DE10031778A1 - Verfahren und Vorrichtung zur Regelung der Stromanstiegsgeschwindigkeit - Google Patents

Abstract

Verfahren zur Regelung des stromleitenden Zustandes eines Leistungshalbleitermoduls (1), insbesondere eines IGBTs, wobei das Leistungshalbleitermodul, Gate, Emitter und Kollektoranschlüsse aufweist und wobei im leitenden Zustand des Leistungshalbleitermoduls (1) ein Strom im Hauptstrompfad zwischen Emitter und Kollektor fließt, welcher Strom einen Spannungsabfall an einer in Reihe zum Leistungshalbleitermodul liegenden Streuinduktivität (2) erzeugt, welcher Spannungsabfall als Stromäquivalent einen Istwert bildet, der der Regelung zugeführt wird und diese Regeleung einen Steuerstrom im Gate (I¶G¶) hervorruft.

Description

Die Erfindung betrifft ein Verfahren und eine Vorrichtung zum optimierten Ansteuern von IGBTs.

Die Strombegrenzung im Kurzschlussfall ist ein aktuelles Problem in der Leistungselektronik. Besonders Schaltungsan­ ordnungen mit Leistungstransistoren, wie z. B. MOSFETs (Me­ talloxidschicht Feldeffekttransistoren) und IGBTs Insulated Bipolartransistor) müssen im eingeschalteten Zustand gegen einen auftretenden Kurzschluss im Laststromkreis geschützt werden. Im Kurzschlussfall steigt der Strom durch den Leis­ tungstransistor sehr rasch auf ein Vielfaches des Nennbe­ triebsstroms an wodurch der Leistungstransistor gefährdet wird und sogar zerstört werden kann. Die Stromanstiegsge­ schwindigkeit ist im Kurzschlussfall von den im Lastkreis be­ findlichen Streuinduktivitäten der Zuleitungen abhängig. Um die Zerstörung des Leistungstransistors zur vermeiden, ist es bekannt, den Leistungstransistor im Kurzschlussfall schnell . abzuschalten, bzw. den Kurzschlussstrom schnell auf ungefähr­ liche Werte zu begrenzen.

