfに相当する出力電流Ｉc（図１では電流５
３）は、図２ではＩcfとする。
イッチ３０が閉じたときに、電流５０（図１参照）は変
圧器１次コイル３４を通って増幅器入力１８に流れる。
スイッチ３０は、図２の区間５２の間は閉じたままにな
っている。この間に、入力電流Ｉbは図２の上部の軌跡
（左側）に示されるようにほぼ線形に増加する。出力電
流５３も対応して増加するが（図１，２参照）、便宜上
これをＩcとして図２の中央部の軌跡に示す。入力電流
Ｉbと出力電流Ｉcとは、関連性がある。今後の参照の便
宜を図るために、区間５２を流れる入力電流Ｉbを順方
向入力電流Ｉbfとし、図１では電流５０，図２ではＩbf
とする。Ｉbfに相当する出力電流Ｉc（図１では電流５
３）は、図２ではＩcfとする。
【００２５】区間５２の終点で、スイッチ３０は開い
て、変圧器３２の巻線内の崩壊磁化により、入力電流Ｉ
bは直ちに反転し、図１の電流５４は増幅器入力１８か
ら、インダクタ３８，変圧器２次コイル３６およびダイ
オード４２を通って基準端子１４，４０に戻る。電流５
４は区間５６（図２参照）の間も、流れ続ける。便宜上
これを図２ではＩbrとし、逆方向入力電流と呼ぶ。増幅
器１２はまだオフになっていないので、出力電流Ｉcは
以前と同じ方向に流れ続け、図２に示されるように、Ｉ
bが反転した後もしばらくは増大し続ける。入力電流Ｉb
が急激に反転することが、ドライバ回路１３の特徴であ
る。
て、変圧器３２の巻線内の崩壊磁化により、入力電流Ｉ
bは直ちに反転し、図１の電流５４は増幅器入力１８か
ら、インダクタ３８，変圧器２次コイル３６およびダイ
オード４２を通って基準端子１４，４０に戻る。電流５
４は区間５６（図２参照）の間も、流れ続ける。便宜上
これを図２ではＩbrとし、逆方向入力電流と呼ぶ。増幅
器１２はまだオフになっていないので、出力電流Ｉcは
以前と同じ方向に流れ続け、図２に示されるように、Ｉ
bが反転した後もしばらくは増大し続ける。入力電流Ｉb
が急激に反転することが、ドライバ回路１３の特徴であ
る。
【００２６】区間５６は当技術では、蓄積時間と呼ば
れ、増幅器１２から、入力電流Ｉbfにより区間５２の間
にそこに蓄積された過剰電荷を引き出すために必要な時
間にほぼ相当する。バイポーラ・トランジスタの場合
は、これが、トランジスタを飽和順方向導通状態にする
ベース電荷を表す。ＭＯＳＦＥＴの場合には、これは、
ゲート容量と表面反転層とに蓄積された電荷を示し、そ
れによってＭＯＳＦＥＴは飽和順方向導通状態に置かれ
る。この説明に基づき、当業者なら理解いただけるよう
に、増幅器１２が複数の素子または素子の組合せから構
成されている場合は、区間５６はその素子の組合せのた
めの蓄積時間に相当する。
れ、増幅器１２から、入力電流Ｉbfにより区間５２の間
にそこに蓄積された過剰電荷を引き出すために必要な時
間にほぼ相当する。バイポーラ・トランジスタの場合
は、これが、トランジスタを飽和順方向導通状態にする
ベース電荷を表す。ＭＯＳＦＥＴの場合には、これは、
ゲート容量と表面反転層とに蓄積された電荷を示し、そ
れによってＭＯＳＦＥＴは飽和順方向導通状態に置かれ
る。この説明に基づき、当業者なら理解いただけるよう
に、増幅器１２が複数の素子または素子の組合せから構
成されている場合は、区間５６はその素子の組合せのた
めの蓄積時間に相当する。
【００２７】増幅器出力電流５３は、便宜上Ｉcと示さ
れるが、区間５６の間も増加し続けて、実質的にすべて
の蓄積電荷が増幅器１２から除去されるまで続く。除去
された時点で、増幅器出力電流５３はそのピーク値Ｉcp
からゼロに向かって下がり、端子１４と１６との間で測
定された増幅器出力電圧、これは便宜上、Ｖceとして示
され、図２の下部の軌跡で表されるが、この電圧が急激
に上がる。コイル２４，ダイオード２０およびコンデン
サ２２により形成される負荷の共振的な性質のために、
最終区間５８の第１部分５９の間のＶce波形は、実質的
な半正弦波となる。この波形はＶceorとして表されるピ
ーク値を有する。これが、増幅器が阻止しなければなら
ない最大の逆方向電圧である。
れるが、区間５６の間も増加し続けて、実質的にすべて
の蓄積電荷が増幅器１２から除去されるまで続く。除去
された時点で、増幅器出力電流５３はそのピーク値Ｉcp
からゼロに向かって下がり、端子１４と１６との間で測
定された増幅器出力電圧、これは便宜上、Ｖceとして示
され、図２の下部の軌跡で表されるが、この電圧が急激
に上がる。コイル２４，ダイオード２０およびコンデン
サ２２により形成される負荷の共振的な性質のために、
最終区間５８の第１部分５９の間のＶce波形は、実質的
な半正弦波となる。この波形はＶceorとして表されるピ
ーク値を有する。これが、増幅器が阻止しなければなら
ない最大の逆方向電圧である。
【００２８】ピークの阻止電圧Ｖceorが通り過ぎると、
Ｖceは負に振れる。区間５８の第２部分６０の間に、こ
のように負に向かってＶceが推移するのは、ダイオード
２０がオンになるために必要な時間の量が有限であるた
めである。ダイオード２０がオンになると、Ｖceは区間
５８の第３部分６１の間にダイオードの順方向降下に固
定される。区間５８の終点で、スイッチ３０は再び閉じ
て、サイクルが繰り返される。
Ｖceは負に振れる。区間５８の第２部分６０の間に、こ
のように負に向かってＶceが推移するのは、ダイオード
２０がオンになるために必要な時間の量が有限であるた
めである。ダイオード２０がオンになると、Ｖceは区間
５８の第３部分６１の間にダイオードの順方向降下に固
定される。区間５８の終点で、スイッチ３０は再び閉じ
て、サイクルが繰り返される。
【００２９】増幅器入力電流Ｉb，出力電流Ｉc，出力電
圧Ｖceおよび反復サイクルの様々な段階における電力の
放散を考慮することは、本発明を理解する上で役に立
つ。説明の便宜上、増幅器１２が高電力バイポーラ・ト
ランジスタで、負荷１９はＣＲＴヨーク・コイル２４，
コンデンサ２２およびダイオード２０から構成される場
合について、これらの電圧および電流の大きさを説明す
る。典型的な波形が、図２および図４に示されている。
図２では、Ｖce波形の下側の部分が拡大されて、サイク
ルの特定の部分に起こる小さな電圧変化も、その１０3
ないし１０4 倍も大きいピークのＶce値（たとえばＶ
ceor）があるにも関わらず、はっきりとみえるようにし
てある。図４ではＶceのスケールは、拡大されていない
ので、小さな電圧の変化ははっきりしない。
圧Ｖceおよび反復サイクルの様々な段階における電力の
放散を考慮することは、本発明を理解する上で役に立
つ。説明の便宜上、増幅器１２が高電力バイポーラ・ト
ランジスタで、負荷１９はＣＲＴヨーク・コイル２４，
コンデンサ２２およびダイオード２０から構成される場
合について、これらの電圧および電流の大きさを説明す
る。典型的な波形が、図２および図４に示されている。
図２では、Ｖce波形の下側の部分が拡大されて、サイク
ルの特定の部分に起こる小さな電圧変化も、その１０3
ないし１０4 倍も大きいピークのＶce値（たとえばＶ
ceor）があるにも関わらず、はっきりとみえるようにし
てある。図４ではＶceのスケールは、拡大されていない
ので、小さな電圧の変化ははっきりしない。
【００３０】当業者であれば、本説明に基づき、他の種
類の増幅器および他の種類の能動素子、たとえば、ＭＯ
ＳＦＥＴ，ＪＦＥＴ，ＩＧＢＴ，ＳＣＲ，ＧＴＯなどの
トランジスタおよびダーリントン，カスコード，平衡，
プッシュプル増幅器およびその他の組合せを用いること
ができること、しかしこれだけに限られるわけではない
ことを理解されるであろう。ここに解説する発明は、そ
の他の装置およびその他の種類の負荷にも適用すること
ができる。
類の増幅器および他の種類の能動素子、たとえば、ＭＯ
ＳＦＥＴ，ＪＦＥＴ，ＩＧＢＴ，ＳＣＲ，ＧＴＯなどの
トランジスタおよびダーリントン，カスコード，平衡，
プッシュプル増幅器およびその他の組合せを用いること
ができること、しかしこれだけに限られるわけではない
