JP2957407B2 - ３レベルインバータ装置 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】この発明は、クランプ形スナバ回
路を有してなる３レベルインバータ装置に関する。

【０００２】

【従来の技術】図９は、例えば電気学会半導体電力変換
方式調査専門委員会編「半導体電力変換回路」第３章
３．４項スナバ回路（３６ページ）に示されている電圧
クランプ型スナバ回路を含む従来のインバータ装置（直
流−交流変換装置）を示す接続図である。図において、
１は直流電圧源としての入力コンデンサである。このコ
ンデンサ１の正側端および負側端の間にはスイッチング
素子を構成するｎｐｎ形トランジスタ２および３の直列
回路が接続される。そして、トランジスタ２および３の
接続点Ｐより交流出力端子４が導出される。

【０００３】また、トランジスタ２と並列に電圧クラン
プ型スナバ回路を構成するコンデンサ５およびダイオー
ド６の直列回路が接続される。そして、コンデンサ５お
よびダイオード６の接続点は放電用の抵抗器７を介して
コンデンサ１の負側端に接続される。また、トランジス
タ３と並列に電圧クランプ型スナバ回路を構成するダイ
オード８およびコンデンサ９の直列回路が接続される。
そして、ダイオード８およびコンデンサ９の接続点は放
電用の抵抗器１０を介してコンデンサ１の正側端に接続
される。

【０００４】次に動作について説明する。トランジスタ
２および３が交互にオン状態とされることで、出力端子
４に交流電圧が得られる。すなわち、トランジスタ２が
オンのときは、出力端子４の電位は略コンデンサ１の正
側端の電位と等しくなり、一方トランジスタ３がオンの
ときは出力端子４の電位は略コンデンサ１の負側端の電
位と等しくなり、出力端子４に交流電圧が発生する。

【０００５】トランジスタ２のオン状態からトランジス
タ３のオン状態への移行時にはトランジスタ２をターン
オフさせる。このターンオフ動作でトランジスタ２を流
れる電流が急激に遮断されるため、回路の配線インダク
タンス等によるサージ電圧が発生する。このとき、コン
デンサ５およびダイオード６の直列回路に主回路電流が
移行し、サージ電圧がコンデンサ５にコンデンサエネル
ギーとして吸収されるため、トランジスタ２にかかる電
圧のピーク値が抑制される。そして、コンデンサ５の電
荷は抵抗器７を介して放電されるため、コンデンサ５の
両端電圧は常にコンデンサ１の両端電圧（電源電圧）に
クランプ（固定）される。

【０００６】トランジスタ３のオン状態からトランジス
タ２のオン状態への移行時についても同様であり、ダイ
オード８およびコンデンサ９の直列回路に主回路電流が
移行し、サージ電圧がコンデンサ９にコンデンサエネル
ギーとして吸収されるため、トランジスタ３にかかる電
圧のピーク値が抑制される。また、コンデンサ９の電荷
は抵抗器１０を介して放電されるため、コンデンサ８の
両端電圧は常にコンデンサ１の両端電圧にクランプ（固
定）される。

【０００７】このように図９の例のインバータ装置で
は、スナバ回路のコンデンサ５，９の両端電圧がコンデ
ンサ１の両端電圧、従って直流電圧源の正負間電圧にク
ランプされるため、抵抗器７，１０による損失がターン
オフ時のコンデンサ５，９の両端電圧の上昇分だけとな
り、変換周波数が上がっても抵抗器７，１０の損失が少
ないというメリットがある。

【０００８】

【発明が解決しようとする課題】従来のインバータ装置
は以上のように構成され、そこで使用されている電圧ク
ランプ型スナバ回路が、コンデンサ５，９の両端電圧が
直流電圧源の正電位側および負電位側間電圧にクランプ
されるので、直流電圧源の正電位側および負電位側間電
圧とスイッチング素子のターンオフ時の印加電圧とが等
しいブリッジ形インバータ装置には使用することができ
るが、スイッチング素子の両端電圧が定まらない、つま
り直流電圧源の正電位側および負電位側間に接続される
スイッチング素子の数に応じてその両端電圧が変化する
いわゆる３レベルインバータ装置には使用することがで
きないという問題点があった。

