DE60027538T2

DE60027538T2 - Überspannungsgeschützter Stromwechselrichter mit einem spannungsgesteuerten Schaltkreis

Info

Publication number: DE60027538T2
Application number: DE60027538T
Authority: DE
Inventors: c/o Hitachi Masahiro Iwamura; c/o Hitachi Hideki Miyazaki; c/o Hitachi Katsunori Suzuki; c/o Hitachi Junichi Sakano; c/o Hitachi Mutsuhiro Mori; c/o Hitachi Koji Tateno
Original assignee: Hitachi Ltd
Current assignee: Hitachi Ltd
Priority date: 2000-02-28
Filing date: 2000-08-31
Publication date: 2006-12-07
Anticipated expiration: 2020-09-01
Also published as: JP2001245466A; EP1128539A2; DE60027538D1; US6373731B1; EP1128539B1; JP3598933B2; EP1128539A3

Description

HINTERGRUND DER ERFINDUNG
Die Erfindung betrifft einen überspannungsgeschützten Wechselrichter unter Verwendung eines spannungsgesteuerten Schaltelements wie eines MOS-Transistors und dergleichen.
In der Praxis wurden verschiedene Schaltkreise als Wechselrichter unter Verwendung eines Schaltelements verwendet.
In jüngerer Zeit wurden als Schaltelemente für einen Wechselrichter IGBTs oder MOSFETs, die mit hohen Geschwindigkeiten geschaltet werden können, verwendet.
Da MOS-Transistoren und IGBTs über eine hohe Schaltgeschwindigkeit verfügen, sind die Stromänderungsrate di/dt und die Spannungsänderungsrate dv/dt so hoch, dass der Stromstoß aufgrund einer parasitären Induktivität sehr hoch ist. Wenn die Überspannung über den Maximums-Nennwert des Schaltelements hinausgeht, können Schäden an ihm entstehen. Demgemäß werden verschiedene Überspannungsschutzschaltungen verwendet.
Ein Beispiel einer bekannten Überspannungs-Unterdrückungseinrichtung ist in JP-A-9-139660 beschrieben. Eine Reihenschaltung aus einem Kondensator und einem Widerstand ist zwischen den Kollektor und den Emitter eines IGBT, mit Parallelschaltung, geschaltet. Eine Diode ist parallel an den Widerstand angeschlossen. Diese Schaltung wird als "Überspannungs-Schutzschaltung" bezeichnet. Da die Schaltung so aufgebaut ist, dass sie aufgrund des Kondensators eine Überspannung als solche absorbiert, tritt das folgende Problem auf: Erstens wird, da der Kondensator bei niedrigen Frequenzen eine höhere Impedanz zeigt, bei einer Überspannung mit einer großen zeitlichen Breite keine ausreichende Stromstoßunterdrückung erzielt. Zweitens wird, da die Kapazität, die für den Kondensator erforderlich ist, proportional zur parasitären Induktivität und dem Quadrat des Grenzstroms, wenn die Spannung zu absorbieren ist, als konstant angenommen wird, ein Kondensator mit einer hohen Kapazität benötigt, die höher ist, als es der Größenordnung einiger μF entspricht, und es ist eine hohe Durchbruchsspannung erforderlich. Da ein derartiger Kondensator teuer und groß ist, bildet er ein Hindernis, beim Verringern der Größe und der Kosten eines Wechselrichters. Drittens nehmen die Spannungsverluste des Widerstands proportional zur parasitären Induktivität und dem Quadrat des Grenzstroms zu, wenn die Schaltfrequenz als konstant angenommen wird. Demgemäß ist ein Leistungswiderstand mit großen Abmessungen und hohem Preis erforderlich, was die Verkleinerung der Größe, der Kosten und der Verluste des Wechselrichters verhindert. Viertens ist es, da ein Kondensator mit hoher Kapazität die Betriebsgeschwindigkeit des Schaltelements beeinträchtigt, unmöglich, eine Impulsbreitenmodulationssteuerung (PWM) mit hoher Auflösung auszuführen.
Ein anderes Beispiel einer bekannten Überspannungs-Unterdrückungseinrichtung ist in JP-A-6-326579 offenbart. Da eine am Drainanschluss eines MOS-Transistors erzeugte Überspannung bei der vorliegenden Einrichtung auf eine vorgegebene Spannung geklemmt wird, ist eine Reihenschaltung aus einer Zener-Diode und einer in der Rückwärtsrichtung sperrenden Diode zwischen das Gate und den Drain des MOS-Transistors geschaltet. Wenn ein durch eine Last fließender Strom dadurch unterbrochen wird, dass der MOSFET in einem nichtleitenden Zustand angesteuert wird, wird aufgrund der parasitären Induktivität am Drainanschluss eine Überspannung erzeugt. Wenn die Überspannung die Summe aus der Durchbruchspannung und der Durchlassspannung der Zenerdiode überschreitet, wird die Spannung am Gate des MOS-Transistors höher, so dass dieser eingeschaltet wird, um die Überspannung zu absorbieren. Diese Schaltung ist als sogenannte "aktive Klemmschaltung" bekannt. Die aktive Klemmschaltung überwindet den Nachteil, der oben genannten Überspannungs-Schutzschaltung, und sie zeigt den Vorteil, dass die Klemmspannung unabhängig von der Größe der parasitären Induktivität und dem Grenzstrom konstant gehalten wird.
Wenn jedoch die aktive Klemmschaltung bei einem MOS-Transistor mit höherer Schaltgeschwindigkeit als der eines IGBT angewandt wird, kann in Zusammenhang mit den Überspannungs-Klemmeigenschaften bei der bekannten Schaltungskonfiguration ein Problem auftreten.
Ein erstes Problem besteht darin, dass der Spitzenwert der Überspannung eine gewünschte Klemmspannung überschreitet. Demgemäß ist es erforderlich, ein Schaltelement mit Toleranz gegen diese Klemmspannung und mit einer höheren Maximal-Nennspannung zu verwenden. Da der Einschaltwiderstand des Schaltelements proportional zur Maximal-Nennspannung zunimmt, nehmen die Verluste beim Einschalten zu. Da ein Schaltelement mit hoher Maximal-Nennspannung und niedrigem Einschaltwiderstand über eine größere Fläche verfügt, wird es teurer.
Ein zweites Problem bildet eine Spannungsschwingung P2 bei Hochfrequenzen des Klemmvorgangs sowie die Spannungsschwingung bei Hochfrequenzen P3 nach Abschluss des Klemmvorgangs (siehe die 18).
Obwohl diese Schwingung zu keiner Zerstörung des Schaltelements aufgrund der Überspannung führt, besteht die Gefahr der Entstehung von Störsignalen durch elektromagnetische Interferenz (EMI), die in nachteiliger Weise die elektronischen Schaltkreise und Bauteile in der Umgebung beeinflussen können.
Ein Wechselrichter mit den Merkmalen des Oberbegriffs der vorliegenden Ansprüche 1 oder 12 ist in JP 11-55937 offenbart. Weiterer Stand der Technik ist in EP-A-0 902 537 angegeben.
ZUSAMMENFASSUNG DER ERFINDUNG
Es ist eine Aufgabe der Erfindung, die oben genannten Probleme zu lösen, um einen Wechselrichter zu schaffen, der den Spitzenwert einer Überspannung selbst dann auf einen niedrigeren Pegel herabdrücken kann, wenn ein Schaltelement über eine höhere Schaltgeschwindigkeit verfügt, und der eine hochfrequente Schwingung nach dem Herabdrücken der Überspannung unterdrücken kann.