ことを理解されるであろう。ここに解説する発明は、そ
の他の装置およびその他の種類の負荷にも適用すること
ができる。
【００３１】また、本発明はＮＰＮ型増幅器と、様々な
電圧および電流の極性に関する関連の慣例用語を用いて
説明しているが、これは説明の便宜を図るためだけのも
のであって、これらに限られるわけでないことは、ここ
での説明に基づき当業者にはご理解いただけるであろ
う。順方向または逆方向，正負およびいろいろな電圧と
電流の大きさに対する言及は、相対的なものであり、こ
れらの用語が逆になったり、あるいは電源極性を適切に
逆転させてＰＮＰまたはＰＭＯＳ素子をＮＰＮまたはＮ
ＭＯＳ素子と入れ替えたとしても、あるいはいろいろな
電圧と電流の全体的な大きさを変えて別の負荷と能動素
子を選んだとしても、同じ動作原理が当てはまる。
電圧および電流の極性に関する関連の慣例用語を用いて
説明しているが、これは説明の便宜を図るためだけのも
のであって、これらに限られるわけでないことは、ここ
での説明に基づき当業者にはご理解いただけるであろ
う。順方向または逆方向，正負およびいろいろな電圧と
電流の大きさに対する言及は、相対的なものであり、こ
れらの用語が逆になったり、あるいは電源極性を適切に
逆転させてＰＮＰまたはＰＭＯＳ素子をＮＰＮまたはＮ
ＭＯＳ素子と入れ替えたとしても、あるいはいろいろな
電圧と電流の全体的な大きさを変えて別の負荷と能動素
子を選んだとしても、同じ動作原理が当てはまる。
【００３２】入力電流５０（Ｉb＝Ｉbf）が増幅器入力
１８に流れ込む区間５２の間に、過剰電荷が増幅器１２
に蓄積され、増幅器１２は実質的に飽和順方向導通状態
になる。この区間中、出力電圧ＶceはＶfとして示され
る小さな値を有し、これは増幅器の飽和順方向電圧降下
に相当する。この値は、多くの半導体素子においては、
約＋０．５ボルトである。Motorola社（Phoenix, AZ)に
より製造されるＭＪＨ１６２０６バイポーラ・ドライバ
・トランジスタは、増幅器１２として用いるのに適し
た、典型的な高性能バイポーラ水平偏向トランジスタの
一例である。
１８に流れ込む区間５２の間に、過剰電荷が増幅器１２
に蓄積され、増幅器１２は実質的に飽和順方向導通状態
になる。この区間中、出力電圧ＶceはＶfとして示され
る小さな値を有し、これは増幅器の飽和順方向電圧降下
に相当する。この値は、多くの半導体素子においては、
約＋０．５ボルトである。Motorola社（Phoenix, AZ)に
より製造されるＭＪＨ１６２０６バイポーラ・ドライバ
・トランジスタは、増幅器１２として用いるのに適し
た、典型的な高性能バイポーラ水平偏向トランジスタの
一例である。
【００３３】区間５２の終点で、Ｉbはピークの順方向
値（たとえばＩb〜０．５アンペア）まで上がる。増幅
器入力電流Ｉbは、区間５６中に反転する。区間５６は
通常は区間５２よりも短く、逆方向電流５４（Ｉb＝Ｉ
br）は、ピークの順方向電流Ｉbfp（たとえばＩbr〜４
−５アンペア）よりも大きい。区間５６の第１部分で、
増幅器出力電圧Ｖceは小さな、しかし、それよりも少し
大きな値を有する。これをＶf2として示す（Ｖf2〜＋１
−５ボルト、通常〜＋２ボルト）。これは、蓄積された
電荷が、増幅器１２の入力１８から除去される時間に相
当する。しかし、増幅器１２内には、依然として増幅器
１２を実質的に順方向導通状態に保てるだけ充分な蓄積
電荷があり、増幅器はオフに駆動されつつあるがまだ順
方向の導通状態を終えていない。
値（たとえばＩb〜０．５アンペア）まで上がる。増幅
器入力電流Ｉbは、区間５６中に反転する。区間５６は
通常は区間５２よりも短く、逆方向電流５４（Ｉb＝Ｉ
br）は、ピークの順方向電流Ｉbfp（たとえばＩbr〜４
−５アンペア）よりも大きい。区間５６の第１部分で、
増幅器出力電圧Ｖceは小さな、しかし、それよりも少し
大きな値を有する。これをＶf2として示す（Ｖf2〜＋１
−５ボルト、通常〜＋２ボルト）。これは、蓄積された
電荷が、増幅器１２の入力１８から除去される時間に相
当する。しかし、増幅器１２内には、依然として増幅器
１２を実質的に順方向導通状態に保てるだけ充分な蓄積
電荷があり、増幅器はオフに駆動されつつあるがまだ順
方向の導通状態を終えていない。
【００３４】最後の蓄積電荷が除去される区間５６の終
点で、増幅器１２はターンオフになる。出力電流Ｉ
cは、そのピーク値Ｉcp（Ｉce＝〜２−２０アンペア、
通常〜７アンペア）から、ゼロに向かって下がり、増幅
器の出力電圧Ｖceは全阻止電圧Ｖceorに向かって上がり
始める（Ｖceor＞／＋〜１０００ボルト）。かなりの量
の過渡エネルギが増幅器１２内で放散されるのは、Ｉc
とＶceの両方が、ゼロではない値を持つ、導通状態から
阻止状態への、この過渡区間の間である。図２の、高い
電流から低い電流への出力電流の過渡（中央の軌跡）は
きわめて急激であり、それに対応して小さな過渡ターン
オフ電力放散となっているが、これは本発明の装置によ
り起こる結果である。これについて、以下に詳細に解説
する。
点で、増幅器１２はターンオフになる。出力電流Ｉ
cは、そのピーク値Ｉcp（Ｉce＝〜２−２０アンペア、
通常〜７アンペア）から、ゼロに向かって下がり、増幅
器の出力電圧Ｖceは全阻止電圧Ｖceorに向かって上がり
始める（Ｖceor＞／＋〜１０００ボルト）。かなりの量
の過渡エネルギが増幅器１２内で放散されるのは、Ｉc
とＶceの両方が、ゼロではない値を持つ、導通状態から
阻止状態への、この過渡区間の間である。図２の、高い
電流から低い電流への出力電流の過渡（中央の軌跡）は
きわめて急激であり、それに対応して小さな過渡ターン
オフ電力放散となっているが、これは本発明の装置によ
り起こる結果である。これについて、以下に詳細に解説
する。
【００３５】説明のために、反復サイクル４８（図２参
照）の最終区間５８を、小区間５９，６０，６１に分割
する。例として用いた回路に接続されている負荷の共振
的な性質のために、Ｖceは区間５８の第１部分内の区間
５９では半正弦共振挙動を示す。次にＶceは、区間６０
で負になる（Ｖce＝Ｖr〜−８ないし−２０ボルト）
が、このときダイオード２０はオンになる。ダイオード
２０がオンになると、Ｖceは、区間６１でダイオード順
方向降下に固定される（Ｖr2〜−０．７ないし−１．０
ボルト）。区間５８，６１の終点で、スイッチ３０は再
び閉じて、掃引サイクルを再開する。
照）の最終区間５８を、小区間５９，６０，６１に分割
する。例として用いた回路に接続されている負荷の共振
的な性質のために、Ｖceは区間５８の第１部分内の区間
５９では半正弦共振挙動を示す。次にＶceは、区間６０
で負になる（Ｖce＝Ｖr〜−８ないし−２０ボルト）
が、このときダイオード２０はオンになる。ダイオード
２０がオンになると、Ｖceは、区間６１でダイオード順
方向降下に固定される（Ｖr2〜−０．７ないし−１．０
ボルト）。区間５８，６１の終点で、スイッチ３０は再
び閉じて、掃引サイクルを再開する。
【００３６】増幅器がオフのときの過渡電力放散は、蓄
積された電荷量、ひいてはサイクルの順方向導通部に蓄
積された電荷を生み出す入力駆動力量に敏感である。こ
れは図４に説明する。ここでは、区間５６の最後の周期
４８の部分と増幅器がオフになる区間５８の最初とを詳
細に示している。
積された電荷量、ひいてはサイクルの順方向導通部に蓄
積された電荷を生み出す入力駆動力量に敏感である。こ
れは図４に説明する。ここでは、区間５６の最後の周期
４８の部分と増幅器がオフになる区間５８の最初とを詳
細に示している。
【００３７】図４は、増幅器がオフになり、共振電圧の
振れを阻止する期間中、すなわち図２の区間５６，５
９，６０中に増幅器１２の出力電流と出力電圧とがどの
ように変化するかを詳細に示している。図２と比較する
と、図３のＶce（Ｖf1およびＶf2）の電圧スケールは拡
大されていない。このため、区間５２および５６中に起
こる小さなＶce値（Ｖf1およびＶf2）は図４のＶce＝０
と区別することができない。