Leistungstransistoren mit Kurzschlussschutz weisen eine Stromsensorschaltung, bestehend aus der Reihenschaltung eines Transistors mit parallel geschaltetem Widerstand auf. Der Verbindungspunkt von Transistor und Widerstand ist mit dem Steueranschluss eines MOSFETs in Verbindung, der mit seiner Laststrecke parallel zur Gate-Source-Kapazität des Leistungs­ transistors geschaltet ist. Der am Widerstand abfallende Spannungsabfall ist ein Maß für den durch den Leistungstran­ sistor fließenden Strom. Sobald der Strom durch den Leis­ tungstransistor einen vorgegebenen kritischen Wert über­ schreitet, ist der Spannungsabfall am Widerstand so groß, dass der MOSFET eingeschaltet, das Gate-Potential am Leistungstransistor sinkt und so der durch den Leistungstransis­ tor fließende Strom vermindert wird. Das Potential am Steuer­ anschluss des Leistungstransistors kann durch den MOSFET der Stromsensorschaltung auch soweit abgesenkt werden, dass der Leistungstransistor vollständig abschaltet. Es hat sich ge­ zeigt, dass der Leistungstransistor trotz dieser bekannten Stromrückregelung bzw. Stromabschaltung im Kurzschlussfall beschädigt werden kann. Dann nämlich, wenn die Stromrückrege­ lung bzw. die Stromanschaltung zu schnell erfolgt. Damit tre­ ten am Leistungstransistor unzulässig hohe Werte der dadurch entstehenden Überspannung auf. Diese Überspannungen, die bei Schaltvorgängen in Stromrichtern aufgrund der Induktivitäten im Leistungsteil von Stromrichtern verursacht werden, können zur Beschädigung elektrischer Bauteile führen. Zum Schutz ge­ gen solche Überspannungen ist es vorteilhaft zunächst die pa­ rasitären Induktivitäten in den Hauptstromkreis durch günsti­ ge Leitungsführungen zu minimieren, so dann werden verschie­ denartige Beschaltungsnetze genutzt und auf kürzester Strecke verbunden. Diesen kommt außerdem die Aufgabe zu, den Betrieb im erlaubten Rückwärtsarbeitsbereich zu gewährleisten, sowie mitunter die Abschaltverluste herabzusetzen. RCD-Einzelbe­ schaltungen werden seit vielen Jahren zum Schutz von Leis­ tungshalbleitern genutzt und eignet sich auch zum Beispiel von IGBT-Module. Die Anordnung besteht aus einem Kondensator, der in Reihe zu einer Diode mit einem parallelen Widerstand liegt. Wenn z. B. bei höherer Pulsfrequenz die am Widerstand in Wärme umgesetzte Verlustleistung beachtliche Werte an­ nimmt, ist dies aber grundsätzlich unerwünscht. Häufiger wer­ den deshalb kostengünstigere Maßnahmen angewendet (vgl. etz Band 110 (1998), Seite 464 bis 471). Die RCD-Spannungsbe­ grenzer für zweigbare (Bild 6b) oder die Summenbeschaltung auf der Gleichstromseite (Bild 6d), die außerdem weniger Ver­ lustleistung verursachen. Dafür sind diese Arten der Span­ nungsbegrenzung nicht ganz so wirkungsvoll. RCD-Spannungsbe­ grenzungsschaltungen werden häufig auch als Spannungsklemmen­ beschaltung bezeichnet. Verwendet man zur Spannungsbegrenzung nur das bekannte RCD-Beschaltungsnetzwerk als Spannungsklemmbeschaltung, so ist die auf den größtmöglichen Abschaltstrom zu dimensionieren. Will man aber auch die Fähigkeit moderner Leistungshalbleiter, die sogar die Abschaltung von Kurz­ schlussströmen die mehr als das zehnfache des periodisch er­ laubten Stroms erreichen können, ausnutzen, so ist der Be­ schaltungskondensator entsprechend groß für den Kurzschluss­ fall zu dimensionieren. Hierbei muss berücksichtigt werden, dass die in der Aufbauinduktivität gespeicherte Energie mit dem Quadrat des Abschaltstroms anwächst. Eine große Beschal­ tung bedeutet nicht nur einen größeren Bauelementeaufwand und damit höhere Kosten, sondern es erhöhen sich außerdem auch die in der RCD-Beschaltung entstehenden Verluste, da bei Ver­ größerung des Beschaltungskondensators der Beschaltungswider­ stand entsprechend verkleinert werden muss und die gleiche Entladezeitkonstante (Tau = R . C) gemäß einer vorgegebenen Schaltfrequenz des Leistungshalbleiters zu gewährleisten. Je kleiner aber der Beschaltungswiderstand ist, desto stärker wird der Beschaltungskondensator beim Einschalten entladen. Dieser Energiebetrag wird bei jedem Schaltvorgang zweimal nutzlos über den Beschaltungswiderstand in Wärme umgesetzt (Entladen/Aufladen). Bei hohen Schaltfrequenzen von ca. 10 kHz sind relativ große Verlustleistungen über den Beschal­ tungswiderstand abzuführen. Dadurch kompliziert sich nicht nur die Aufbautechnik, sondern es erhöht sich auch der Küh­ lungsaufwand. Außerdem sinkt der Wirkungsgrad der Schaltung.

Die Nachteile der bekannten Schaltungen bestehen darin, dass bei periodischen Betrieb hohe Abschaltverluste im Leistungs­ halbleiter entstehen und dass mit Rücksicht auf die Abschalt­ fähigkeit des Leistungshalbleiters bei Kurzschluss das RCD- Beschaltungsnetzwerk stark überdimensioniert werden muss.

Aus der DE 36 09 886 A1 ist es bekannt, bei GTO-Thyristoren hohe Überströme dadurch abschaltbar zu machen, dass beim Ü­ berschreiten vorbestimmter Stromgrenzwerte neben der beim Nennbetrieb eingesetzten RCD-Beschaltung eine bzw. mehrere aus RCD-Gliedern aufgebaute Hilfsdämpfungsschaltung aktiviert wird, so dass an eine der erhöhten abzuschalten Strom ent­ sprechende Kondensatorkapazität zur Verfügung steht. Damit lassen sich zwar die Verluste im Nennbetrieb entsprechend ge­ ring halten, doch muss dafür der Aufwand von Bauelementen für die zusätzliche Klemmenbeschaltungen aufgenommen werden.