Diese Aufgabe ist durch den Wechselrichter des Anspruchs 1 oder 12 gelöst.
Die Erfinder in der vorliegenden Sache haben herausgefunden, dass der Grund, weswegen die Spitzenspannung nicht auf die gewünschte Spannung geklemmt werden kann, darin besteht, dass die Ausbildung eines Gegenkopplungspfads zwischen dem Drain und dem Gate eines MOS-Transistors eine Zeitverzögerung aufweist, wenn eine Überspannung auftritt. Die Zeitverzögerung wird hauptsächlich durch eine Zunahme der Hochfrequenz-Impedanz aufgrund der parasitären Induktivität im Gegenkopplungspfad und aufgrund des Zeitverzugs aufgrund der Durchlassrichtungs-Erholungszeit der in der Rückwärtsrichtung sperrenden Diode verursacht.
Die Spannungsschwingung (Oszillation) ist eine Schleifenschwingung, wie sie für eine Gegenkopplung charakteristisch ist, d.h. eine Resonanzschwingung, die durch die parasitäre Induktivität und die parasitäre Kapazität verursacht wird.
Auf Grundlage der oben genannten Erkenntnis verfügt ein Wechselrichter gemäß einer Erscheinungsform der Erfindung über einen Schaltkreis zum Aufheben einer induktiven Impedanz eines Gegenkopplungspfads als Maßnahme zum Beschleunigen des Gegenkopplungspfads, der sich vom Drain eines MOS-Schaltelements zu dessen Gate erstreckt, sowie einen Schaltkreis zum Verkürzen der Durchlass-Erholungszeitperiode einer in der Rückwärtsrichtung sperrenden Diode im Gegenkopplungspfad. Der Wechselrichter verfügt ferner über einen Schaltkreis zum Verhindern einer hochfrequenten Schwingung nach dem Unterdrücken der Überspannung.
Andere Aufgaben, Merkmale und Vorteile der Erfindung werden aus der folgenden Beschreibung der Ausführungsformen der Erfindung in Verbindung mit den beigefügten Zeichnungen ersichtlich werden.
KURZE BESCHREIBUNG DER ZEICHNUNGEN
1 ist ein Schaltbild eines Wechselrichters, das eine erste Ausführungsform der Erfindung zeigt.
2 ist ein Schaltbild eines Wechselrichters, das eine zweite Ausführungsform der Erfindung zeigt.
3 ist ein Schaltbild eines Wechselrichters, das eine dritte Ausführungsform der Erfindung zeigt.
4 ist ein Schaltbild eines Wechselrichters, das eine vierte Ausführungsform der Erfindung zeigt.
5 ist ein Schaltbild eines Wechselrichters, das eine fünfte Ausführungsform der Erfindung zeigt.
6 ist ein Schaltbild eines Wechselrichters, das eine sechste Ausführungsform der Erfindung zeigt.
7 ist ein Schaltbild eines Wechselrichters, das eine siebte Ausführungsform der Erfindung zeigt.
8 ist ein Schaltbild eines Wechselrichters, das eine achte Ausführungsform der Erfindung zeigt.
9 ist ein Schaltbild eines Wechselrichters, das eine neunte Ausführungsform der Erfindung zeigt.
10 ist ein Schaltbild eines Wechselrichters, das eine zehnte Ausführungsform der Erfindung zeigt.
11 ist ein Schaltbild eines Wechselrichters, das eine elfte Ausführungsform der Erfindung zeigt.
12 ist eine Ansicht eines Signalverlaufs zum Erläutern des Zeitverzugs des Gegenkopplungspfads.
13 ist ein Schaltbild, das ein Beispiel einer bei der Erfindung verwendeten Treiberschaltung zeigt, die einen Senken-Strom begrenzen kann.
14 ist ein Schaltbild, das ein anderes Beispiel einer bei der Erfindung verwendeten Treiberschaltung zeigt, die einen Senken-Strom begrenzen kann.
15 ist ein Schaltbild, das eine andere Spannungsbegrenzungsschaltung zeigt, wie sie bei der Erfindung verwendet wird.
16 ist ein Schaltbild, das ein Beispiel einer Hochfrequenz-Schwingungsabsorptionsschaltung zeigt, wie sie bei der Erfindung verwendet wird.
17 ist ein Schaltbild, das ein anderes Beispiel einer Hochfrequenz-Schwingungsabsorptionsschaltung zeigt, wie sie bei der Erfindung verwendet wird.
18 ist eine Ansicht eines Signalverlaufs, die die Schaltspannung bei der Erfindung zeigt.
19 ist ein Schaltbild eines Wechselrichters, das eine zwölfte Ausführungsform der Erfindung zeigt.
20 ist ein Schaltbild, das ein Beispiel zeigt, bei dem die Erfindung bei einem dreiphasigen Wechselrichter angewandt ist.
DETAILLIERTE BESCHREIBUNG DER AUSFÜHRUNGSFORMEN
In der 1 ist eine erste Ausführungsform der Erfindung dargestellt. Ähnliche Elemente und ähnliche Komponenten sind in der folgenden Beschreibung durch ähnliche Zahlen gekennzeichnet.
In der 1 kennzeichnen die Bezugszahlen 11, 12, 13 und 14 ein Ein-Aus-Steuersignal, einen Treiber, einen Widerstand bzw. einen NMOS-Transistor. Der Ausgang des Treibers 12 ist über den Widerstand 13 mit dem Gate des NMOS-Transistors 14 verbunden. Die Bezugszahlen 14 und 15 kennzeichnen in Reihe geschaltete Konstantspannungsdioden, von denen jede über eine Kathode verfügt, die mit dem Drain des NMOS-Transistors 14 verbunden ist. Die Anode und die Kathode der Diode 17 sind mit der Anode der Konstantspannungsdiode 16 bzw. dem Gate des NMOS-Transistors 14 verbunden. Das Bezugszeichen Lw1 kennzeichnet eine parasitäre Induktivität der Verdrahtung einer Spannungsquelle (Versorgung) VP, und Lw2 kennzeichnet eine parasitäre Induktivität, die der Gesamtinduktivität der Induktivitäten der jeweiligen Anschlüsse der Konstantspannungsdioden 15 und 16 und der Diode 17 sowie der Induktivität der dazwischen geschalteten Verdrahtung entspricht. Die Bezugszahl 10 kennzeichnet eine Hochfrequenz-Schwingungsabsorptionsschaltung, die zwischen den Drain und die Source des NMOS-Transistor geschaltet ist.
Nun wird der Betrieb dieser Wechselrichterschaltung beschrieben. Wenn das Ein-Aus-Steuersignal 11 das Einschalten anweist, wird ein Signal hohen Pegels über den Treiber 12 an das Gate des NMOS-Transistors 14 gelegt, so dass dieser eingeschaltet wird. Im Ergebnis wird über die parasitäre Induktivität Lw1 und den NMOS-Transistor 14 ein Strom i von der Spannungsquelle VP an eine Last (nicht dargestellt) geliefert. Dabei wird in der parasitären Induktivität Lw1 die elektrische Energie Lw1 × i × i/2 gespeichert. Da sich ein Knoten DD auf niedrigem Potenzial befindet, wenn der NMOS-Transistor 14 leitet, wird aufgrund der Tatsache, dass die Diode 17 in der Sperrrichtung vorgespannt ist, ein Gegenkopplungspfad geöffnet, der über die Reihenschaltungen der Kapazitäten 15, 16 und der Diode 17 verfügt.
