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Die
Erfindung betrifft ein Verfahren und eine Schaltungsanordnung zur
Ein- und Ausschaltsteuerung von Leistungshalbleiterschaltern mit
vorgeschalteter Steuerstufe zur Optimierung der Schaltgeschwindigkeit
beim Ein- und Ausschalten (insbesondere die Reduzierung der Spannungssteilheit
und der Schaltverluste), zum Beispiel zum Betrieb von IGBTs.
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Bei
abschaltbaren Leistungshalbleiterschaltern, zum Beispiel IGBTs (isolated
gate bipolar transistor), ist ein möglichst schnelles Ein- und
Ausschalten erwünscht,
um die von der Ein- und
Ausschaltzeit abhängigen
Schaltverluste gering zu halten. Aus Gründen eines sicheren Betriebes
der Leistungshalbleiterschalter ist es jedoch erforderlich, die
Ein- und Ausschaltzeiten zu begrenzen.
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Bei
einem schnellen Einschalten baut sich rasch eine hohe Sperrspannung
auf, die die elektromagnetische Verträglichkeit (EMV) anderer im Stromkreis
befindlicher Betriebsmittel berührt.
Insbesondere bei Anwesenheit von hohen Streuinduktivitäten im abzuschaltenden
Stromkreis kommt es an den antiparallel angeordneten Freilaufdioden
beim Kommutieren auf einen IGBT zum Abreißen des Stromes und damit zur
Induktion hoher Spannungen in Sperrrichtung.
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Die
Spannungssteilheit beim Ausschalten einer Freilaufdiode nimmt mit
kleinerem Strom zu. Ein Extremfall ist das Ausschalten einer Freilaufdiode ohne
Freilaufstrom, da der IGBT keine Speicherladung aus der Freilaufdiode
ausräumen
muss.
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Dazu
kommt noch, dass die treibende Gate-Spannung des IGBTs bei kleinem
Strom höher als
bei großem
Strom ist. (Die Threshold-Spannung oder das Millerplateau ist bei
kleinem Strom niedriger).
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Es
ist deshalb üblich,
die Spannungssteilheit beim Einschalten zu begrenzen, beispielsweise durch
Vergrößern des
Gate-Einschaltwiderstandes eines
IGBTs bei einem Konstantspannungstreiber, und damit den Einschaltvorgang
zu verlängern,
um so den Spannungsanstieg zu verringern. Damit erreicht man auch
ein besseres EMV-Verhalten, muss jedoch die Einschaltverluste akzeptieren
und beherrschen.
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Nach
der
DE 102 11 077
A1 ist es bekannt, die Stromsteilheit beim Einschalten
nur für
eine gewisse Zeit zu begrenzen. Dazu muss aber die Stromsteilheit
ermittelt werden, was einen nicht unbeträchtlichen Aufwand darstellt.
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Eine
Möglichkeit
ist auch ein Einschalten eines IGBTs mit Konstantstrom, jedoch lässt die
beschränkte
Einstellmöglichkeit
keine Schaltgeschwindigkeitseinstellung zu.
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Aus
US 5 107 190 sind auch bereits
ein Verfahren und eine Schaltungsanordnung der eingangs genannten
Art bekannt, nach denen vor einem Ausschaltvorgang die aktuelle
Kollektor-Emitter-Spannung
des Leistungshalbleiterschalters erfasst wird und, von diesem abhängig, die
Schaltgeschwindigkeit des nächsten
Einschaltvorgangs gesteuert wird. Zur Speicherung der Kollektor-Emitter-Spannung
ist eine Sample-and-Hold-Schaltung,
zur Steuerung der Einschaltgeschwindigkeit eine spezielle Steuerstufe vorgesehen.
Das Verfahren ist jedoch noch nicht optimal, da der Ausschaltvorgang
unbeachtet bleibt und bezüglich
Filter- und Abschirmmaßnahmen
sowie bezüglich
Isolierungsmaßnahmen
gegenüber
der du/dt-Belastung keine Reduzierung vorgenommen werden kann.
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Beim
Ausschalten von Leistungshalbleiterschaltern kommt es beim Aufbau
der Sperrspannung ebenfalls durch Überschwingen zu einer hohen Spannung,
die vom aktuellen Strom abhängig
ist. Zwischen Ausschaltgeschwindigkeit und beherrschbarem Ausschaltstrom
muss deshalb immer ein Kompromiss gesucht werden.