【０００９】また、上述した電圧クランプ型スナバ回路
の代わりに、図示せずもスイッチング素子をオン、オフ
させてコンデンサを完全に充電し、そして完全に放電さ
せる動作を繰り返すいわゆる全放電型スナバ回路を用い
ると、斯かる３レベルインバータ装置にも対処できる
が、この全放電型スナバ回路場合、このコンデンサを完
全に放電させることによってスイッチング素子のスイッ
チング周波数が高い場合は１／２・ＣＶ²・ｆ（Ｃはコ
ンデンサの容量、Ｖはコンデンサの端子電圧、ｆはスイ
ッチング周波数）で表されるエネルギーが非常に大きく
なり、スナバ回路で発生する損失が大きくなり、スイッ
チング周波数を高くできないという問題点があった。

【００１０】この発明はこのような問題点を解決するた
めになされたもので、電圧クランプ形スナバ回路を適用
でき、しかもスイッチング周波数を高く取った場合でも
スナバ回路の発生損失を小さく抑制できる３レベルイン
バータ装置を提供することを目的とする。

【００１１】

【００１２】

【課題を解決するための手段】請求項１の発明に係る３
レベルインバータ装置は、直流電圧源の正電位側と負電
位側との間に第１〜第４のスイッチング素子の直列回路
を接続し、第２および第３のスイッチング素子の接続点
より交流出力端子を導出し、第１および第２のスイッチ
ング素子の接続点と直流電圧源の中間電位点との間に第
１の結合ダイオードを接続し、第３および第４のスイッ
チング素子の接続点と直流電圧源の中間電位点との間に
第２の結合ダイオードを接続し、第２のスイッチング素
子と並列にスナバ回路を構成するコンデンサおよびダイ
オードの直列回路を接続すると共に、これらコンデンサ
およびダイオードの接続点を放電用抵抗器および充電阻
止用素子の直列回路を介して直流電圧源の負電位側に接
続し、第３のスイッチング素子と並列にスナバ回路を構
成するダイオードおよびコンデンサの直列回路を接続す
ると共に、これらダイオードおよびコンデンサの接続点
を放電用抵抗器および充電阻止用素子の直列回路を介し
て直流電圧源の正電位側に接続するものである。

【００１３】請求項２の発明に係る３レベルインバータ
装置は、直流電圧源の正電位側と負電位側との間に第１
〜第４のスイッチング素子の直列回路を接続し、第２お
よび第３のスイッチング素子の接続点より交流出力端子
を導出し、第１および第２のスイッチング素子の接続点
と直流電圧源の中間電位点との間に第１の結合ダイオー
ドを接続し、第３および第４のスイッチング素子の接続
点と直流電圧源の中間電位点との間に第２の結合ダイオ
ードを接続し、第１のスイッチング素子および第４のス
イッチング素子と並列にそれぞれスナバ回路を構成する
コンデンサおよびダイオードの直列回路を接続すると共
に、これらコンデンサおよびダイオードの接続点をそれ
ぞれ放電用抵抗器を介して直流電圧源の中間電位点に接
続し、第２および第３のスイッチング素子とそれぞれ並
列にスナバ回路を構成するコンデンサおよびダイオード
の直列回路を接続すると共に、これらコンデンサおよび
ダイオードの接続点をそれぞれ放電用抵抗器および充電
阻止用素子の直列回路を介して直流電圧源の負電位側お
よび正電位側にそれぞれ接続するものである。