Wenn das Ein-Aus-Steuersignal 11 das Ausschalten anweist, wird ein Signal mit niedrigerem Pegel über den Treiber 12 an das Gate des NMOS-Transistors 14 gelegt, so dass dieser nichtleitend wird. Im Ergebnis wird der Strom i, der von der Spannungsquelle VP über die parasitäre Induktivität Lw1 und den NMOS-Transistor 14 von der Spannungsquelle VP an die Last (nicht dargestellt) geliefert wurde, abrupt unterbrochen. Dabei wird durch die in der parasitären Induktivität Lw1 gespeicherte Energie am Knoten DD eine Rückprallspannung Lw1 × di/dt erzeugt. Die Rückprallspannung des Hochgeschwindigkeitstransistors zeigt einen sehr steil ansteigenden Wert dv/dt. Wenn diese Spannung die Klemmspannung übersteigt, die die Summe aus der Durchbruchsspannung der Kapazitäten 15 und 16 und der Durchlassspannung der Diode 17 ist, wird ein Pfad gebildet, der über den Knoten DD-Lw2, die Konstantspannungsdiode 15, die Konstantspannungsdiode 16, den Widerstand 13, den Treiber 12 und den Knoten NN verfügt, was die Spannung am Gate des NMOS-Transistors 14 erhöht. Im Ergebnis wird der NMOS-Transistor 14 eingeschaltet, um das Potenzial am Knoten DD abzusenken. Anders gesagt, wird, für diese Zeitperiode, zwischen dem Knoten DD und dem Gate des NMOS-Transistors 14 ein Gegenkopplungspfad gebildet. Wenn die Rückprallspannung niedriger als die Klemmspannung wird, wird der genannte Gegenkopplungskreis geöffnet. Die Gatespannung wird auf einen niedrigeren Pegel zurückgebracht, so dass der NMOS-Transistor 14 ausschaltet. Dabei erlangt die Spannung am Knoten DD denselben Pegel wie ihn die Spannungsquelle VP aufweist.
Der Kondensator 18, der parallel zur Diode 17 geschaltet ist, dient dazu, die induktive Impedanz der parasitären Induktivität Lw2 aufzuheben. Da der Kondensator 18 in Reihe zur parasitären Induktivität Lw2 geschaltet ist, sorgt eine geeignete Auswahl der Kapazität des Kondensators 18 abhängig vom Wert von Lw2 dafür, dass der Gegenkopplungspfad im Wesentlichen eine resistive Impedanz zeigt, um das Durchbrechen der Konstantspannungsdioden 15 und 16 zu fördern. Die Aufhebung oder der Aufhebeeffekt der induktiven Impedanz fördert auch die Erholung der Diode 17 in der Durchlassrichtung. Da die Diode eine hohe Impedanz zeigt, bis die Durchlassvorspannung ungefähr 0,7 Volt oder mehr beträgt, wird der Rückkopplungspfad nicht gebildet. Jedoch wird die Erholung zur Durchlassspannungsleitung aufgrund des Aufhebeeffekts der induktiven Impedanz gefördert.
Die 12 zeigt die Änderungen des durch den Gegenkopplungspfad fließenden Stroms, wenn eine Überspannung erzeugt wird. Bezugszeichen A und B kennzeichnen Ströme, wie sie durch den Kondensator 18 bzw. die Diode 17 fließen. wie es aus der Fig. ersichtlich ist, wird der Gegenkopplungspfad ab dem Zeitpunkt t0 gebildet, wenn der Kondensator 18 vorhanden ist. Die Bildung des Gegenkopplungspfads ist vom Zeitpunkt t0 zum Zeitpunkt t1 verzögert.
Wie oben angegeben, ist bei der vorliegenden Ausführungsform der Verzug der Bildung des Gegenkopplungspfads aufgrund des Vorliegens der parasitären Induktivität Lw2 merklich verbessert. Im Ergebnis wird der Gegenkopplungspfad hinsichtlich der Rückprallspannung mit hohem Wert dv/dt schnell gebildet. Die herkömmliche hohe Spitzenspannung ist so verbessert, dass sie zu einer niedrigeren Spannung verschoben ist, wie es als Spitzenspannung in der 18 dargestellt ist.
Die Bezugszahl 10 kennzeichnet eine Hochfrequenz-Schwingungsabsorptionsschaltung, die zwischen die Knoten seitens des Drains und der Source des NMOS-Transistors 14 geschaltet ist. Die Absorptionsschaltung kann über eine Reihenschaltung aus einem Kondensator und einem Widerstand, wie es in der 16 dargestellt ist, oder eine Schaltung aus nur einem Kondensator verfügen. Die Rolle der Schwingungsabsorptionsschaltung besteht im Absorbieren sowohl der hochfrequenten Schwingung aufgrund des Gegenkopplungsvorgangs beim Erzeugen der Überspannung als auch der hochfrequenten Schwingung, zu der es durch Lw1 und die parasitäre Kapazität (nicht dargestellt) nach Abschluss des Klemmvorgangs kommt. Da die bekannte Überspannungs-Schutzschaltung dazu dient, die hohe Rückprallspannung als solche zu absorbieren, benötigt sie einen Kondensator mit hoher Kapazität, die mehrere μf oder mehr beträgt. Im Gegensatz dazu, verwendet die Hochfrequenz-Schwingungsabsorptionsschaltung einen Kondensator niedriger Kapazität in der Größenordnung von 1/1000 derjenigen des herkömmlichen Kondensators mit hoher Kapazität. Dies verbessert die Schwingungssignalverläufe, wie es bei P2 und P3 in der 18 dargestellt ist.
Da die Überspannung aufgrund des Rückpralls beim Wechselrichter unter Verwendung der vorliegenden Ausführungsform schnell geklemmt werden kann, wie oben angegeben, ist es nicht erforderlich, die Nennspannung des Schaltelements mit übermäßiger Toleranz zu versehen. Demgemäß kann ein Schaltelement mit niedrigerem Einschaltwiderstand als dem beim Stand der Technik verwendet werden, so dass ein Wechselrichter mit kleinerer Größe, tieferen Kosten und weniger Einschaltverlusten realisiert werden kann. Da die hochfrequente Schwingung im geschalteten Signalverlauf beim Wechselrichter unter Verwendung der vorliegenden Ausführungsform auf einen ausreichend niedrigen Pegel herabgedrückt werden kann, kann ein Wechselrichter realisiert werden, der weniger EMI-Störsignale emittiert, die ansonsten zu einem nachteiligen Einfluss auf elektronische Schaltkreise und Anlagen in der Umgebung führen.