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Um
die Schaltverluste zu beherrschen, muss gegebenenfalls ein erhöhter Aufwand
an Kühlungsmaßnahmen
betrieben werden. Es ist auch möglich, Leistungshalbleiterschalter
mit einem höhe ren
Nennstrom als eigentlich erforderlich einzusetzen. Beide Maßnahmen
stellen jedoch einen erheblichen Kostenaufwand dar.
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Schlechtes
EMV-Verhalten und isolationsfreundliches Schalten, zum Beispiel
in Bezug auf einen Antriebsmotor, der durch einen Frequenzumrichter
gespeist wird, in welchem die Leistungshalbleiterschalter als Ventile
fungieren, kann durch Filter, Drosseln oder Abschirmungsmaßnahmen
verbessert werden. Auch hier sind die Kosten allerdings sehr hoch.
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Der
Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, ein Verfahren und eine Schaltungsanordnung
anzugeben, mit denen an Leistungshalbleiterschaltern eine optimale
Ein- und Ausschaltgeschwindigkeit eingestellt und damit geringe
Schaltverluste erzielt werden können.
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Erfindungsgemäß wird die
Aufgabe gelöst durch
die Merkmale der Ansprüche
1 und 4. Zweckmäßige Ausgestaltungen
sind Gegenstand der Unteransprüche.
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Danach
wird
- – vor
einem Ausschaltvorgang der aktuelle Kollektor-Emitter-Strom des Leistungshalbleiterschalters
erfasst und
- – die
Schaltgeschwindigkeit beim Ausschalten und
- – die
Schaltgeschwindigkeit des nächstfolgenden Einschaltvorganges
in Abhängigkeit
von dem erfassten Kollektor-Emitter-Strom
gesteuert.
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Nach
einer bevorzugten Ausführungsform des
Verfahrens werden
- – vor einem Ausschaltvorgang
die aktuelle Kollektor-Emitter-Spannung
des Leistungshalbleiterschalters als Maß für den Kollektor-Emitter-Strom erfasst
und in einer Sample-and-Hold-Schaltung gespeichert
und
- – die
Ausschaltgeschwindigkeit in Abhängigkeit von
der aktuellen Kollektor-Emitter-Spannung
- – und
die Einschaltgeschwindigkeit des nächstfolgenden Einschaltvorganges
in Abhängigkeit
von dem in der Sample-and-Hold-Schaltung
gespeicherten Spannungswert gesteuert.
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Alternativ
dazu kann auch der Strom über Stromwandler
gemessen und der Steuerstufe zur Optimierung der Schaltgeschwindigkeit
zugeführt werden.
Als Stromwandler kommen Shunts, Kompensationsstromwandler oder ähnliche
in Frage.
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Das
Verfahren wird bevorzugt mit einer Schaltung auf Treiberebene des
Leistungshalbleiterschalters realisiert. Diese Schaltung misst die
Kollektor-Emitter-Spannung des Schalterbauelements und speichert
diese kurz vor dem Ausschalten in einer Sample-and-Hold-Schaltung.
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Für den Moment
des Einschaltens steht der Treiberstufe an sich keine Kollektor-Emitter-Spannung
zur Verfügung.
Es kann aber davon ausgegangen werden, dass sich der Einschaltstrom
kaum vom vorher abgeschalteten Strom unterscheidet. Deshalb wird
die vorher gespeicherte Kollektor-Emitter-Spannung zur Steuerung
des Einschaltvorganges hergenommen. Die Ansteuerung hat nun zu jedem
Zeitpunkt die nötige
Information über
die Höhe
der Kollektor-Emitter-Spannung und dadurch einen qualitativ brauchbaren
Wert für
den Kollektorstrom.
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Mit
der erfindungsgemäßen Schaltung
wird eine Verlustreduzierung auch beim Ausschalten beispielsweise
eines IGBTs erzielt. Kurz vor dem Ausschalten wird der Ausschaltstrom
ermittelt und abhängig
davon mit maximal möglicher
Geschwindig keit ausgeschaltet. Das reduziert vor allem bei kleinen
Strömen,
die vorher sehr langsam abgeschaltet worden sind, die Schaltverluste.
Aber auch noch beim Scheitelwert des Nennstromes werden Schaltverluste
verringert, da dieser immer noch schneller als gewöhnlich geschaltet
wird. Die dadurch entstehenden höheren
Spannungssteilheiten sind im Vergleich zum Einschalten des IGBTs
gering.