【００１４】請求項３の発明に係る３レベルインバータ
装置は、請求項１または２の発明において、第１の結合
ダイオードと並列にスナバ回路を構成するダイオードお
よびコンデンサの直列回路を接続すると共に、これらダ
イオードおよびコンデンサの接続点を放電用抵抗器を介
して直流電圧源の正電位側に接続するかまたは第２の結
合ダイオードと並列にスナバ回路を構成するコンデンサ
およびダイオードの直列回路を接続すると共に、これら
コンデンサおよびダイオードの接続点を放電用抵抗器を
介して上記直流電圧源の負電位側に接続するかの少なく
とも一方を施すものである。

【００１５】請求項４の発明に係る３レベルインバータ
装置は、直流電圧源の正電位側と負電位側との間に第１
〜第４のスイッチング素子の直列回路を接続し、上記第
２および第３のスイッチング素子の接続点より交流出力
端子を導出し、上記第１および第２のスイッチング素子
の接続点と上記直流電圧源の中間電位点との間に第１の
結合ダイオードを接続し、上記第３および第４のスイッ
チング素子の接続点と上記直流電圧源の中間電位点との
間に第２の結合ダイオードを接続し、上記第１の結合ダ
イオードと並列にスナバ回路を構成するダイオードおよ
びコンデンサの直列回路を直接接続すると共に、これら
ダイオードおよびコンデンサの接続点を放電用抵抗器を
介して上記直流電圧源の正電位側に接続するかまたは上
記第２の結合ダイオードと並列にスナバ回路を構成する
コンデンサおよびダイオードの直列回路を直接接続する
と共に、これらコンデンサおよびダイオードの接続点を
放電用抵抗器を介して上記直流電圧源の負電位側に接続
するかの少なくとも一方を施すものである。

【００１６】

【００１７】

【作用】請求項１の発明においては、各々のスイッチン
グ素子のターンオフ時の印加電圧は直流電圧源の正負間
電圧の半分となる。そのため、動作上対称関係にある第
２および第３のスイッチング素子に対してコンデンサの
両端電圧が直流電圧源の正負間電圧の半分にクランプさ
れる電圧クランプ形スナバ回路を適用でき、第２および
第３のスイッチング素子にかかるサージ電圧のピーク値
を低く抑えることが可能となる。また、スナバ回路を構
成するコンデンサの充電ルートに充電阻止用素子を設け
たため、このコンデンサの両端電圧が直流電圧源の正負
間電圧まで充電されることはない。また、電圧クランプ
形スナバ回路を適用できるため、変換周波数を高くとっ
た場合でも放電用抵抗器で発生するスナバ回路の発生損
失を少なくでき、装置の小型軽量化、また高効率化を図
ることが可能となる。また、各々のスイッチング素子の
ターンオフ時の印加電圧は直流電圧源の正負間電圧の半
分となり、その耐圧レベルを直流電圧源の正負間電圧の
半分として構成することが可能となる。

【００１８】請求項２の発明においては、各々のスイッ
チング素子のターンオフ時の印加電圧は直流電圧源の正
負間電圧の半分となる。そのため、各スイッチング素子
に対してコンデンサの両端電圧が直流電圧源の正負間電
圧の半分にクランプされる電圧クランプ形スナバ回路を
適用でき、各スイッチング素子にかかるサージ電圧のピ
ーク値を低く抑えることが可能となる。また、第２およ
び第４のスイッチング素子に対するスナバ回路を構成す
るコンデンサの充電ルートに充電阻止用素子を設けたた
め、このコンデンサの両端電圧が直流電圧源の正負間電
圧まで充電されることはない。また、電圧クランプ形ス
ナバ回路を適用できるため、変換周波数を高くとった場
合でも放電用抵抗器で発生するスナバ回路の発生損失を
少なくでき、装置の小型軽量化、また高効率化を図るこ
とが可能となる。また、各々のスイッチング素子のター
ンオフ時の印加電圧は直流電圧源の正負間電圧の半分と
なり、その耐圧レベルを直流電圧源の正負間電圧の半分
として構成することが可能となる。さらに、第１および
第２の結合ダイオードに対してコンデンサの両端電圧が
直流電圧源の正負間電圧の半分にクランプされる電圧ク
ランプ形スナバ回路を適用でき、第１および第２の結合
ダイオードの逆回復の逆電流による配線エネルギーを吸
収でき、これら第１および第２の結合ダイオードにかか
るサージ電圧のピーク値を低く抑えることが可能とな
る。