In der 2 ist eine zweite Ausführungsform der Erfindung dargestellt. In dieser Figur kennzeichnen die Bezugszahlen 11, 12, 13 und 14 ein Ein-Aus-Steuersignal, einen Treiber, einen Widerstand bzw. einen NMOS-Transistor. Der Ausgang des Treibers 12 ist über den Widerstand 13 mit dem Gate des NMOS-Transistors 14 verbunden. Die Bezugszahlen 14 und 15 kennzeichnen in Reihe geschaltete Konstantspannungsdioden, deren Kathoden mit dem Drain des NMOS-Transistors 14 verbunden sind. Die Bezugszahl 27 kennzeichnet eine Diode mit Schottkybarrierediode, deren Anode und Kathode mit der Anode der Konstantspannungsdiode 16 bzw. dem Gate des NMOS-Transistors 14 verbunden sind. Parallel zur Schottkybarrierediode 27 ist ein Kondensator 18 geschaltet. Das Bezugszeichen Lw1 kennzeichnet die parasitäre Induktivität der Verdrahtung einer Spannungsquelle VP, und Lw2 kennzeichnet die parasitäre Induktivität, die die Gesamtinduktivität der Induktivitäten der jeweiligen Anschlüsse der Konstantspannungsdioden 15 und 16 und der Diode 17 sowie der Induktivität der sie verbindenden Verdrahtung ist. Die Bezugszahl 10 kennzeichnet eine Hochfrequenz-Schwingungsabsorptionsschaltung, die zwischen den Drain und die Source des NMOS-Transistors geschaltet ist.
Die zweite Ausführungsform ist im Wesentlichen identisch mit der Ausführungsform in der 1, jedoch mit der Ausnahme, dass die Diode vom Übergangstyp, bei der es sich um die in der Rückwärtsrichtung sperrende Diode im Schaltkreis zwischen dem Drain und dem Gate des NMOS-Transistors handelt, durch die Schottkybarrierediode 27 ersetzt ist. Da die Schottkybarrierediode 27 eine Durchlassspannung aufweist, die ungefähr die Hälfte derjenigen einer Diode vom Übergangstyp ist, ist die Erholungszeit in der Durchlassrichtung um die Zeit verkürzt, die der Differenz zwischen den Werten entspricht. Dies führt dazu, dass für die Rückprallspannung schnell ein Rückkopplungspfad erzeugt wird, was den Vorteil ergibt, dass der Spitzenwert Pa der in der 18 dargestellten Überspannung weiter abgesenkt werden kann. Der Betrieb dieser Schaltung und der Effekt, wenn sie für einen Wechselrichter verwendet wird, sind identisch mit denen in der 1.
In der 3 ist eine dritte Ausführungsform der Erfindung dargestellt. In dieser Figur kennzeichnen die Bezugszahlen 11, 12, 13 und 14 ein Ein-Aus-Steuersignal, einen Treiber, einen Widerstand bzw. einen NMOS-Transistor. Der Ausgang des Treibers 12 ist über den Widerstand 13 mit dem Gate des NMOS-Transistors 14 verbunden. Die Bezugszahlen 14 und 15 kennzeichnen in Reihe geschaltete Konstantspannungsdioden, deren Kathoden mit dem Drain des NMOS-Transistors 14 verbunden sind. Die Anode und die Kathode einer Diode 17 sind mit der Anode der Konstantspannungsdiode 16 bzw. dem Gate des NMOS-Transistors 14 verbunden. Ferner ist zwischen dem Verbindungspunkt zwischen der Konstantspannungsdiode 16 und der Diode 17 sowie einer Spannungsversorgung VD1 eine Vorbelastungsstrom-Zuführeinrichtung 31 vorhanden. Das Bezugszeichen Lw1 kennzeichnet die parasitäre Induktivität der Verdrahtung einer Spannungsquelle VP, und Lw2 kennzeichnet die parasitäre Induktivität, bei der es sich um die Gesamtinduktivität der Induktivitäten der jeweiligen Anschlüsse der Konstantspannungsdioden 15 und 16 und der Diode 17 sowie der Induktivität der dazwischen geschalteten Verdrahtung handelt. Die Bezugszahl 10 kennzeichnet eine Hochfrequenz-Schwingungsabsorptionsschaltung, die zwischen den Drain und die Source des NMOS-Transistors geschaltet ist.
Wenn das Ein-Aus-Steuersignal 11 ein Signal zum Einschalten des NMOS-Transistors 14 ist, wird dafür gesorgt, dass ein kleiner Strom von der Vorbelastungsstrom-Zuführeinrichtung 31 durch die Diode 17 fließt, so dass diese vorab in der Durchlassrichtung auf ungefähr 0,7 V vorgespannt wird. Dies führt zu einem Durchlassstrom, der auch dann unmittelbar durch die Diode 17 fließt, wenn der Strom aufgrund der Rückprallspannung durch die Konstantspannungsdioden 15, 16 zu fließen beginnt. Da die Erholungszeit der Diode 17 in der Durchlassrichtung durch diesen Vorspannungseffekt im Wesentlichen Null wird, wird der Rückkopplungspfad durch die Rückprallspannung schneller gebildet, so dass der Spitzenwert P1 der in der 18 dargestellten Überspannung in vorteilhafter Weise abgesenkt werden kann.
Die Funktion dieser Schaltung und der Effekt, wenn sie für einen Widerstand verwendet wird, sind identisch mit denen in der 1.
In der 4 ist eine vierte Ausführungsform der Erfindung dargestellt. In dieser Figur kennzeichnen die Bezugszahlen 11, 12, 13 und 14 ein Ein-Aus-Steuersignal, einen Treiber, einen Widerstand bzw. einen NMOS-Transistor. Der Ausgang des Treibers 12 ist über den Widerstand 13 mit dem Gate des NMOS-Transistors 14 verbunden. Die Bezugszahlen 14 und 15 kennzeichnen in Reihe geschaltete Konstantspannungsdioden, deren Kathoden mit dem Drain des NMOS-Transistors 14 verbunden sind. Die Anode und die Kathode einer Diode 17 sind mit der Anode der Konstantspannungsdiode 16 bzw. dem Gate des NMOS-Transistors 14 verbunden. Parallel zur Diode 17 ist ein Kondensator 18 geschaltet. Das Bezugszeichen Lw1 kennzeichnet eine parasitäre Induktivität der Verdrahtung einer Spannungsquelle VP, und Lw2 kennzeichnet eine parasitäre Induktivität, die die Gesamtinduktivität der Induktivitäten der jeweiligen Anschlüsse der Konstantspannungsdioden 15 und 16 und der Diode 17 sowie der Induktivität der dazwischen geschalteten Verdrahtung ist. Die Bezugszahl 10 kennzeichnet eine Hochfrequenz-Schwingungsabsorptionseinrichtung, die zwischen den Drain und die Source des NMOS-Transistors geschaltet ist.
Wenn das Ein-Aus-Steuersignal 11 ein Signal zum Einschalten des NMOS-Transistors 14 ist, wird dafür gesorgt, dass von der Vorbelastungsstrom-Zuführeinrichtung 31 ein kleiner Strom durch die Diode 17 fließt, so dass diese vorab auf ungefähr 0,7 V in der Durchlassrichtung vorgespannt wird. Die vorliegende Ausführungsform ist im Wesentlichen mit der in der 3 identisch, jedoch mit der Ausnahme, dass der Kondensator 18 parallel zur Diode 17 geschaltet ist. Der Rückkopplungspfad wird aufgrund des Vorspannungseffekts der Diode und des Aufhebungseffekts für die induktive Impedanz des Rückkopplungspfads durch den Kondensator 18 schneller gebildet, so dass der Spitzenwert P1 der in der 18 dargestellten Überspannung in vorteilhafter Weise abgesenkt werden kann. Die Funktion dieser Schaltung und der Effekt, wenn sie für einen Widerstand verwendet wird, sind identisch mit denen in der 1.