振れを阻止する期間中、すなわち図２の区間５６，５
９，６０中に増幅器１２の出力電流と出力電圧とがどの
ように変化するかを詳細に示している。図２と比較する
と、図３のＶce（Ｖf1およびＶf2）の電圧スケールは拡
大されていない。このため、区間５２および５６中に起
こる小さなＶce値（Ｖf1およびＶf2）は図４のＶce＝０
と区別することができない。
【００３８】図４のＩcの軌跡７０とＶceの軌跡７２と
は、過渡電力放散が最小になるように回路１０を調整し
たときの、図２のＩcとＶceとの軌跡に対応する。過渡
電力放散を最小限にするために重要な要因は、区間５２
で増幅器入力電流Ｉbf（図１の電流５０と、図２の上部
軌跡）を調整して、充分な駆動電流を設け区間５２で増
幅器１２がオンになるようにすることであり、一方、あ
とで電流５４により区間５６で除去しなければならない
蓄積電荷を最小限に抑えることである。図３に、Ｉcと
Ｖceの軌跡が、区間５２のＩbf量の増減によりどのよう
に影響を受けるかを示す。増加中のＩbfは、Ｉcの軌跡
７０の立ち下がり部分を、矢印７４の方向に右側に７
０’の位置まで、すなわちもっと後まで延長させる効果
を持つ。減少中のＩbfは、Ｖceの軌跡７２の立ち上がり
部分を、矢印７６の方向に左に向かって、７２’の位
置、すなわちもっと初期の時間に延長させる効果を持
つ。Ｉ をさらにゆっくりと降下させる、あるいはＶceを
さらにゆっくりと上昇させることにより、過渡的なＩc
・Ｖceの積が増加し、スイッチング時の電力放散も増え
る。 増幅器駆動力Ｉbfを調整して、最適値にすること
により、過渡電力放散が最小限に抑えられること、また
最適値は蓄積時間中の増幅器出力をサンプリングするこ
とにより決定されることが発見された。Ｖf2値、すなわ
ち区間５６のＶce値により、順方向増幅器入力駆動力Ｉ
bfの最適量が得られたか否か、いつ得られたかを検出す
る手段が設けられる。これにより増幅器１２は最小過渡
電力放散において動作するように維持される。たとえ
ば、増幅器１２が、Motorola社（Phoenix, AZ ）により
製造されたＭＪＨ１６２０６ ＳＣＡＮＳＷＩＴＣＨの
バイポーラ電力トランジスタであれば、Ｖf2の望ましい
値は、約１ないし３ボルトの範囲内であり、便宜的には
１．５ないし２．５ボルト、好ましくは約２ボルトであ
る。（ＳＣＡＮＳＷＩＴＣＨはMotorola社の商標であ
る。）当業者であれば、本説明に基づき、他の増幅器の
場合の、適切なＶf2値または蓄積電荷の大きさに敏感な
等価のパラメータの値の決定法をご理解いただけるであ
ろう。
は、過渡電力放散が最小になるように回路１０を調整し
たときの、図２のＩcとＶceとの軌跡に対応する。過渡
電力放散を最小限にするために重要な要因は、区間５２
で増幅器入力電流Ｉbf（図１の電流５０と、図２の上部
軌跡）を調整して、充分な駆動電流を設け区間５２で増
幅器１２がオンになるようにすることであり、一方、あ
とで電流５４により区間５６で除去しなければならない
蓄積電荷を最小限に抑えることである。図３に、Ｉcと
Ｖceの軌跡が、区間５２のＩbf量の増減によりどのよう
に影響を受けるかを示す。増加中のＩbfは、Ｉcの軌跡
７０の立ち下がり部分を、矢印７４の方向に右側に７
０’の位置まで、すなわちもっと後まで延長させる効果
を持つ。減少中のＩbfは、Ｖceの軌跡７２の立ち上がり
部分を、矢印７６の方向に左に向かって、７２’の位
置、すなわちもっと初期の時間に延長させる効果を持
つ。Ｉ をさらにゆっくりと降下させる、あるいはＶceを
さらにゆっくりと上昇させることにより、過渡的なＩc
・Ｖceの積が増加し、スイッチング時の電力放散も増え
る。 増幅器駆動力Ｉbfを調整して、最適値にすること
により、過渡電力放散が最小限に抑えられること、また
最適値は蓄積時間中の増幅器出力をサンプリングするこ
とにより決定されることが発見された。Ｖf2値、すなわ
ち区間５６のＶce値により、順方向増幅器入力駆動力Ｉ
bfの最適量が得られたか否か、いつ得られたかを検出す
る手段が設けられる。これにより増幅器１２は最小過渡
電力放散において動作するように維持される。たとえ
ば、増幅器１２が、Motorola社（Phoenix, AZ ）により
製造されたＭＪＨ１６２０６ ＳＣＡＮＳＷＩＴＣＨの
バイポーラ電力トランジスタであれば、Ｖf2の望ましい
値は、約１ないし３ボルトの範囲内であり、便宜的には
１．５ないし２．５ボルト、好ましくは約２ボルトであ
る。（ＳＣＡＮＳＷＩＴＣＨはMotorola社の商標であ
る。）当業者であれば、本説明に基づき、他の増幅器の
場合の、適切なＶf2値または蓄積電荷の大きさに敏感な
等価のパラメータの値の決定法をご理解いただけるであ
ろう。
【００３９】サンプリング区間８０（図２参照）は、蓄
積区間５６のほぼ中央に位置するように選択される。よ
り正確にいえば、区間５６内に位置して、区間５６の開
始点および終点に起こる過渡値の影響を実質的に受けな
いような位置とする。区間８０では、Ｖce値、すなわち
Ｖf2がサンプリングされ、蓄積される。区間８０のＶce
の測定値（または区間５２で蓄積される過剰電荷に比例
するパラメータ）は、時間遅延装置を介して用いて、区
間５２の図１の電流５０（図２のＩbf）を制御する。
積区間５６のほぼ中央に位置するように選択される。よ
り正確にいえば、区間５６内に位置して、区間５６の開
始点および終点に起こる過渡値の影響を実質的に受けな
いような位置とする。区間８０では、Ｖce値、すなわち
Ｖf2がサンプリングされ、蓄積される。区間８０のＶce
の測定値（または区間５２で蓄積される過剰電荷に比例
するパラメータ）は、時間遅延装置を介して用いて、区
間５２の図１の電流５０（図２のＩbf）を制御する。
【００４０】第１実施例においては、Ｉbfの望ましい量
は、Ｖf2（またはＶf2に比例する値）とあらかじめ設定
された基準値Ｖrefと比較して、Ｖf2がＶrefまたはＶ
refの所定の関数に等しくなるまでＩbfを調整すること
により決定される。この方法は、実行がきわめて簡単で
あるという利点を持つ。過渡電力放散を減少させるため
の他の方法として、スイッチング区間中の過渡電力放散
（たとえばＩc ・Ｖce）を測定して、Ｉ c・Ｖceを最小
にするようにＩbfを調整する方法がある。これを用いる
と、広範な変動に対して自動的に補正ができるが、実行
はより複雑になる。
は、Ｖf2（またはＶf2に比例する値）とあらかじめ設定
された基準値Ｖrefと比較して、Ｖf2がＶrefまたはＶ
refの所定の関数に等しくなるまでＩbfを調整すること
により決定される。この方法は、実行がきわめて簡単で
あるという利点を持つ。過渡電力放散を減少させるため
の他の方法として、スイッチング区間中の過渡電力放散
（たとえばＩc ・Ｖce）を測定して、Ｉ c・Ｖceを最小
にするようにＩbfを調整する方法がある。これを用いる
と、広範な変動に対して自動的に補正ができるが、実行
はより複雑になる。
【００４１】図５は、本発明の装置を簡単なブロック図
の形式で示したものである。増幅器８２は負荷８４を駆
動する。増幅器８２は、図１の増幅器１２と類似のもの
であり、ドライバ９３は図１のドライバ１３と類似のも
のであるが、他の増幅器とドライバを用いることもでき
る。負荷８４は、図１と同様、コイル２４，コンデンサ
２２およびダイオード２０から構成されるか、または任
意の種類の負荷から構成される。サンプリング装置８６
は、増幅器８２が、かなりの量の過渡エネルギを放散し
ようとする、あるいは放散中であるスイッチング区間付
近またはその間で、たとえば、増幅器８２がオフになる
電荷蓄積区間中またはその終点で、増幅器８２の出力を
検知する。サンプリングされた出力に比例する信号は、
時間遅延手段８８を通り、調整器９０に帰還されて、増
幅器８２が導通状態であるとき、または導通状態になろ
うとするとき（すなわち過剰電荷が増幅器８２に蓄積さ
れているとき）に、ドライバ９３を通じて増幅器８２に
供給されるエネルギ，電流または電荷量を調整する。帰
還信号は１つの極性を持ち、ドライバ９３から増幅器８