Aus der DE 39 05 645 C2 ist ein Ansteuerverfahren zur Verbes­ serung des Überstromschaltverhaltens von Leistungshalbleiter­ schaltern mit MOS-Steuereingang, die mit einer Steuerspannung eingeschalteten leitend gehalten werden, bekannt. Dabei wird durch Wegnahme der Steuerspannung oder durch Wechsel der Steuerspannungspolarität abgeschaltet oder gesperrt, wobei unabhängig von der momentanen Strombelastung des Leistungs­ halbleiterschalters die zum Einschalten und Leiten benötigten Steuerspannungen unmittelbar vor jedem Abschalten derart ge­ senkt wird, dass zwar eine deutliche Entladung der bauele­ menteigenen Eingangskapazität erfolgt dabei aber noch keine nennenswerte Erhöhung der Durchlassspannung (Entsättigung im Hauptpfad des Leistungshalbleiterschalters auftritt. Dadurch, dass die Steuerspannung generell am Ende jeder leitenden Pha­ se durch rasche, teilweise Entladung der Eingangskapazität des Leistungshalbleiterschalters abgesenkt wird, so ist si­ chergestellt, dass auftretende Kurzschlussströme vor dem ei­ gentlichen Abschalten, nämlich der schnellen Umsteuerung des Leistungshalbleiters vom leitenden in den sperrenden Zustand, zunächst auf einen kleine, nahe dem betriebsmäßig auftreten­ den Höchstwert mit geringer Stromschnellheit reduziert wer­ den, bei dem der Leistungshalbleiter dann fahrlos abgeschal­ tet werden kann.

Dieses Verfahren ist relativ aufwendig und erzeugt zusätzlich abzuführende Verluste.

Die Aufgabe der Erfindung liegt demnach darin, eine Auslegung einer Ansteuerschaltung zu schaffen die weitgehend unabhängig von den Eigenschaften der Leistungshalbleiter ist. Dabei sol­ len Einschaltverluste bei vorgegebenen Recoveryverhalten der Freilaufdiode reduziert werden. Es soll außerdem eine verbes­ serte Kurschlusserkennung geschaffen werden, die Kurzschluss­ festigkeit des Leistungshalbleiterelements verbessert und die am Leistungshalbleiterelement auftretenden Überspannung damit begrenzt werden.

Die Lösung der gestellten Aufgabe gelingt durch ein Verfahren zur Regelung des stromleitenden Zustandes eines Leistungs­ halbleitermoduls, insbesondere eines IGBT's, wobei das Leis­ tungshalbleitermodul, Gate, Emitter und Kollektoranschlüsse aufweist und wobei im leitenden Zustand des Leistungshalblei­ termoduls ein Strom im Hauptstrompfad zwischen Emitter und Kollektor fließt, welcher Strom einen Spannungsabfall an ei­ ner in Reihe zum Leistungshalbleitermodul liegenden parasitä­ ren Induktivität erzeugt, welcher Spannungsabfall als Strom­ äquivalent einen Istwert bildet, der der Regelung zugeführt wird und diese Regelung einen Steuerstrom im Gate verursacht.

Das Verfahren wird insbesondere an einer externen Induktivi­ tät, z. B. einer Streuinduktivität in der Verschienung des Um­ richters angewandt. Dadurch reduziert sich der Anpassungsauf­ wand, da nunmehr keine verschiedenen inneren Streuinduktivi­ täten des Moduls vorliegen. Eine Ansteuerung ist somit für mehrere Modifikationen des Leistungshalbleitermoduls geeig­ net, wenn die di/dt-Grenzwerte dieser Leistungshalbleiterbau­ elemente in einen vorgegebenen Bereich liegen. Es sind somit bei Verwendung von Leistungshalbleitermodulen verschiedener Hersteller oder bei Modifikationen eines Geräts mit Leis­ tungshalbleitern neuer Generationen keine aufwendige Anpas­ sung des gesamten Leistungsteils erforderlich. Ein weiterer Vorteil besteht darin, dass die Stromanstiegsregelung gleich­ zeitig das Halbleiterleistungselement und die antiparallele Diode schützt. Bei einem geregelten Stromanstieg, bleibt über den gesamten Schaltvorgang hinweg der Stromanstieg nahezu konstant und überschreitet nicht die vom Hersteller angegebe­ nen Maximalwerte. Ebenso reduziert sich die während des Ab­ schaltens des Leistungshalbleitermoduls reduzierte Spannungsspitze. Damit erhöht sich die Lebensdauer der eingesetzten Bauelemente. Durch die eingesetzte di/dt-Regelung wird der maximale Stromanstieg sehr schnell erreicht, die Verluste in diesem Bereich können dabei um 20% gegenüber herkömmlichen Regelungen reduziert werden. Das schnelle Laden der Kapazität nach dem Kommutierungsvorgang (im Bereich des Spannungsfalls) führt zum schnelleren Spannungsabfall am Kollektor und damit zu einer weiteren Reduzierung von Schaltverlusten im Leis­ tungshalbleiter. Diese Vorteile ergeben sich insbesondere bei einer linearisierten Stromanstiegsregelung.