In der 5 ist eine fünfte Ausführungsform der Erfindung dargestellt. In dieser Figur kennzeichnen die Bezugszahlen 11, 12, 13 und 14 ein Ein-Aus-Steuersignal, einen Treiber, einen Widerstand bzw. einen NMOS-Transistor. Der Ausgang des Treibers 12 ist über den Widerstand 13 mit dem Gate des NMOS-Transistors 14 verbunden. Die Bezugszahlen 14 und 15 kennzeichnen in Reihe geschaltete Konstantspannungsdioden, deren Kathoden mit dem Drain des NMOS-Transistors 14 verbunden sind. Die Bezugszahl 57 kennzeichnet einen NMOS- Transistor, dessen Drain mit der Anode der Konstantspannungsdiode 16 verbunden ist, dessen Source mit dem Gate des NMOS-Transistor 14 verbunden ist, und dessen Gate mit dem Steuersignal 11 verbunden ist. Parallel zum NMOS-Transistor 57 ist ein Kondensator 18 geschaltet. Das Bezugszeichen Lw1 kennzeichnet die parasitäre Induktivität der Verdrahtung einer Spannungsquelle VP, und Lw2 kennzeichnet die parasitäre Induktivität, die die Gesamtinduktivität der Induktivitäten der jeweiligen Anschlüsse der Konstantspannungsdioden 15 und 16 und der Diode 17 sowie der Induktivität der dazwischen geschalteten Verdrahtung ist. Die Bezugszahl 10 kennzeichnet eine Hochfrequenz-Schwingungsabsorptionsschaltung, die zwischen den Drain und die Source des NMOS-Transistors geschaltet ist.
Bei der vorliegenden Ausführungsform verfügt der NMOS 57, der auf das Ein-Aus-Steuersignal 11 hin gesteuert wird, über Funktionen, die denen der in den 1 bis 4 verwendeten, in der Rückwärtsrichtung sperrenden Diode entsprechen. Da der NMOS-Transistor vor dem Auftreten der Rückprallspannung eingeschaltet wird, wird die Erholung in der Durchlassrichtung schneller, wie bei der Diode, so dass der Spitzenwert P1 der in der 18 dargestellten Überspannung weiter abgesenkt werden kann. Die weitere Funktion dieser Schaltung und die Wirkung, wenn sie für einen Widerstand verwendet wird, sind identisch mit denen in der 1.
In der 6 ist eine sechste Ausführungsform der Erfindung dargestellt. In dieser Figur kennzeichnen die Bezugszahlen 11, 12, 13 und 14 ein Ein-Aus-Steuersignal, einen Treiber, einen Widerstand bzw. einen NMOS-Transistor. Der Ausgang des Treibers 12 ist über den Widerstand 13 mit dem Gate des NMOS-Transistors verbunden. Die Bezugszahlen 14 und 15 kennzeichnen in Reihe geschaltete Konstantspannungsdioden, deren Kathoden mit dem Drain des NMOS-Transistors 14 verbunden sind. Die Anode und die Kathode einer Diode 17 sind mit der Anode der Konstantspannungsdiode 16 bzw. dem Gate des NMOS-Transistors 14 verbunden. Parallel zur Diode 17 ist ein Kondensator 18 geschaltet. Das Bezugszeichen Lw1 kennzeichnet die parasitäre Induktivität der Verdrahtung einer Spannungsquelle VP, und Lw2 kennzeichnet die parasitäre Induktivität, die die Gesamtinduktivität der Induktivitäten der jeweiligen Anschlüsse der Konstantspannungsdioden 15 und 16 und der Diode 17 sowie der Induktivität der sie verbindenden Verdrahtung ist. Die vorliegende Ausführungsform ist im Wesentlichen mit der Ausführungsform in der 1 identisch, jedoch mit der Ausnahme, dass die Hochfrequenz-Schwingungsabsorptionsein richtung 10 weggelassen ist. Die Anwendung, bei der die vorliegende Ausführungsform von Wirkung ist, ist eine solche, bei der sie in einem System angewandt wird, in dem die Gegenkopplungsschwingung beim Klemmen der Überspannung niedrig ist und die parasitäre Induktivität der Verdrahtung klein gemacht werden kann, so dass im Wesentlichen kein Problem einer Resonanzschwingung auftritt. In diesem Fall wird eine Verringerung der Anzahl der Teile des Systems und eine Verkleinerung der Montagefläche im Vergleich zur Ausführungsform in der 1 erzielt. Die Funktion dieser Schaltung und die Wirkung, wenn sie für einen Widerstand verwendet wird, sind identisch mit denen in der 1.
In der 7 ist eine siebte Ausführungsform der Erfindung dargestellt. In der 1 kennzeichnen die Bezugszahlen 11, 12, 13 und 14 ein Ein-Aus-Steuersignal, einen Treiber, einen Widerstand bzw. einen NMOS-Transistor. Der Ausgang des Treibers 12 ist über den Widerstand 13 mit dem Gate des NMOS-Transistors 14 verbunden. Die Bezugszahlen 14 und 15 kennzeichnen in Reihe geschaltete Konstantspannungsdioden, deren Kathoden mit dem Drain des NMOS-Transistors 14 verbunden sind. Die Anode und die Kathode einer Diode 17 sind mit der Anode der Konstantspannungsdiode 16 bzw. dem Gate des NMOS-Transistors 14 verbunden. Das Bezugszeichen Lw1 kennzeichnet die parasitäre Induktivität der Verdrahtung einer Spannungsquelle VP, und Lw2 kennzeichnet die parasitäre Induktivität, die die Gesamtinduktivität der Induktivitäten der jeweiligen Anschlüsse der Konstantspannungsdioden 15 und 16 und der Diode 17 sowie der Induktivität der dazwischen geschalteten Verdrahtung ist. Die Bezugszahl 10 kennzeichnet eine Hochfrequenz-Schwingungsabsorptionsschaltung, die zwischen den Drain und die Source des NMOS-Transistors 14 geschaltet ist.
Die vorliegende Ausführungsform ist im Wesentlichen mit der in der 1 identisch, jedoch mit der Ausnahme, dass der Kondensator weggelassen ist, der parallel zur in der Rückwärtsrichtung sperrenden Diode im Schaltkreis zwischen dem Drain und dem Gate des NMOS-Transistors 14 angeschlossen ist. Eine Anwendung, bei der die vorliegende Ausführungsform von Wirkung ist, ist eine solche, bei der sie in einem System angewandt ist, bei dem die Gegenkopplungsschwingung beim Klemmen der Überspannung niedrig ist und die parasitäre Induktivität der Verdrahtung niedrig ist, so dass eine Resonanzschwingung aufgrund der parasitären Induktivität Lw1 und der parasitären Kapazität keine Rolle spielt. In diesem Fall wird eine Verringerung der Anzahl der Teile des Systems und der Montagefläche im Vergleich zur Ausführungsform in der 1 erzielt. Die Funktion dieser Schaltung und die Wirkung, wenn sie für einen Widerstand verwendet wird, sind identisch mit denen in der 1.
In der 8 ist eine achte Ausführungsform der Erfindung dargestellt. In dieser Figur kennzeichnen die Bezugszahlen 11, 12, 13 und 14 ein Ein-Aus-Steuersignal, einen Treiber, einen Widerstand bzw. einen NMOS-Transistor, dessen Source mit der Phase U eines dreiphasigen Elektromotors 82 verbunden ist. Der Ausgang des Treibers 12 ist über den Widerstand 13 mit dem Gate des NMOS-Transistors 14 verbunden. Die Bezugszahlen 14 und 15 kennzeichnen in Reihe geschaltete Konstantspannungsdioden, deren Kathoden mit dem Drain des NMOS-Transistors 14 verbunden sind.