２に与えられる増幅器駆動力を調整して、増幅器８２内
の過渡エネルギ放散を減少させるか、または最小限に抑
える。
の形式で示したものである。増幅器８２は負荷８４を駆
動する。増幅器８２は、図１の増幅器１２と類似のもの
であり、ドライバ９３は図１のドライバ１３と類似のも
のであるが、他の増幅器とドライバを用いることもでき
る。負荷８４は、図１と同様、コイル２４，コンデンサ
２２およびダイオード２０から構成されるか、または任
意の種類の負荷から構成される。サンプリング装置８６
は、増幅器８２が、かなりの量の過渡エネルギを放散し
ようとする、あるいは放散中であるスイッチング区間付
近またはその間で、たとえば、増幅器８２がオフになる
電荷蓄積区間中またはその終点で、増幅器８２の出力を
検知する。サンプリングされた出力に比例する信号は、
時間遅延手段８８を通り、調整器９０に帰還されて、増
幅器８２が導通状態であるとき、または導通状態になろ
うとするとき（すなわち過剰電荷が増幅器８２に蓄積さ
れているとき）に、ドライバ９３を通じて増幅器８２に
供給されるエネルギ，電流または電荷量を調整する。帰
還信号は１つの極性を持ち、ドライバ９３から増幅器８
２に与えられる増幅器駆動力を調整して、増幅器８２内
の過渡エネルギ放散を減少させるか、または最小限に抑
える。
【００４２】図６および図７に示されるブロック図は、
上記の装置の実現方法をより詳細に示すものである。図
６および図７の負荷８４は、図１の共振ＣＲＴ水平偏向
負荷１９に相当し、増幅器８２は、図１のバイポーラ・
トランジスタに相当する。これは説明の便宜上用いられ
たものであって、これに限定されるものではない。当業
者であれば、他の負荷トランジスタの増幅器を用いるこ
とができることを、本説明に基づきご理解いただけるで
あろう。
上記の装置の実現方法をより詳細に示すものである。図
６および図７の負荷８４は、図１の共振ＣＲＴ水平偏向
負荷１９に相当し、増幅器８２は、図１のバイポーラ・
トランジスタに相当する。これは説明の便宜上用いられ
たものであって、これに限定されるものではない。当業
者であれば、他の負荷トランジスタの増幅器を用いるこ
とができることを、本説明に基づきご理解いただけるで
あろう。
【００４３】図６は、ブロック９４により検知され、サ
ンプル・ホールド・ブロック９６により遅延されたＶce
値が、ブロック９８で所定の基準値（Ｖref）と比較さ
れ、その差（Ｖf2−ＶrefまたはＶref−Ｖf2）が調整器
９０に帰還されて、スイッチ３０とドライバ回路９３と
を通じて増幅器８２に流れる入力エネルギ，電流または
電荷を調整するようになっている装置を示す。検知，サ
ンプル・ホールド機能と比較機能のタイミングは、たと
えば、ワンショット１０２から検知，サンプル・ホール
ドおよび比較ブロック９４，９６，９８に流れるクロッ
ク１００（たとえばＣＲＴドライバでは水平発振器）に
より制御される。検知された値が、増幅器をオンにする
ため、あるいはオンに保つために必要な電荷が、すでに
増幅器内に蓄積されているときの区間に時間的に相当す
る場合、および調整器９０への帰還が、増幅器をオンに
するため、あるいはオンに保つために必要な電荷が増幅
器８２に蓄積されようとしている、あるいは蓄積されつ
つある次の区間と時間的に相当する場合は、検知、サン
プル・ホールドおよび比較機能が実行される順序は変動
することもある。
ンプル・ホールド・ブロック９６により遅延されたＶce
値が、ブロック９８で所定の基準値（Ｖref）と比較さ
れ、その差（Ｖf2−ＶrefまたはＶref−Ｖf2）が調整器
９０に帰還されて、スイッチ３０とドライバ回路９３と
を通じて増幅器８２に流れる入力エネルギ，電流または
電荷を調整するようになっている装置を示す。検知，サ
ンプル・ホールド機能と比較機能のタイミングは、たと
えば、ワンショット１０２から検知，サンプル・ホール
ドおよび比較ブロック９４，９６，９８に流れるクロッ
ク１００（たとえばＣＲＴドライバでは水平発振器）に
より制御される。検知された値が、増幅器をオンにする
ため、あるいはオンに保つために必要な電荷が、すでに
増幅器内に蓄積されているときの区間に時間的に相当す
る場合、および調整器９０への帰還が、増幅器をオンに
するため、あるいはオンに保つために必要な電荷が増幅
器８２に蓄積されようとしている、あるいは蓄積されつ
つある次の区間と時間的に相当する場合は、検知、サン
プル・ホールドおよび比較機能が実行される順序は変動
することもある。
【００４４】蓄積された電荷が増幅器から除去されよう
とするとき、あるいはされつつあるときに増幅器の出力
が検知され、帰還により、増幅器が再びオンになろうと
する次の区間の少なくとも１部分において、調整器９
０，スイッチ３０，ドライバ９３を通じて、増幅器８２
に供給されるエネルギ，電流および／または電圧を調整
できると便利である。検知／サンプリング区間と増幅器
が再びオンになる区間との間で、増幅器はオフになる。
このため、時間遅延は、少なくともその間の増幅器がオ
フの区間にほぼ相当することが望ましい。図６に示され
た装置は、実現が比較的簡単容易であるという利点を持
っている。また、サンプリングされた増幅器出力を所定
の基準値と比較することにより、設計増幅器特性とはい
くぶん異なる特性の増幅器や増幅器部品を用いても、多
くの増幅器の過渡電力放散を充分実質的に小さくするこ
とができる。
とするとき、あるいはされつつあるときに増幅器の出力
が検知され、帰還により、増幅器が再びオンになろうと
する次の区間の少なくとも１部分において、調整器９
０，スイッチ３０，ドライバ９３を通じて、増幅器８２
に供給されるエネルギ，電流および／または電圧を調整
できると便利である。検知／サンプリング区間と増幅器
が再びオンになる区間との間で、増幅器はオフになる。
このため、時間遅延は、少なくともその間の増幅器がオ
フの区間にほぼ相当することが望ましい。図６に示され
た装置は、実現が比較的簡単容易であるという利点を持
っている。また、サンプリングされた増幅器出力を所定
の基準値と比較することにより、設計増幅器特性とはい
くぶん異なる特性の増幅器や増幅器部品を用いても、多
くの増幅器の過渡電力放散を充分実質的に小さくするこ
とができる。
【００４５】たとえば、ＭＪＨ１６２０６ ＳＣＡＮＳ
ＷＩＴＣＨまたは同様のトランジスタを、ＣＲＴの水平
偏向増幅器として用いた図１の回路において、図６の装
置はトランジスタの過渡電力放散（ＴＰＤ）を通常半分
にすることがわかっている。さらに、名目上同種で、ゲ
イン，Ｖcbo，ｆt，Ｖceo，寿命および／またはその他
のパラメータは正常な変動をする異なる電力増幅器素子
を代わりに用いると、異なる素子を用いた場合の過渡電
力放散の変動（△ＴＰＤ）は通常△ＴＰＤ＝２：１か
ら、△ＴＰＤ＝１．１−１．２：１へと下がる。このよ
うな改良は、実際の応用には非常に重要である。なぜな
ら、（１）全体的な過渡電力放散が実質的に低くなれ
ば、増幅器の動作温度が低くなり、それによって動作寿
命が長くなり、冷却のための必要条件とコストが小さく
なり、増幅器がより高い周波数および／または電力レベ
ルで動作できるようになり、増幅器の単位コスト当りの
性能が向上する；（２）個別の増幅器パラメータの変動
に対する感度が低くなることにより、さらにコストの低
い（許容値の広い）素子を利用しながら同等またはそれ
以上の性能を得ることができるからである。このような
特徴を組み合わせた結果、本発明は実質的に改良された
性能，より低い価格，大きな設計の柔軟性，および／ま
たはそれらの組合せを得ることができる。これらはたい
へん望ましい利点である。
ＷＩＴＣＨまたは同様のトランジスタを、ＣＲＴの水平
偏向増幅器として用いた図１の回路において、図６の装
置はトランジスタの過渡電力放散（ＴＰＤ）を通常半分
にすることがわかっている。さらに、名目上同種で、ゲ
イン，Ｖcbo，ｆt，Ｖceo，寿命および／またはその他
のパラメータは正常な変動をする異なる電力増幅器素子
を代わりに用いると、異なる素子を用いた場合の過渡電