Vorteilhafterweise wird die in der Streuinduktivität abge­ griffene Spannung gleichzeitig als Signalerkennung von Kurz­ schlüssen benutzt. Der Stromanstieg wird wirksam begrenzt, so dass die Kurzschlussströme ihren Maximalwert nicht erreichen. Die Stromhöhe wird vorteilhafterweise durch die Einschaltzeit der di/dt-Regelung ermittelt, so dass die Stromstärke propor­ tional der Dauer des Stromanstiegs ist. Bei Überschreiten ei­ ner maximal zulässigen Zeit, wird die aktuelle Stromstärke als Kurzschluss registriert und der Leistungshalbleiter kann abgeschaltet werden. Tritt ein Kurzschluss erst in der Leit­ phase des Leistungshalbleiters auf, so wird dieser durch die Spannungserhöhung an der Induktivität sofort erkannt und ge­ gebenenfalls abgeschaltet.

Die Höhe des Stroms im Leistungshalbleiter kann auch durch die Integration der an der Streuinduktivität abfallenden Spannung bestimmt werden. Die Kurzschlussabschaltung erfolgt beim Überschreiten des maximal zulässigen Stroms. Dabei er­ folgt die Kurzschlusserkennung bei relativ niedrigen Strömen bei denen der Leistungshalbleiter noch nicht entsättigt ist. Dieses Verfahren kann auch bei Leistungshalbleitern angewen­ det werden, die nicht kurzschlussfest, aber abschaltbar sind. Eine weitere Anwendungsmöglichkeit ergibt sich in der Paral­ lelschaltung der Leistungshalbleiter. Durch eine verkürzte Verzögerungszeit und linearisierten Stromanstieg wird eine verbesserte Stromverteilung bei Parallelschaltungen erreicht.

Die externe Induktivität bzw. Streuinduktivität bildet dabei Induktivitäten außerhalb des Leistungshalbleitermoduls ab. Erreicht nun das Gatepotential die Treshold-Spannung, so geht der Leistungshalbleiter in den leitenden Zustand über und der Kollektorstrom steigt. Durch diesen Stromanstieg fällt eine Spannung an der Streuinduktivität ab. Dieser Spannungsabfall wird als Führungsgröße der Regeleinrichtung zugeführt. Wird nun der Stromanstieg steiler, d. h. di/dt wird größer, so fällt eine größere Spannung an dieser Induktivität ab. Da­ durch wird die Regeleinrichtung mehr aufgesteuert und es wird ein großer Regelstrom von dem konstant gehaltenen Ladestrom subtrahiert. Damit verringert sich der Gatestrom, was ein Ab­ bremsen des di/dt verursacht.

Die Erfindung sowie weitere vorteilhafte Ausgestaltungen der Erfindung gemäß Merkmale der Unteransprüche werden im folgen­ den anhand schematisch dargestellter Ausführungsbeispiele in der Zeichnung näher erläutert. Darin zeigen:

Fig. 1 das Prinzip des Reglers,

Fig. 2 das Prinzip der Kurzschlusserkennung,

Fig. 3 Kurzschlussvorgang mit di/dt-Regelung.

Fig. 1 zeigt den prinzipiellen Aufbau eines Reglers eines Leistungshalbleitermoduls 1. Eine Streuinduktivität 2 bein­ haltet Induktivitäten außerhalb eines Leistungshalbleitermo­ duls 1. Erreicht nun das Potential am Gate des Leistungshalb­ leiters 1 die Treshold-Spannung, so geht der Leistungshalb­ leiter, z. B. der IGBT in den leitenden Zustand über und der Kollektorstrom I_C steigt an. Durch diesen Stromanstieg fällt an der Streuinduktivität 2 eine Spannung ab. Dieser Span­ nungsabfall wird einer Regeleinrichtung als Führungsgröße ü­ bermittelt. Wird nun der Stromanstieg steiler, so fällt eine größere Spannung an der Streuinduktivität 2 ab. Dadurch wird die Regeleinrichtung 4 mehr aufgesteuert und es wird ein grö­ ßerer Regelstrom I_R von einem Ladestrom I_L einer Konstant­ stromquelle 3 subtrahiert. Damit verringert sich der Strom zum Gate I_G, was den Wert di/dt reduziert. Der Gatestrom I_G stellt sich somit als Differenz des Lade- und Regelstroms ein.