Die Anode und die Kathode einer Diode 17 sind mit der Anode der Konstantspannungsdiode 16 bzw. dem Gate des NMOS-Transistors 14 verbunden. Ein Kondensator 18 ist parallel zur Diode 17 geschaltet. Das Bezugszeichen Lw1 kennzeichnet die parasitäre Induktivität der Verdrahtung einer Spannungsquelle VP, und Lw2 kennzeichnet die parasitäre Induktivität, die die Gesamtinduktivität der Induktivitäten der jeweiligen Anschlüsse der Konstantspannungsdioden 15 und 16 und der Diode 17 sowie der Induktivität der dazwischen geschalteten Verdrahtung ist. Die Bezugszahl 10 kennzeichnet eine Hochfrequenz-Schwingungsabsorptionsschaltung, die zwischen den Drain und die Source des NMOS-Transistors geschaltet ist. In ähnlicher Weise kennzeichnen die Bezugszahlen 111, 112, 113 und 114 ein Ein-Aus-Steuersignal, einen Treiber, einen Widerstand bzw. einen NMOS-Transistor, dessen Drain mit der Phase U des dreiphasigen Elektromotors 82 verbunden ist. Der Ausgang des Treibers 112 ist über den Widerstand 113 mit dem Gate des NMOS-Transistors 114 verbunden. Die Bezugszahlen 114 und 115 kennzeichnen in Reihe geschaltete Konstantspannungsdioden, deren Kathoden mit dem Drain des NMOS-Transistors 114 verbunden sind. Die Anode und die Kathode einer Diode 117 sind mit der Anode der Konstantspannungsdiode 116 bzw. dem Gate des NMOS-Transistors 114 verbunden. Ein Kondensator 118 ist parallel zur Diode 117 geschaltet. Das Bezugszeichen Lw3 kennzeichnet die parasitäre Induktivität, die die Gesamtinduktivität der Induktivitäten der jeweiligen Anschlüsse der Konstantspannungsdioden 115 und 116 und der Diode 117 sowie der Induktivität der dazwischen geschalteten Verdrahtung ist. Die Bezugszahl 110 kennzeichnet eine Hochfrequenz-Schwingungsabsorptionsschaltung, die zwischen den Drain und die Source des NMOS-Transistors geschaltet ist. Die Funktion der oben genannten jeweiligen Schaltkreise sind identisch mit der Funktion in der 1. Für jede der an deren Phasen V und W des dreiphasigen Elektromotors 82 ist eine Schaltung vorhanden, die mit der oben genannten Schaltung identisch ist. Die Ein-Aus-Steuersignale 11, 111 sowie relevante Ein-Aus-Steuersignale für die anderen Phasen (Phasen V und W) werden aufeinanderfolgend mit einer vorbestimmten Abfolge angelegt, um den dreiphasigen Elektromotor 82 mit Wechselspannung zu versorgen.
Da die Überspannung aufgrund eines Rückpralleffekts beim dreiphasigen Widerstand gemäß der vorliegenden Ausführungsform schnell geklemmt werden kann, ist es nicht erforderlich, die Nennspannung der Schaltelemente 14, 114 mit einer übermäßigen Toleranz zu versehen. Demgemäß können Schaltelemente mit einem Einschaltwiderstand unter dem beim Stand der Technik verwendet werden, so dass ein Widerstand mit kleinerer Größe, kleineren Kosten und kleineren Einschaltverlusten realisiert werden kann. Da die Hochfrequenzschwingung im geschalteten Signalverlauf durch die Hochfrequenz-Schwingungsabsorptionseinrichtung im dreiphasigen Widerstand unter Verwendung der vorliegenden Ausführungsform auf einen ausreichend niedrigen Pegel herabgedrückt werden kann, kann ein Widerstand realisiert werden, der weniger EMI-Störungen emittiert, was andernfalls zu einem nachteiligen Einfluss auf elektronische Schaltkreise und Anlagen in der Umgebung führen würde.
In der 9 ist eine neunte Ausführungsform der Erfindung dargestellt. Bei der vorliegenden Ausführungsform ist eine Hochfrequenz-Schwingungsabsorptionseinrichtung 901 mit drei Anschlüssen anstelle der Hochfrequenz-Schwingungsabsorptionsschaltungen 10, 110 in der 8 vorhanden. Diese Absorptionseinrichtung 910 verfügt über in Reihe geschaltete Kondensatoren C1 und C2, die mit dem positiven und negativen Anschluss einer Spannungsquelle 81 verbunden sind. Ein Widerstand R0 ist zwischen die Verbindungsstelle zwischen den Kondensatoren C1 und C2 und die Verbindungsstelle zwischen den NMOS-Transistoren 14, 114 (Phase U in der Figur) geschaltet. Bei dieser Anordnung wird die Hochfrequenzschwingung des NMOS-Transistors 14 durch einen Pfad absorbiert, der sich durch den Drain des NMOS-Transistors 14 – den Kondensator C1 – den Widerstand R0 – die Source des NMOS-Transistors 14 erstreckt. In ähnlicher Weise wird die Hochfrequenzschwingung des NMOS-Transistors 114 durch einen Pfad absorbiert, der sich durch den Drain des MOS-Transistors 114 – den Widerstand R0 – den Kondensator C2 – die Source des NMOS-Transistors 114 erstreckt. Die Hochfrequenz-Schwingungsabsorptionsschaltung der vorliegenden Ausführungsform kann nicht nur die Hochfrequenz schwingung beim Schalten der NMOS-Transistoren absorbieren, sondern sie dient auch als Umgehungskondensator für die Spannungsquelle, da die Kondensatoren C1 und C2 in Reihe zum positiven und negativen Anschluss der Spannungsquelle 81 geschaltet sind, wie es aus der Figur ersichtlich ist. Die Schwingungsabsorptionsschaltung hat auch die Wirkung des Verringerns der Störsignale der Spannungsquelle. Die anderen Effekte sind identisch mit denen in der 8.
In der 20 ist ein Hauptschaltkreis eines dreiphasigen Widerstands, bei dem die Ausführungsform gemäß der 8 oder 9 angewandt ist, dargestellt. In dieser Figur sind die Treiberschaltung und die Schaltung zum Absorbieren der Schwingung der Deutlichkeit der Darstellung weggelassen. Die Gleichspannung einer Gleichspannungsquelle 81 wird dadurch in eine Wechselspannung gewandelt, dass jeder der MOSFETs, die einen Hauptschaltkreis 200 bilden, ein- oder ausgeschaltet wird. Die Wechselspannung wird an den dreiphasigen Induktions-Elektromotor 82 geliefert, um diesen zu betreiben. Jeder MOSFET wird durch PWM-Steuerung usw. ein- oder ausgeschaltet. Obwohl in der 20 ein jeweiliger MOSFET im oberen und unteren Arm jeder Phase dargestellt ist, können mehrere MOSFETs in Reihe, parallel oder seriell-parallel geschaltet sein.