力放散の変動（△ＴＰＤ）は通常△ＴＰＤ＝２：１か
ら、△ＴＰＤ＝１．１−１．２：１へと下がる。このよ
うな改良は、実際の応用には非常に重要である。なぜな
ら、（１）全体的な過渡電力放散が実質的に低くなれ
ば、増幅器の動作温度が低くなり、それによって動作寿
命が長くなり、冷却のための必要条件とコストが小さく
なり、増幅器がより高い周波数および／または電力レベ
ルで動作できるようになり、増幅器の単位コスト当りの
性能が向上する；（２）個別の増幅器パラメータの変動
に対する感度が低くなることにより、さらにコストの低
い（許容値の広い）素子を利用しながら同等またはそれ
以上の性能を得ることができるからである。このような
特徴を組み合わせた結果、本発明は実質的に改良された
性能，より低い価格，大きな設計の柔軟性，および／ま
たはそれらの組合せを得ることができる。これらはたい
へん望ましい利点である。
【００４６】図７は、本発明のもう１つの実施例であ
る。図７の装置は、図６の装置と同様であるが、相違点
は電流検知インピーダンスまたは変圧器１０４が含まれ
ていて、ＩcとＶceの両方が回路１０６により検知でき
るようになっていることである。サンプル・ホールド１
０８により、図６のサンプル・ホールド９６の場合と実
質的に同様の機能を、両変数またはその積に対して果た
す。倍率器１１０はＩcとＶceとを組み合わせて、その
積、すなわちＩc・Ｖceに比例する出力を設ける。この
値は、過渡電力放散と関連するものである。この過渡電
力の測定値は、サイクル内の所定の時間における瞬間的
な過渡電力であるか、あるいはターンオフ区間の一部ま
たは全体にわたり積分される。いずれの場合でも、その
結果は適当な遅延をとった後に調整器９０に対して帰還
され、ターンオン中またはサイクルの部分で増幅器８２
に入力されるエネルギ，電流または電圧を調整して、過
渡電力放散を最小限に抑える働きをする。図２および図
４から明らかなように、Ｉc・Ｖceを決定するサンプリ
ング区間は、Ｖce＝Ｖf2を決定するためのサンプリング
区間（たとえば区間８０）よりもいくらか遅れる。Ｉc
・Ｖceが大きい間にＩc・Ｖceをサンプリングすること
が望ましいことは、当業者であればご理解いただけるで
あろう。通常、これは図２，４の区間８０の少し後、す
なわち、ＩcとＶceとが急激に変化する、たとえば区間
５６の終点と区間５９のはじめに起こる。
る。図７の装置は、図６の装置と同様であるが、相違点
は電流検知インピーダンスまたは変圧器１０４が含まれ
ていて、ＩcとＶceの両方が回路１０６により検知でき
るようになっていることである。サンプル・ホールド１
０８により、図６のサンプル・ホールド９６の場合と実
質的に同様の機能を、両変数またはその積に対して果た
す。倍率器１１０はＩcとＶceとを組み合わせて、その
積、すなわちＩc・Ｖceに比例する出力を設ける。この
値は、過渡電力放散と関連するものである。この過渡電
力の測定値は、サイクル内の所定の時間における瞬間的
な過渡電力であるか、あるいはターンオフ区間の一部ま
たは全体にわたり積分される。いずれの場合でも、その
結果は適当な遅延をとった後に調整器９０に対して帰還
され、ターンオン中またはサイクルの部分で増幅器８２
に入力されるエネルギ，電流または電圧を調整して、過
渡電力放散を最小限に抑える働きをする。図２および図
４から明らかなように、Ｉc・Ｖceを決定するサンプリ
ング区間は、Ｖce＝Ｖf2を決定するためのサンプリング
区間（たとえば区間８０）よりもいくらか遅れる。Ｉc
・Ｖceが大きい間にＩc・Ｖceをサンプリングすること
が望ましいことは、当業者であればご理解いただけるで
あろう。通常、これは図２，４の区間８０の少し後、す
なわち、ＩcとＶceとが急激に変化する、たとえば区間
５６の終点と区間５９のはじめに起こる。
【００４７】過渡電力放散は、増幅器に対する入力駆動
力の変動、たとえばＩbf関して最小となる。帰還の極性
を決定して、入力駆動力を最小電力放散条件におく、す
なわちＩbfを調整して過渡電力放散を最小限に調整する
ためには、いろいろな手段を用いることができる。適当
な手段の一例としてあげられるのは、Ｖce＝Ｖf2および
Ｉc・Ｖceに比例する帰還信号を設けることである。Ｖ
f2はＩf2の変化と共に単調に変動する（図２の下の軌跡
の右半分を参照）ので、Ｉc・Ｖceの積と組み合わせて
用いて、最小過渡放散を得ることができる。図５ないし
７において説明されている様々なブロックを実現し、入
力（たとえばＩbf）を制御して関連する単調変数（たと
えばＶf2とＩbfの関係）に基づき最小値となる変数（た
とえばＩc・ＶceとＩbfの関係）を最適にする回路は、
当技術ではよく知られている。当業者であれば、本説明
に基づき、このような回路を実現してＶf2−Ｖrefおよ
び／またはＩc・ＶceおよびＶce＝Ｖf2に比例する必要
な帰還信号を設けて、増幅器の過渡電力放散性能を最適
化する方法を理解されるであろう。 図８ないし図９
は、本発明を用いて、図１および図６および図７に示さ
れる、またはそれと同等の共振ＣＲＴ偏向コイル，コン
デンサおよびダイオードの組合せ以外の他の種類の負荷
を駆動する方法を示す。図８は、増幅器−負荷装置１１
４を示し、負荷１１６はモータ１１８と分路ダイオード
１２０とから構成されている。負荷１１６は増幅器１２
２により駆動される。負荷１１６は、図５の負荷８４の
一例であり、増幅器１２２は図５の増幅器８２の一例で
ある。直流接続１２４，増幅器入力接続１２６（たとえ
ば図５のドライバ９３からの接続）および帰還接続１２
８（たとえば図５のサンプリング装置に対する接続）が
設けられる。帰還制御回路の残りの部分は、図５と同様
に配置されて、図８には示されていない。接続１２８を
用いて、蓄積時間中の増幅器１２２の出力を測定する。
測定値は次に図５ないし７に説明されたように処理さ
れ、増幅器１２２に対する順方向ドライブを制御して、
過渡放散を最小限に抑える。
力の変動、たとえばＩbf関して最小となる。帰還の極性
を決定して、入力駆動力を最小電力放散条件におく、す
なわちＩbfを調整して過渡電力放散を最小限に調整する
ためには、いろいろな手段を用いることができる。適当
な手段の一例としてあげられるのは、Ｖce＝Ｖf2および
Ｉc・Ｖceに比例する帰還信号を設けることである。Ｖ
f2はＩf2の変化と共に単調に変動する（図２の下の軌跡
の右半分を参照）ので、Ｉc・Ｖceの積と組み合わせて
用いて、最小過渡放散を得ることができる。図５ないし
７において説明されている様々なブロックを実現し、入
力（たとえばＩbf）を制御して関連する単調変数（たと
えばＶf2とＩbfの関係）に基づき最小値となる変数（た
とえばＩc・ＶceとＩbfの関係）を最適にする回路は、
当技術ではよく知られている。当業者であれば、本説明
に基づき、このような回路を実現してＶf2−Ｖrefおよ
び／またはＩc・ＶceおよびＶce＝Ｖf2に比例する必要
な帰還信号を設けて、増幅器の過渡電力放散性能を最適
化する方法を理解されるであろう。 図８ないし図９
は、本発明を用いて、図１および図６および図７に示さ
れる、またはそれと同等の共振ＣＲＴ偏向コイル，コン
デンサおよびダイオードの組合せ以外の他の種類の負荷
を駆動する方法を示す。図８は、増幅器−負荷装置１１
４を示し、負荷１１６はモータ１１８と分路ダイオード
１２０とから構成されている。負荷１１６は増幅器１２
２により駆動される。負荷１１６は、図５の負荷８４の
一例であり、増幅器１２２は図５の増幅器８２の一例で
ある。直流接続１２４，増幅器入力接続１２６（たとえ
ば図５のドライバ９３からの接続）および帰還接続１２
８（たとえば図５のサンプリング装置に対する接続）が
設けられる。帰還制御回路の残りの部分は、図５と同様
に配置されて、図８には示されていない。接続１２８を
用いて、蓄積時間中の増幅器１２２の出力を測定する。
測定値は次に図５ないし７に説明されたように処理さ
れ、増幅器１２２に対する順方向ドライブを制御して、
過渡放散を最小限に抑える。