【００１９】請求項３の発明においては、請求項１また
は２の発明において、第１または第２の少なくとも一方
の結合ダイオードに対してコンデンサの両端電圧が直流
電圧源の正負間電圧の半分にクランプされる電圧クラン
プ形スナバ回路を適用でき、第１または第２の結合ダイ
オードの逆回復の逆電流による配線エネルギーを吸収で
き、これらの第１または第２の結合ダイオードにかかる
サージ電圧のピーク値を低く抑えることが可能となる。
また、電圧クランプ形スナバ回路を適用できるため、変
換周波数を高くとった場合でも放電用抵抗器で発生する
スナバ回路の発生損失を少なくでき、装置の小型軽量
化、また高効率化を図ることが可能となる。

【００２０】請求項４の発明においては、第１または第
２の少なくとも一方の結合ダイオードに対してコンデン
サの両端電圧が直流電圧源の正負間電圧の半分にクラン
プされる電圧クランプ形スナバ回路を適用でき、第１ま
たは第２の結合ダイオードの逆回復の逆電流による配線
エネルギーを吸収でき、これらの第１または第２の結合
ダイオードにかかるサージ電圧のピーク値を低く抑える
ことが可能となる。また、電圧クランプ形スナバ回路を
適用できるため、変換周波数を高くとった場合でも放電
用抵抗器で発生するスナバ回路の発生損失を少なくで
き、装置の小型軽量化、また高効率化を図ることが可能
となる。

【００２１】

【実施例】

実施例１．図１は、この発明に係る３レベルインバータ
装置の一実施例を示す接続図である。図において、１１
および１２は直流電源としての入力コンデンサである。
コンデンサ１１の負側端をコンデンサ１２の正側端に接
続し、これらコンデンサ１１および１２を直列に接続す
る。

【００２２】コンデンサ１１の正側端およびコンデンサ
１２の負側端との間には、第１〜第４のスイッチング素
子を構成するｎｐｎ形トランジスタ１３〜１６の直列回
路を接続する。これらトランジスタ１３〜１６にはそれ
ぞれフリーホイーリングダイオード１７〜２０を逆並列
に接続する。そして、トランジスタ１４および１５の接
続点Ｐ２より交流出力端子２１を導出する。

【００２３】また、トランジスタ１３および１４の接続
点Ｐ１を第１の結合ダイオードとしてのダイオード２２
のカソード・アノードを介してコンデンサ１１および１
２の接続点（中間電位点）Ｐ４に接続すると共に、トラ
ンジスタ１５および１６の接続点Ｐ３を第２の結合ダイ
オードとしてのダイオード２３のアナード・カソードを
介して接続点Ｐ４に接続する。また、トランジスタ１３
と並列に電圧クランプ型スナバ回路を構成するコンデン
サ２４およびダイオード２５の直列回路を接続し、これ
らコンデンサ２４およびダイオード２５の接続点を放電
用の抵抗器２６を介して接続点Ｐ４に接続する。

【００２４】次に動作について説明する。モード１では
トランジスタ１３，１４がオン状態、トランジスタ１
５，１６がオフ状態となり、例えば単相の交流出力動作
を考えると、このとき、電流がコンデンサ１１の正側端
からトランジスタ１３，１４を通って出力端子２１に流
れ、さらに、負荷側を通ってコンデンサ１１の負側端が
接続された接続点Ｐ４に戻り、出力端子２１に所定の交
流電圧が得られる。

【００２５】また、モード２ではトランジスタ１４，１
５がオン状態、トランジスタ１３，１６がオフ状態とな
り、負荷電流がコンデンサ１２の正側端からダイオード
２２，トランジスタ１４を通って出力端子２１に流れ、
さらに、負荷側を通ってコンデンサ１１の負側端が接続
された接続点Ｐ４に戻り、出力端子２１に所定の交流電
圧が得られる。