In der 10 ist eine zehnte Ausführungsform der Erfindung dargestellt. In dieser Figur kennzeichnen die Bezugszahlen 11, 12, 13 und 14 ein Ein-Aus-Steuersignal, einen Treiber, einen Widerstand bzw. einen NMOS-Transistor. Der Ausgang des Treibers 12 ist über den Widerstand 13 mit dem Gate des NMOS-Transistors 14 verbunden. Die Bezugszahlen 14 und 15 kennzeichnen in Reihe geschaltete Konstantspannungsdioden, deren Kathoden mit dem Drain des NMOS-Transistors 14 verbunden sind. Die Anode und die Kathode einer Diode 17 sind mit der Anode der Konstantspannungsdiode 16 bzw. dem Gate des NMOS-Transistors 14 verbunden. Ein Kondensator 18 ist parallel zur Diode 17 geschaltet. Das Bezugszeichen Lw1 kennzeichnet die parasitäre Induktivität der Verdrahtung einer Spannungsquelle VP, und Lw2 kennzeichnet die parasitäre Induktivität, die die Gesamtinduktivität der Induktivitäten der jeweiligen Anschlüsse der Konstantspannungsdioden 15 und 16 und der Diode 17 sowie der Induktivität der dazwischen geschalteten Verdrahtung ist. Die Bezugszahl 10 kennzeichnet eine Hochfrequenz-Schwingungsabsorptionsschaltung, die zwischen den Drain und die Source des NMOS-Transistors geschaltet ist.
Die vorliegende Ausführungsform ist im Wesentlichen mit der Ausführungsform in der 1 identisch, jedoch mit der Ausnahme, dass der Treiber 101 über die Fähigkeit verfügt, abweichend von üblichen Treibern, den Ausgangssenkenstrom zu begrenzen. In den 13 und 14 sind Ausführungsformen eines Treibers mit der Fähigkeit einer Begrenzung des Senkenstroms dargestellt. In der 13 bilden ein PMOS 131 und ein NMOS 132 einen üblichen CMOS-Wandler. Ein Widerstand 133 ist zwischen den NMOS 132 und eine Niederspannungsquelle VL geschaltet. Bei dieser Anordnung wirkt ein Widerstand nicht nur als Impedanz, sondern er übt auf die Vorspannung zwischen dem Gate und der Source des NMOS 132 eine Gegenkopplungswirkung aus. Anders gesagt, erfolgt eine stärkere Gegenkopplung, wenn ein höherer Strom fließt, was dazu führt dass der Widerstand so wirkt, dass er den Strom unterdrückt. Beim Beispiel in der 14 bilden ein PMOS 141 und ein NMOS 142 einen üblichen CMOS-Wechselrichter. Ein NMOS 143, dessen Gate auf eine vorbestimmte Spannung Vb vorgespannt ist, ist zwischen die Source des NMOS 142 und die Niederspannungsquelle VL geschaltet. Bei dieser Anordnung wird der durch den NMOS 142 fließende Senkenstrom auf die Stromstärke einer den NMOS 143 enthaltenden Konstantstromschaltung begrenzt. Die Verwendung des Treibers mit der oben genannten Fähigkeit des Begrenzens des oben genannten Senkenstroms ermöglicht es, den durch die Konstantspannungsdioden 15, 16 fließenden Strom auf einen vorbestimmten niedrigeren Wert zu beschränken, wenn der Klemmvorgang für die Überspannung durch diese Konstantspannungsdioden ausgeführt wird. Demgemäß können Niederstromteile, die billig und kompakt sind, in vorteilhafter Weise verwendet werden. Die anderen Wirkungen sind identisch mit denen in der 1.
In der 11 ist eine elfte Ausführungsform der Erfindung dargestellt. Die vorliegende Ausführungsform ist im Wesentlichen mit der Ausführungsform in der 10 identisch, jedoch mit der Ausnahme, dass die in der Rückwärtsrichtung sperrende Diode durch eine Schottkybarrierediode 117 ersetzt ist. Der Effekt der Schottkybarrierediode ist identisch mit dem, was unter Bezugnahme auf die Ausführungsform in der 2 beschrieben wurde. Der Effekt des Treibers 101 mit der Fähigkeit des Begrenzens des Senkenstroms ist identisch mit dem, was in der Beschreibung zur Ausführungsform in der 10 beschrieben wurde. Die anderen Effekte sind identisch mit denen in der 1.
In der 15 ist eine andere Ausführungsform des Konstantspannungselements dargestellt. Obwohl bei den Ausführungsformen in den 1 bis 11 Zenerdioden als Konstantspannungselement verwendet sind, sind zusätzlich ein Bipolartransistor und zwei Widerstände verwendet. Dies ermöglicht es, eine ge wünschte Konstantspannung nur durch Ändern des Verhältnisses des Widerstands R1 zum Widerstand R2 fein einzustellen.
In der 19 ist ein bevorzugter Halbleiter dargestellt, wie er für den Widerstand gemäß der Erfindung bevorzugt ist. In der Figur kennzeichnen die Bezugszahlen 1900, 1901, 1902, 1903, 1904 und 1905 einen Halbleiterchip, einen NMOS-Transistor, Konstantspannungselemente, eine Diode und ein Gateschutzelement für den NMOS-Transistor 1901. P1 bis P4 kennzeichnen Anschlüsse, die vom Halbleiterchip aus nach außen führen. Obwohl ein herkömmliches Halbleiterbauteil über mindestens drei externe Anschlüsse P1 bis P3 verfügt, verfügt das Bauteil über einen zusätzlichen vierten Anschluss P4 zusätzlich zu den oben genannten externen Anschlüssen.
Der vierte Anschluss P4 ist von der Verbindung zwischen der Anode des Konstantspannungselements 1903 und der Anode der Diode 1904 weggeführt. Zusätzlich liefert dieser Anschluss P4 den Vorteil, dass die aktive Klemmschaltung bei der Ausführungsform in der 1 aus nur einem extern hinzugefügten Kondensator gebildet werden kann. Da die Elemente 1901 bis 1904 auf demselben Halbleiterchip ausgebildet sind, ist die Induktivität, wie sie parasitär für jeden Anschluss vorliegt, viel niedriger als bei einem herkömmlichen diskreten Teil. Demgemäß kann die Kapazität des externen Kondensators 1 kleiner gemacht werden.
Die vorstehenden Ausführungsformen sind bei verschiedenen spannungsgesteuerten Halbleiter-Schaltelementen, wie Halbleiterbauteilen mit isoliertem Gate, beispielsweise MOSFETs und IGBTs, anwendbar.
Da die Überspannung aufgrund eines Rückpralleffekts beim Widerstand gemäß der Erfindung schnell geklemmt werden kann, ist es nicht erforderlich, die Nennspannung des Schaltelements mit einer übermäßigen Toleranz zu versehen. Demgemäß kann ein Schaltelement mit einem niedrigeren Einschaltwiderstand als dem beim Stand der Technik verwendet werden, so dass ein Widerstand mit kleinerer Größe, niedrigeren Kosten und kleineren Einschaltverlusten realisiert werden kann. Da die Hochfrequenzschwingung im geschalteten Signalverlauf beim Widerstand unter Verwendung der vorliegenden Ausführungsform auf einen ausreichend niedrigen Pegel herabgedrückt werden kann, kann ein Widerstand realisiert werden, der weniger EMI-Störsignale emittiert, die andernfalls zu einem nachteiligen Einfluss auf elektronische Schaltkreise und Anlagen in der Umgebung führen würden.