【００４８】図９は、さらに複雑なモータ駆動回路１３
０を示し、本回路はモータ負荷１３２，直流電力接続１
３４および４台の増幅器１３６Ａ−Ｄとから構成され
る。これらの回路はそれぞれ図８の接続１２６と類似の
入力接続１３８Ａ−Ｄおよび帰還接続１２８に類似の帰
還接続１４０Ａ−Ｄを有する。図５と同様の回路が各増
幅器１３６Ａ−Ｄについて設けられ、このとき対応する
入力および帰還接続１３８Ａ−Ｄと１４０Ａ−Ｄとが利
用される。各増幅器に関連する図５の回路の動作はマス
ター・クロックにより制御される。各増幅器の「オン」
期間のタイミング，持続時間および反復率を調整するこ
とにより、回転速度の方向を任意に選択することができ
る。これを行うための手段と方法とは、当技術では既知
であり、本説明に基づき、当業者には、さらに増幅器に
対する入力駆動力を調整して、スイッチング区間中に得
られたサンプリング・データに基づき各増幅器がオン，
オフするたびに過渡電力放散を最小にして、さらに上述
したように、適当な遅延を用いてたとえば次の「オン」
区間中に駆動力を制御する方法をご理解いただけるであ
ろう。図８および図９は、単相モータを用いた装置を示
しているが、同様の装置を複相モータについても用いる
ことができる。たとえば３相モータを用いると、４台の
増幅器１３６Ａ−Ｄに相当する６台の増幅器が、６台の
増幅器の間の対応する点に接続された３相モータ巻線と
共に用いられる。本説明に基づき、当業者であれば、こ
のような複相モータまたは他の種類の負荷に本発明を適
用する方法を理解されるであろう。
０を示し、本回路はモータ負荷１３２，直流電力接続１
３４および４台の増幅器１３６Ａ−Ｄとから構成され
る。これらの回路はそれぞれ図８の接続１２６と類似の
入力接続１３８Ａ−Ｄおよび帰還接続１２８に類似の帰
還接続１４０Ａ−Ｄを有する。図５と同様の回路が各増
幅器１３６Ａ−Ｄについて設けられ、このとき対応する
入力および帰還接続１３８Ａ−Ｄと１４０Ａ−Ｄとが利
用される。各増幅器に関連する図５の回路の動作はマス
ター・クロックにより制御される。各増幅器の「オン」
期間のタイミング，持続時間および反復率を調整するこ
とにより、回転速度の方向を任意に選択することができ
る。これを行うための手段と方法とは、当技術では既知
であり、本説明に基づき、当業者には、さらに増幅器に
対する入力駆動力を調整して、スイッチング区間中に得
られたサンプリング・データに基づき各増幅器がオン，
オフするたびに過渡電力放散を最小にして、さらに上述
したように、適当な遅延を用いてたとえば次の「オン」
区間中に駆動力を制御する方法をご理解いただけるであ
ろう。図８および図９は、単相モータを用いた装置を示
しているが、同様の装置を複相モータについても用いる
ことができる。たとえば３相モータを用いると、４台の
増幅器１３６Ａ−Ｄに相当する６台の増幅器が、６台の
増幅器の間の対応する点に接続された３相モータ巻線と
共に用いられる。本説明に基づき、当業者であれば、こ
のような複相モータまたは他の種類の負荷に本発明を適
用する方法を理解されるであろう。
【００４９】図１，図３および図１０は、図５および図
６の装置を実現する、ＣＲＴの水平偏向系に用いるのに
適した例としての回路を示す。たとえば、図６を参照す
ると、ブロック９３は図１のブロック１３に対応し、図
６のブロック３０は図３のブロック３０に対応する。図
６のブロック９０，９４，９６，９８，１０２を図１０
に例として示すが、これに制限されるものではない。通
常の部品値と素子の選択例が示されている。これらの回
路は、好適な実施例を示すために設けられたのであっ
て、これに制限されるものではない。図１０の様々な点
線は、図５および図６に図示されているブロックに対応
し、同じ名前と番号とがつけられている。クロック１０
０は任意のクロック回路であり、たとえば、ＣＲＴ偏向
系の水平発振クロックである。このようなクロック発振
器は、当技術ではよく知られている。当業者にはご承知
のように、これらのブロック間の回路構成または接続
は、当業者には既知の、通常のインターフェースまたは
結合装置である。また、本発明に基づき、これ以上の詳
細な説明がなくとも、図１，図３，図１０の回路がどの
ように動作するかについては、当業者には理解いただけ
るであろう。
６の装置を実現する、ＣＲＴの水平偏向系に用いるのに
適した例としての回路を示す。たとえば、図６を参照す
ると、ブロック９３は図１のブロック１３に対応し、図
６のブロック３０は図３のブロック３０に対応する。図
６のブロック９０，９４，９６，９８，１０２を図１０
に例として示すが、これに制限されるものではない。通
常の部品値と素子の選択例が示されている。これらの回
路は、好適な実施例を示すために設けられたのであっ
て、これに制限されるものではない。図１０の様々な点
線は、図５および図６に図示されているブロックに対応
し、同じ名前と番号とがつけられている。クロック１０
０は任意のクロック回路であり、たとえば、ＣＲＴ偏向
系の水平発振クロックである。このようなクロック発振
器は、当技術ではよく知られている。当業者にはご承知
のように、これらのブロック間の回路構成または接続
は、当業者には既知の、通常のインターフェースまたは
結合装置である。また、本発明に基づき、これ以上の詳
細な説明がなくとも、図１，図３，図１０の回路がどの
ように動作するかについては、当業者には理解いただけ
るであろう。
【００５０】以上本発明を解説してきたが、発明された
装置と方法とは、あらゆる種類の負荷、特に誘導負荷お
よび／または共振負荷を駆動するために用いられる電力
増幅器の過渡電力放散を減らすことにより、従来の技術
に対する実質的な改良がなされたことが、当業者には周
知であろう。本発明の改良された手段と方法とは、個別
の増幅器または増幅器部品のパラメータ変動に対する感
度を小さくすることもさらに理解されたい。上記の利点
を組み合わせることにより、このような電力増幅器がよ
り低温で、またはより高い周波数で、あるいはより高い
電力レベルで動作することができるようになり、より低
価格の素子を用いることが可能となり、増幅器の動作寿
命が長くなる。また、これらの利点を同時に実現するこ
とができる。発明された手段と方法とは、高速ＣＲＴ偏
向電力増幅器，モータ制御，電源などの誘導負荷を駆動
するのに特に適している。
装置と方法とは、あらゆる種類の負荷、特に誘導負荷お
よび／または共振負荷を駆動するために用いられる電力
増幅器の過渡電力放散を減らすことにより、従来の技術
に対する実質的な改良がなされたことが、当業者には周
知であろう。本発明の改良された手段と方法とは、個別
の増幅器または増幅器部品のパラメータ変動に対する感
度を小さくすることもさらに理解されたい。上記の利点
を組み合わせることにより、このような電力増幅器がよ
り低温で、またはより高い周波数で、あるいはより高い
電力レベルで動作することができるようになり、より低
価格の素子を用いることが可能となり、増幅器の動作寿
命が長くなる。また、これらの利点を同時に実現するこ
とができる。発明された手段と方法とは、高速ＣＲＴ偏
向電力増幅器，モータ制御，電源などの誘導負荷を駆動
するのに特に適している。
【００５１】本発明は、初歩的な入力スイッチング手段
と、コンデンサやダイオードに結合された誘導負荷を駆
動するバイポーラ・トランジスタ出力増幅器および寄生
過渡を抑制する様々な抵抗を用いて解説しているが、本
発明の精神から逸脱することなくいろいろな修正や追加
を本発明に加えることができることを、当業者であれば
本説明に基づきご理解いただけるであろう。たとえば、
他の種類の出力増幅素子および／または回路，他の種類
の入力スイッチング手段，スイッチング過渡を抑えるた
めの他の部品またはその組合せ，負荷に対して増幅器出
力を結合する他の回路構成，および他の装置を利用して
サンプリングされた出力測定値に基づいて増幅器入力に
対して遅延した帰還信号を設けることなどが考えられる
が、これに制限されるものではない。したがって、本発