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Die
EMV-Abstrahlung wird durch langsames Einschalten des Leistungshalbleiterschalters
bei kleinem Strom verbessert. Bei größerem Strom stellt die Freilaufdiode
genügend
Speicherladung zur Verfügung,
womit ohnehin mit geringerer Spannungssteilheit geschaltet wird.
Der Leistungshalbleiterschalter wird hier schnell eingeschaltet.
Die Verluste sind dadurch kaum höher
als bei herkömmlichen
Treibern.
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Durch
die geringeren Schaltverluste kann die Kühlung eines Leistungshalbleiterschalters
kleiner ausgelegt werden. Gegebenenfalls kann auch ein Schalterbauelement
mit kleinerem Nennstrom als sonst vorgesehen verwendet werden. Insgesamt
fallen weniger Verluste an, die beispielsweise bei hohen Umrichterstückzahlen
in Summe Energie sparen und somit umweltfreundlicher arbeiten.
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Mit
der Schaltung wird auch die Ursache für ein mangelhaftes EMV-Verhalten
abgestellt und nicht die Folgen aufwendig mit Filter oder Abschirmmaßnahmen
bekämpft,
die hohe zusätzliche
Kosten verursachen. Da nun geringere Spannungssteilheiten entstehen,
werden Motorisolierung, Grundentstörung, Filter, Drosseln, Thyristoren
und so weiter weniger beansprucht. Die entsprechenden Baugruppen können bezüglich der
Spannungssteilheit du/dt kleiner dimensioniert werden oder man kann
mit einer höheren
Lebensdauer rechnen.
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Mit
der erfindungsgemäßen Schaltung
könnte
man auch nicht soft abschaltende Freilaufdioden einsetzen (zum Beispiel
solche mit Speicherladungs- oder Chipdickenreduzierung, womit man
Schalt- beziehungsweise Leitverluste minimiert), da der Stromabriss
dort nur bei sehr kleinen Strömen
auftritt.
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Die
Erfindung soll nachstehend anhand eines Ausführungsbeispiels näher erläutert werden.
In den zugehörigen
Zeichnungen zeigen:
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1 eine
schematische Darstellung einer erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung in
einem Blockschaltbild;
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2 ein
Beispiel für
die erreichbare Verringerung von Ausschaltverlusten und dadurch
entstehenden Spannungssteilheiten beim Ausschalten;
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3 ein
Beispiel für
die erreichbare Verringerung von Spannungssteilheiten und dadurch
entstehenden Einschaltverlusten beim Einschalten;
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4 eine
konkrete Darstellung einer Ansteuerschaltung für einen IGBT;
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5 ein
Blockschaltbild einer zweiten Variante mit Phasenausgangsstrommessung
und
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6 ein
Blockschaltbild einer dritten Variante mit Emitterstrommessung.
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1 zeigt
die erfindungsgemäße Maßnahme anhand
einer schematischen Darstellung eines Umrichterzweiges mit zwei
Leistungshalbleiterschaltern (oberer und unterer IGBT).
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Die
Kollektor-Emitter-Spannung UCE des oberen
beziehungsweise des unteren IGBT wird nach erfolgtem Ausschaltbefehl
erfasst und in einer Sample-and-Hold-Schaltung gespeichert. Sie
dient dann einer Treiberansteuerung zur entsprechenden Ansteuerung
des oberen oder unteren IGBT. Bei kleiner Kollektor-Emitter-Spannung UCE, gleichbedeutend mit einem kleinen Strom
durch einen IGBT, wird mit höherer
Geschwindigkeit ausgeschaltet als bei größerer Kollektor-Emitter-Spannung
UCE. Beim Einschalten sind die Abhängigkeiten
umgekehrt. Bei zuvor kleinem Strom vor dem vorangegangenen Ausschalten
wird eine geringere Spannungssteilheit erzielt, wenn die Einschaltgeschwindigkeit
langsam ist. Bei größerem Strom
stellt die Freilaufdiode des IGBT genügend Speicherladung zur Verfügung, so
dass ohnehin ein Schalten mit geringerer Spannungssteilheit erfolgt.
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Die 2 und 3 zeigen
die erreichbaren Aus- und Einschaltverluste und die zugehörigen Spannungssteilheiten
in Abhängigkeit
vom Strom in einer Phase eines 500 kW-Frequenzumrichters mit einer
Zwischenkreisspannung von 850 V mit dem erfindungsgemäßen Verfahren
(mit) im Vergleich mit einer entsprechenden Anordnung ohne das erfindungsgemäße Verfahren
(ohne). Die Ausschaltverluste sind mit dem erfindungsgemäßen Verfahren weitaus
geringer als bei einer herkömmlichen
Ansteuerung. Die Einschaltverluste sind fast gleich.