Claims

Wechselrichter mit einem Hochgeschwindigkeits-Schaltelement (14), um einen Pfad zwischen einem ersten und einem zweiten Anschluß (DD, NN) eines Hauptschaltkreises gemäß einem Signal (11) leitend oder nicht-leitend zu machen, das an einem Ein-Aus-Steueranschluß des Hochgeschwindigkeits-Schaltelements (14) eingegeben wird, und einer aktiven Klemmschaltung (15 bis 18), die zwischen dem ersten Anschluß (DD) und dem Ein-Aus-Steueranschluß angeordnet ist, wobei die aktive Klemmschaltung eine konstante Spannungsbegrenzungsschaltung (15, 16) und eine parallel angeschlossene Schaltung aufweist, die aus einem Kondensator (18) und einer rückwärts sperrenden Diode (17) gebildet ist, die in Serie mit der konstanten Spannungsbegrenzungsschaltung (15, 16) angeschlossen ist, dadurch gekennzeichnet, daß die rückwärts sperrende Diode (17) mit ihrer Anode auf der Seite der konstanten Spannungsbegrenzungsschaltung (15, 16) und ihrer Kathode auf der Seite des Ein-Aus-Steueranschlusses angeordnet ist.
Wechselrichter nach Anspruch 1, wobei die rückwärts sperrende Diode (17) eine Grenzschichtdiode oder eine Schottky-Diode ist.
Wechselrichter nach Anspruch 1, ferner mit einer Schaltung (31) zum Liefern eines in Vorwärtsrichtung fließenden Stroms zu der rückwärts sperrenden Diode (17), wenn das Signal (11) zum Ausschalten des Hochgeschwindigkeits-Schaltelements (14) dient.
Wechselrichter nach Anspruch 1, ferner mit einer Ansteuerschaltung (101), die eine Senkenstrom-Begrenzungseinrichtung zum Ansteuern des Ein-Aus-Steueranschlusses aufweist.
Wechselrichter nach Anspruch 4, wobei die Ansteuerschaltung (101) PMOS- und NMOS-Transistoren (131, 132; 141, 142) aufweist, und eine Negativfeedback-Impedanzeinrichtung (133) oder ein mit Konstantstrom betriebener Transistor (143) zwischen der Source-Elektrode des NMOS-Transistors (132) und einem Referenzpotential angeordnet ist.
Wechselrichter nach einem der vorstehenden Ansprüche, ferner mit einer Funkfrequenz-Schwingungsabsorptionsschaltung (10), die zwischen dem ersten und dem zweiten Anschluß (DD, NN) des Hochgeschwindigkeits-Schaltelements (14) angeschlossen ist.
Wechselrichter nach Anspruch 6, wobei die Funkfrequenz-Schwingungsabsorptionsschaltung (10) dazu ausgelegt ist, sowohl eine Spannungsschwingung zu absorbieren, die in Zusammenhang mit einer Negativfeedback-Operation bei einer Überspannungsmitnahme durch die Klemmschaltung (15 bis 18) verursacht ist, als auch eine Spannungsschwingung, die durch parasitäre Resonanz nach der Vollendung der Überspannungsmitnahme entsteht.
Wechselrichter nach Anspruch 1, wobei der Wechselrichter in einem Überspannungsunterdrückungsystem verwendet wird, das keine Funkfrequenz-Schwingungsabsorptionseinrichtung zwischen dem ersten und dem zweiten Anschluß (DD, NN) des Hochgeschwindigkeits-Schaltelements (14) erfordert.
Wechselrichter nach einem der vorstehenden Ansprüche, ferner mit einem zweiten Hochgeschwindigkeits-Schaltelement (114), um einen Pfad zwischen dem zweiten Anschluß (NN) und einem dritten Anschluß eines zweiten Hauptschaltkreises gemäß einem zweiten Signal (111) leitend oder nicht-leitend zu machen, das in einen zweiten Ein-Aus-Steueranschluß des zweiten Hochgeschwindigkeits-Schaltelements (114) eingegeben wird, und einer zweiten aktiven Klemmschaltung (115 bis 118), die zwischen dem zweiten Anschluß und dem zweiten Ein-Aus-Steueranschluß angeordnet ist und eine zweite konstanten Spannungsbegrenzungsschaltung (115, 116) und eine zweite parallel angeschlossene Schaltung aufweist, die aus einem zweiten Kondensator (118) und einer zweiten rückwärts sperrenden Diode (117) gebildet ist, die in Serie mit der zweiten Spannungsbegrenzungsschaltung (115, 116) angeschlossen ist.
Wechselrichter nach Anspruch 9, ferner mit einer Funkfrequenz-Schwingungsabsorptionsschaltung (901), die aufweist: eine in Serie angeschlossene Schaltung, die aus einem ersten und einem zweiten Kondensator (C1, C2) zwischen dem ersten und dem dritten Anschluß gebildet ist, und einen Widerstand (R0), der zwischen der Verbindung zwischen dem ersten und dem zweiten Kondensator (C1, C2) und dem zweiten Anschluß angeschlossen ist.
Wechselrichter nach Anspruch 9, wobei keine Funkfrequenz-Schwingungsabsorptionseinrichtung zwischen dem zweiten und dem dritten Anschluß des zweiten Hochgeschwindigkeits-Schaltelements (114) vorgesehen ist.
Wechselrichter mit einem Hochgeschwindigkeits-Schaltelement (14), um einen Pfad zwischen einem ersten und einem zweiten Anschluß (DD, NN) eines Hauptschaltkreises gemäß einem Signal (11) leitend oder nicht-leitend zu machen, das in einem Ein-Aus-Steueranschluß des Hochgeschwindigkeits-Schaltelements (14) eingegeben wird, und einer aktiven Klemmschaltung (15, 16, 18, 57), die zwischen dem ersten Anschluß (DD) und dem Ein-Aus-Steueranschluß angeordnet ist, wobei die aktive Klemmschaltung eine konstante Spannungsbegrenzungsschaltung (15, 16) und eine parallel angeschlossene Schaltung (18, 57) aufweist, wobei die parallel angeschlossene Schaltung in Serie mit der konstanten Spannungsbegrenzungsschaltung (15, 16) angeschlossen ist und einen Kondensator (18) aufweist, dadurch gekennzeichnet, daß die parallel angeschlossene Schaltung ferner einen Feldeffekttransistor (57) aufweist, der parallel zu dem Kondensator (18) angeschlossen und dazu ausgelegt ist, sich selbst einzuschalten, wenn das Signal (11) das Hochgeschwindigkeits-Schaltelement (14) ausschaltet.
Wechselrichter nach einem der vorstehenden Ansprüche, wobei die konstante Spannungsbegrenzungsschaltung (15, 16) eine Konstantspannungsdiode aufweist, deren Anode auf der Seite der parallel angeschlossenen Schaltung angeordnet ist, und deren Kathode auf der Seite des ersten Anschlusses (DD) angeordnet ist.
Wechselrichter nach einem der vorstehenden Ansprüche, wobei die konstante Spannungsbegrenzungsschaltung (15, 16) einen bipolaren Transistor (QN), wenigstens eine Zener-Diode (ZD) und zwei Widerstände (R1, R2) aufweist.
Wechselrichter nach Anspruch 1, gebildet durch eine als Wechselrichtereinheit (1900) betriebenes Halbleiterbauelement mit einem zusätzlichen Anschluß (P4), der zwischen der rückwärts sperrenden Diode (1904) und der konstanten Spannungsbegrenzungsschaltung (1902, 1903) angeordnet ist, wobei die parallel angeschlossene Schaltung durch Anschließen eines externen Kondensators zwischen dem Ein-Aus-Steueranschluß (P3) und dem zusätzlichen Anschluß (P4) gebildet ist.