明の教義に基づき当業者が思い付く可能性のある上記お
よびその他の変形も、請求項に含まれるものとする。
と、コンデンサやダイオードに結合された誘導負荷を駆
動するバイポーラ・トランジスタ出力増幅器および寄生
過渡を抑制する様々な抵抗を用いて解説しているが、本
発明の精神から逸脱することなくいろいろな修正や追加
を本発明に加えることができることを、当業者であれば
本説明に基づきご理解いただけるであろう。たとえば、
他の種類の出力増幅素子および／または回路，他の種類
の入力スイッチング手段，スイッチング過渡を抑えるた
めの他の部品またはその組合せ，負荷に対して増幅器出
力を結合する他の回路構成，および他の装置を利用して
サンプリングされた出力測定値に基づいて増幅器入力に
対して遅延した帰還信号を設けることなどが考えられる
が、これに制限されるものではない。したがって、本発
明の教義に基づき当業者が思い付く可能性のある上記お
よびその他の変形も、請求項に含まれるものとする。
【図１】たとえばＣＲＴ偏向コイルなどの負荷を駆動す
る回路で、米国特許４，８９７，５８０号に解説された
ものと同様である。
る回路で、米国特許４，８９７，５８０号に解説された
ものと同様である。
【図２】図１の回路の電力増幅器トランジスタに関連す
る入力電流，出力電流および出力電圧の簡単な波形図で
ある。
る入力電流，出力電流および出力電圧の簡単な波形図で
ある。
【図３】図１の回路と接続して用いるのに適した、高速
動作スイッチの回路の概略図である。
動作スイッチの回路の概略図である。
【図４】図１の電力増幅器の出力電流と出力電圧との簡
単な波形図で、より詳細に示したものである。
単な波形図で、より詳細に示したものである。
【図５】好適な実施例による本発明の改良された電力増
幅器装置の簡単なブロック図である。
幅器装置の簡単なブロック図である。
【図６】図５の改良された電力増幅器装置のより詳しい
ブロック図であり、より細かな部分を示し、第１の実施
例によるものである。
ブロック図であり、より細かな部分を示し、第１の実施
例によるものである。
【図７】これも、図５の改良された電力増幅器装置のよ
り詳しいブロック図であり、より細かな部分を示し、第
２の実施例によるものである。
り詳しいブロック図であり、より細かな部分を示し、第
２の実施例によるものである。
【図８】異なる負荷を接続して用いられた本発明を示
す、概略図である。
す、概略図である。
【図９】異なる負荷を接続した本発明の他の応用例を示
す概略図である。
す概略図である。
【図１０】ＣＲＴ水平偏向系のための本発明の好適な実
施例による、概略図およびブロック図である。
施例による、概略図およびブロック図である。
３０ スイッチ ８２ 増幅器 ８４ 負荷 ９０ 調整器 ９４ 検知回路 ９６ サンプル・ホールド回路 ９８ 比較回路 １００ クロック １０２ ワンショット
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (56)参考文献 特開 昭62−207021（ＪＰ，Ａ) 米国特許4864251（ＵＳ，Ａ) (58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名) H03K 17/00 - 17/70
Claims (7)
- 【請求項１】 負荷を周期的に駆動し、過渡エネルギ放
散を最小化する回路であって： 負荷に結合する出力端子と、入力端子とを有する増幅器
であり、負荷に対して反復的な周期的駆動信号を与える
増幅器； 該増幅器の入力端子に結合されたドライバ回路であっ
て、周期的駆動信号の第１区間のうち増幅器がオンであ
る第１期間中に前記増幅器に電荷を与え、周期的駆動信
号の第１区間のうち増幅器がオフである第２期間中に前
記増幅器から電荷を受け取るドライバ回路； 前記増幅器の出力端子に結合され、駆動信号の前記第１
区間に続く、増幅器がターンオフされた周期的駆動信号
のある区間中に増幅器出力を測定するサンプル・ホール
ド回路；ならびに前記サンプル・ホールド回路およびド
ライバ回路に結合され、駆動信号の前記第１区間に続
く、増幅器がターンオフされた周期的駆動信号のある区
間中にサンプル・ホールド回路によって測定された増幅
器出力に応答して、周期的駆動信号の引き続く区間の第
１期間中に増幅器入力に与えられる電流を最適化し、当
該回路内の過渡エネルギ放散を最小化する調整器； から構成されることを特徴とする回路。 - 【請求項２】 請求項１に記載された回路であって： 前記増幅器がバイポーラトランジスタから成り； 前記サンプル・ホールド回路が前記バイポーラトランジ
スタのコレクターエミッタ電圧に関する値を測定する； ことを特徴とする回路。 - 【請求項３】 請求項２に記載された回路であって： 前記サンプル・ホールド回路が、前記周期的駆動信号の
第１区間の第２期間中、前記増幅器出力の電圧の方向が
前記周期的駆動信号の第１区間の第１期間中における方
向と同じであり、しかも入力電流の方向が前記第１期間
中における方向と反対である間に、前記増幅器出力を測
定する； ことを特徴とする回路。 - 【請求項４】 請求項１に記載された回路であって： 前記ドライバ回路が、前記第１期間中に第１の方向を有
し、前記第２期間中の開始時に第２の反対の方向を有す
る電流をもたらし； 以て、前記サンプル・ホールド回路が前記第２期間中の
開始時に前記増幅器出力を測定する； ことを特徴とする回路。 - 【請求項５】 負荷を周期的に駆動する回路であって： 負荷に結合された出力端子と、共通端子と、入力端子と
を有する増幅器； 第１および第２の端子を有する誘導器を含むドライバ手
段であって、該第１の端子が増幅器の入力端子に結合し
て、周期的駆動信号のある区間の第１期間中に増幅器に
電流を供給し、前記周期的駆動信号の第２期間中に増幅
器から電流を受け取り、 さらに、当該ドライバ手段が第１および第２巻線を有す
る変圧器を含み、該変圧器が前記誘電器の第２端子とス
イッチとに結合して周期的に電流を供給する、ところの
ドライバ手段； 前記増幅器の出力端子に結合され、増幅器がターンオフ
される前記第２期間中の開始部分において増幅器の出力
を測定するサンプリング手段；ならびに前記サンプリン
グ手段およびドライバ手段に結合され、前記第２期間の
開始時にサンプリング手段によって測定された増幅器出
力に応答して、引き続く駆動信号の第１区間中に増幅器
入力に与えられる電流の量を調整する、調整器手段； から構成されることを特徴とする回路。 - 【請求項６】 請求項５に記載された、負荷を周期的に
駆動する回路であって： 前記増幅器手段が、前記第１期間と実質的に同一の第１
の時間間隔の間には低い第１出力電圧を示し、前記第２
期間中の第２の時間間隔の間には同じ極性のより高い第
２出力電圧を示し、前記第２期間中の第３の時間間隔の
間には同じ極性のさらに高い第３出力電圧を示し； 前記サンプリング手段が前記第１の時間間隔の後に増幅
器の出力を測定する；ことを特徴とする回路。 - 【請求項７】 請求項６に記載された、負荷を周期的に
駆動する回路であって： 前記サンプリング手段が前記第２の時間間隔の間、増幅
器の出力を測定する； ことを特徴とする回路。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| US542456 | 1990-06-22 | ||
| US07/542,456 US5107190A (en) | 1990-06-22 | 1990-06-22 | Means and method for optimizing the switching performance of power amplifiers |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH04233317A JPH04233317A (ja) | 1992-08-21 |
| JP3268365B2 true JP3268365B2 (ja) | 2002-03-25 |
Family
ID=24163916