【００２６】また、モード３ではトランジスタ１５，１
６がオン状態、トランジスタ１３，１４がオフ状態とな
り、負荷側の力率が１であれば、負荷電流が負荷側より
出力端子２１を介してトランジスタ１５，１６を通り、
さらに、コンデンサ１２を通って接続点Ｐ４に流れ、そ
して、負荷側に戻り、出力端子２１に所定の交流電圧が
得られる。

【００２７】さらに、モード４ではトランジスタ１４，
１５がオン状態、トランジスタ１３，１６がオフ状態と
なり、負荷側の力率が１であれば、負荷電流が負荷側よ
り出力端子２１を介してトランジスタ１５，ダイオード
２３を通り、さらに、接続点Ｐ４、コンデンサ１２を通
って流れ、そして、負荷側に戻り、出力端子２１に所定
の交流電圧が得られる。

【００２８】ここで、例えば、モード１のときのみオン
となるトランジスタ１３のターンオフ時には、トランジ
スタ１３を流れる負荷電流が急激に遮断されるため、回
路の配線インダクタンス等の蓄積エネルギーによってト
ランジスタ１３のコレクタ・エミッタ間に大きなサージ
電圧が発生する。また、フリーホイーリングダイオード
１７の逆回復による逆電流の遮断動作に応じて回路の配
線のインダクタンス等の蓄積エネルギーによってトラン
ジスタ１３のコレクタ・エミッタ間に大きなサージ電圧
が発生する。

【００２９】しかし、本実施例においては、コンデンサ
２４およびダイオード２５の直列回路に負荷電流である
主回路電流が移行され、サージ電圧がコンデンサ２４に
コンデンサエネルギーとして吸収されるため、トランジ
スタ１３にかかる電圧のピーク値が抑制される。この場
合、コンデンサ２４に直列接続されているダイオード２
５は、コンデンサ２４を充電するときのみ導通し、トラ
ンジスタ１３のオン状態でのコンデンサ２４の放電を阻
止している。

【００３０】そのため、トランジスタ１３のターンオフ
時の電圧上昇によるコンデンサ２４の電圧上昇を次のト
ランジスタ１３のターンオフ時までの間に放電させる必
要があるが、本例においては抵抗器２６を介して放電さ
れ、コンデンサ２４の両端電圧はコンデンサ１１の両端
電圧にクランプ（固定）される。

【００３１】従って、本実施例では、トランジスタ１３
のターンオフ時の印加電圧はコンデンサ１１の両端電圧
にターンオフ時の電圧上昇分を加算した値であるとし
て、トランジスタ１３の耐電圧を考慮すればよい。

【００３２】また、本実施例のスナバ回路では、コンデ
ンサ２４の両端電圧が常にコンデンサ１１の両端電圧に
クランプされるため、抵抗器２６で消費するエネルギー
はターンオフ時のコンデンサ２４の電圧上昇分だけでよ
く、変換周波数を高くしても損失が少なく、装置を小型
軽量化および高効率化を図ることができる。

【００３３】実施例２．図２は、この発明に係る３レベ
ルインバータ装置の他の実施例を示す接続図である。本
実施例は、モード３のときのみオンとなり負荷電流が流
れ、かつトランジスタ１３と動作上対称関係にあるトラ
ンジスタ１６のターンオフ時等に発生するサージ電圧の
ピーク値を抑制するものである。この図２において、図
１と対応する部分には同一符号を付し、その詳細説明は
省略する。図において、トランジスタ１６と並列にスナ
バ回路を構成するダイオード３１およびコンデンサ３２
の直列回路を接続し、これらダイオード３１およびコン
デンサ３２の接続点を放電用の抵抗器３３を介して接続
点Ｐ４に接続する。本実施例は以上のように構成し、そ
の他は図１の例と同様に構成する。