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Die
an den IGBTs auftretende Spannungssteilheit wird beim Ausschalten
mit der erfindungsgemäßen Maßnahme im
gesamten Strombereich erhöht,
ist aber geringer als beim Einschalten. Beim Einschalten ist sie
bei kleinen Strömen
geringer; bei größeren Strömen tritt
ohnehin eine geringere Spannungssteilheit auf.
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4 zeigt
ein konkretes Schaltungsbeispiel für eine Ansteuerschaltung eines
IGBT T8. Die Schaltung besteht aus mehreren Stufen:
Die erste
Stufe ist eine Sample-and-Hold-Schaltung 1 für die Kollektor-Emitter-Spannung
UCE des IGBT T8:
Die Sample-and-Hold-Schaltung 1 beendet
kurz vor dem Ausschalten des IGBTs T8 das Laden beziehungsweise
Entladen eines Sample-and-Hold-Kondensators C1 über einen von dem Ansteuersignal
gesteuerten Transistor T1. Die Spannung am Kondensator C1 entspricht
der Kollektor-Emitter-Spannung UCE und der
Durchlassspannung der Kollektor-Emitter-Diode D im Moment des Ausschaltens
des IGBTs T8.
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Die
zweite Stufe ist ein Impedanzwandler 2, die dritte Stufe
eine Invertierstufe 3:
Der Impedanzwandler 2 und
die Invertierstufe 3 stellen den beiden weiteren Stufen
ein Signal für
den Ausschaltstrom des IGBTs T8 in Form einer Spannung für das gesteuerte
Ein- beziehungsweise Ausschalten zur Verfügung, die der Kondensator C1
liefert.
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Die
vierte Stufe ist eine DVRC-Steuerstufe
4 für das Ausschalten:
Bei
kleinem Ausschaltstrom werden Transistoren T2 und T3 der DVRC-Steuerstufe
4 aufgesteuert
(DVRC – Dynamic
Voltage Reduction Circuit, bekannt zum Beispiel aus
DE 102 15 363 A1 ). Die
DVRC-Steuerstufe
4 leitet dann über einen Kondensator C2 und den
Transistor T2 den Strom ab, der ansonsten den IGBT T8 über eine
DVRC-Stufe
6 und einen Endstufentransistor T6 des Treibers
aufsteuert und die Ausschaltgeschwindigkeit durch das Anheben der Gatespannung
des IGBTs T8 reduziert.
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Bei
größerem Ausschaltstrom
sperrt der Transistor T2, dagegen wird der Transistor T3 noch aufgesteuert.
Es wird nun ein Teil des Stromes über den Kondensator C2, den
Transistor T3 und einen Widerstand R1 abgeleitet.
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Bei
noch größerem Ausschaltstrom
sperren beide Transistoren T2, T3 und die DVRC-Stufe 6 kann
das Ausschalten ungehindert verzögern.
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Die
fünfte
Stufe ist eine Einschaltsteuerstufe 5:
Bei kleinem
Einschaltstrom wird die Ansteuerspannung für zwei Endstufentransistoren
T6, T7 über
einen eingeschalteten Transistor T5, eine Diode D1 und einen Widerstand
R2 auf zirka 9 V begrenzt. Bei großem Einschaltstrom wird der
Transistor T5 über die
Invertierstufe 3 gesperrt und die volle positive Steuerspannung
(15 V) wird durchgeschaltet. Bei angestiegener Gatespannung wird
generell der Transistor T5 über
den Transistor T4 gesperrt, womit nach der kritischen Phase des
Schaltens (nach einer Stromspitze der Diode D) das Miller-Plateau des IGBTs
T8 schneller durchfahren wird.
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5 zeigt
schematisch eine Variante zu dem Beispiel gemäß 1 beziehungsweise
der entsprechenden konkreten Schaltung gemäß 4. Hier
wird der Strom nicht auf dem Umweg über die Kollektor-Emitter-Spannung
UCE, sondern mittels eines Stromwandlers
direkt am Phasenausgang erfasst. Eine Möglichkeit hierfür zeigt,
ebenfalls schematisch, 6 mit einem Shunt als geeignetem Stromwandler
im IGBT-Zweig, der den Emitterstrom des IGBTs misst.