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP16747591A Expired - Lifetime JP3268365B2 (ja) | 1990-06-22 | 1991-06-13 | 電力増幅器のスイッチング性能を最適化する手段と方法 |
Country Status (3)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5107190A (ja) |
| JP (1) | JP3268365B2 (ja) |
| TW (1) | TW198153B (ja) |
Families Citing this family (16)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| DE4214317A1 (de) * | 1992-05-04 | 1993-11-11 | Thomson Brandt Gmbh | Verfahren und Vorrichtung zur Regelung |
| EP0587945A1 (en) * | 1992-09-18 | 1994-03-23 | Mietec Alcatel | Amplitude regulation circuit |
| US5572095A (en) * | 1995-07-21 | 1996-11-05 | Apple Computer, Inc. | Method and apparatus for driving deflection and high voltage stages in a video display |
| WO2000046924A1 (en) | 1999-02-05 | 2000-08-10 | Koninklijke Philips Electronics N.V. | Driving a switching transistor |
| FR2812414B1 (fr) * | 2000-07-28 | 2005-04-15 | Valeo Climatisation | Dispositif de regulation du courant traversant un element selfique, en particulier une vanne electromagnetique |
| US6898094B2 (en) * | 2001-11-19 | 2005-05-24 | Kone Corporation | DC/DC bridge control unit for controlling a direct-current load |
| FI112297B (fi) * | 2001-11-19 | 2003-11-14 | Kone Corp | Ohjausyksikkö tasavirtakuorman ohjaamiseksi |
| GB0304822D0 (en) | 2003-03-03 | 2003-04-09 | Dca Internat Ltd | Improvements in and relating to a pen-type injector |
| GB2417149A (en) | 2004-08-12 | 2006-02-15 | Bombardier Transp Gmbh | Digital adaptive control of IGBT or MOS gate charging current in a converter for a railway traction motor |
| DE102005012151B3 (de) * | 2005-03-16 | 2006-06-14 | Siemens Ag | Verfahren und Schaltungsanordnung zur Ein- und Ausschaltsteuerung von Leistungshalbleiterschaltern |
| DE102005036317B4 (de) * | 2005-07-29 | 2010-02-11 | Aloys Wobben | Verfahren und Vorrichtung zum Bestimmen der Verlustleistung eines elektronischen Schalters, Wechselrichter, Windenergieanlage mit Verfahren zur Steuerung |
| GB2449063A (en) * | 2007-04-27 | 2008-11-12 | Cambridge Semiconductor Ltd | A saturation control loop for a BJT or IGBT in a switching power supply |
| TWI492515B (zh) * | 2012-08-23 | 2015-07-11 | Richtek Technology Corp | 交直流電源轉換器以及其控制方法及控制積體電路 |
| KR20180093451A (ko) * | 2017-02-13 | 2018-08-22 | 삼성전자주식회사 | 전력 소모를 감소한 역전압 모니터링 회로 및 이를 포함하는 반도체 장치 |
| US10715135B2 (en) * | 2017-06-16 | 2020-07-14 | Software Motor Company | Advanced gate drivers for silicon carbide bipolar junction transistors |
| US10438648B2 (en) * | 2018-01-11 | 2019-10-08 | Micron Technology, Inc. | Apparatuses and methods for maintaining a duty cycle error counter |
Family Cites Families (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US4177414A (en) * | 1977-12-21 | 1979-12-04 | Precise Power Corporation | Controllable voltage A.C. generator system |
| US4581563A (en) * | 1983-11-28 | 1986-04-08 | International Business Machines Corporation | Variable format controls CRT raster |
| US4990834A (en) * | 1988-12-23 | 1991-02-05 | U.S. Philips Corporation | Line deflection circuit arrangement for a picture display device |
-
1990
- 1990-06-22 US US07/542,456 patent/US5107190A/en not_active Expired - Lifetime
-
1991
- 1991-03-25 TW TW080102298A patent/TW198153B/zh not_active IP Right Cessation
- 1991-06-13 JP JP16747591A patent/JP3268365B2/ja not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| US5107190A (en) | 1992-04-21 |
| JPH04233317A (ja) | 1992-08-21 |
| TW198153B (ja) | 1993-01-11 |
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