Fig. 2 zeigt das Prinzip der Kurschlusserkennung. Durch den Gatestrom I_G wird das Gate des Leistungshalbleiters, z. B. IGBT's aufgeladen. Erreicht das Gatepotential nunmehr die Treshold-Spannung, so steigt wiederum der Kollektorstrom I_C an. Durch diesen Stromanstieg fällt eine Spannung an der Streuinduktivität 2 ab. Die Anstiegszeit des Kollektorstroms I_C bestimmt die Dauer des Spannungsabfalls. Aus diesem Grund kann nun direkt aus der Dauer des Spannungsabfalls der zu schaltende Strom entnommen werden. Es wird ein Zeitfenster 5 eingerichtet, welches mit dem Kollektorstromanstieg aktiviert wird und eine definierte Dauer vorweist. Das Zeitfenster wird derart eingerichtet, dass nach dessen Ablauf im fehlerfreien Fall keine Spannung anliegen darf. Die Dauer des Zeitfensters ergibt sich nach

Die Spannung U_L ist konstant und bekannt. Der zu schaltende Strom dI_C wird durch den Nennstrom des Leistungshalbleiters vorgegeben. Die Induktivität L entspricht der Streuinduktivi­ tät 2, welche durch Messung bestimmt wird. Nach Ablauf einer vorgegebenen Zeit darf im fehlerfreien Zustand keine Spannung U_L anliegen. Das Zeitfenster 5 dient demnach als Totzeit, welche die Aktivierung der Kurzschlussabschaltung verzögert. Liegt eine Spannung U_L an, so bewirkt diese über die Abschal­ tung eine Entladung des Gates. Fließt nun ein Überstrom im Lastkreis, so liegt nach Ablauf des Zeitfensters eine Span­ nung U_L an. Die Abschaltung 6, welche nach Ablauf des Zeit­ fensters 5 aktiviert wird, deaktiviert diese Spannung und löst dadurch einen Schaltbefehl aus, welcher eine Entladung des Gates verursacht.

Fig. 3 zeigt prinzipiell und in einem zeitlichen Ablaufdia­ gramm den Verlauf der Kollektoremitterspannung U_CE bei Anstieg des Kollektorstrom I_c bis zu einem vorgegebenen Maxi­ malwert.

Claims (7)

1. Verfahren zur Regelung des stromleitenden Zustandes eines Leistungshalbleitermoduls (1), insbesondere eines IGBT's, wo­ bei das Leistungshalbleitermodul, Gate, Emitter und Kollek­ toranschlüsse aufweist und wobei im leitenden Zustand des Leistungshalbleitermoduls (1) ein Strom im Hauptstrompfad zwischen Emitter und Kollektor fließt, welcher Strom einen Spannungsabfall an einer in Reihe zum Leistungshalbleitermo­ dul liegenden Streuinduktivität (2) erzeugt, welcher Span­ nungsabfall als Stromäquivalent einen Istwert bildet, der der Regelung zugeführt wird und diese Regelung einen Gatestrom (I_G) hervorruft.

2. Verfahren nach Anspruch 1, dadurch ge­ kennzeichnet, dass sich der Gatestrom (I_G), als Differenz einer Konstantstromquelle (3) und eines von der Re­ gelung ausgegebenen Stromes (I_R) ergibt.

3. Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekenn­ zeichnet, dass sich der Gatestrom (I_G) aus einer Gate-Steuerspannung und einem Gate-Widerstand ergibt, wobei sich die Gate-Steuerspannung aus der Differenz einer vorgeb­ baren Spannungskurvenform und einer Regelspannung ergibt, wo­ bei die Regelspannung eine dem induktiven Spannungsabfall an der Streuinduktivität (2) proportionale Größe mit invertier­ ten Vorzeichen entspricht.

4. Verfahren nach Anspruch 1 oder 2, dadurch ge­ kennzeichnet, dass die Stromstärke des Kollek­ torstroms (I_C) durch die Einschaltdauer der Stromregelung er­ mittelt wird und da die Stromstärke proportional der Dauer des Stromanstieges ist die Regelung bei Überschreiten einer vorgegebenen Zeit (5) den Strom im Hauptstrompfad als Kurz­ schluss erkennt und das Leistungshalbleitermodul (1) abschal­ tet.

5. Verfahren nach einem oder mehreren der vorhergehenden An­ sprüche, dadurch gekennzeichnet, dass der Stromanstieg linearisiert wird.

6. Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekenn­ zeichnet, dass die Stromstärke des Kollektorstroms (I_C) durch Integration des Spannungssignals an der Streuin­ duktivität (2) ermittelt wird und bei Überschreiten eines vorgebbaren Schwellwertes der Strom im Hauptstrompfad als Fehlerstrom erkannt wird und der Leistungshalbleiter abge­ schaltet wird.

7. Verfahren nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass das Spannungssignal an der Streuinduktivität (2) über Mittel der Potentialtrennung an den nachfolgenden Regelkreis übertragen wird.