【００３４】ここで、各モードにおけるトランジスタ１
３〜１６の動作、およびスナバ回路の動作は、図１の例
の回路と同様に動作し、トランジスタ１５，１６がオン
状態、トランジスタ１３，１４がオフ状態であるモード
３においてトランジスタ１６のターンオフ時等にそのコ
レクタ・エミッタ間に発生するサージ電圧のピーク値が
抑制される。この場合、コンデンサ３２の電圧上昇は抵
抗器３３を介して放電されるため、このコンデンサ３２
の両端電圧はコンデンサ１２の両端電圧にクランプ（固
定）されることになる。

【００３５】従って、本実施例では、トランジスタ１６
のターンオフ時の印加電圧はコンデンサ１２の両端電圧
にターンオフ時の電圧上昇分を加算した値であるとし
て、トランジスタ１６の耐電圧を考慮すればよい。

【００３６】また、本実施例のスナバ回路では、コンデ
ンサ３２の両端電圧が常にコンデンサ１２の両端電圧に
クランプされるため、抵抗器３３で消費するエネルギー
はターンオフ時のコンデンサ３２の電圧上昇分だけでよ
く、変換周波数を高くしても損失が少なく、装置を小型
軽量化および高効率化を図ることができる。

【００３７】実施例３．図３は、この発明に係る３レベ
ルインバータ装置のまた他の実施例を示す接続図であ
る。本実施例は、モード１、２および４のときにオンと
なるトランジスタ１４の動作モードのうち、実際に負荷
電流が流れるモード１および２におけるトランジスタ１
４のターンオフ時等に発生するサージ電圧のピーク値を
抑制するものである。この図３において、図１と対応す
る部分には同一符号を付し、その詳細説明は省略する。

【００３８】図において、トランジスタ１４と並列にス
ナバ回路を構成するコンデンサ３５およびダイオード３
６の直列回路を接続し、これらコンデンサ３５およびダ
イオード３６の接続点を放電用の抵抗器３７および充電
阻止用素子としてのダイオード３８のカソード・アノー
ドの直列回路を介してコンデンサ１２の負側端に接続す
る。本例は以上のように構成し、その他は図１の例と同
様に構成する。ここで、各モードにおけるトランジスタ
１３〜１６の動作、およびスナバ回路の動作は、図１の
例の回路と同様に動作し、実際に負荷電流が流れるモー
ド１および２におけるトランジスタ１４のターンオフ時
にそのコレクタ・エミッタ間に発生するサージ電圧のピ
ーク値を抑制することができる。

【００３９】ところで、トランジスタ１３がオン状態に
あるとき（モード１のとき）、図示の矢印ａで示すルー
トでコンデンサ３５を充電する電流が流れ、コンデンサ
３５の両端電圧をコンデンサ１１および１２で構成され
る直流電圧源の正負間電圧まで充電しようとするが、ダ
イオード３８によって上述した充電電流が阻止される。
そのため、コンデンサ３５の両端電圧は、トランジスタ
１３がオン状態にあるときはコンデンサ１１の両端電圧
にクランプされ、一方、トランジスタ１３がオフ状態に
あるとき（モード２，３，４のとき）は、コンデンサ１
２の両端電圧にクランプされる。

【００４０】そして、この場合、コンデンサ３５に蓄積
された電荷は、トランジスタ１３と１４がオン状態，ト
ランジスタ１５と１６がオフ状態となるモード１および
トランジスタ１５と１６がオン状態，トランジスタ１３
と１４がオフ状態となるモード３の場合には、ダイオー
ド３８により放電できないが、トランジスタ１４と１５
がオン状態、トランジスタ１３と１６がオフ状態となる
モード２およびモード４においては、コンデンサ３５に
蓄積された電荷は、コンデンサ３５→トランジスタ１４
→トランジスタ１５→ダイオード２３→コンデンサ１２
→ダイオード３８→抵抗器３７→コンデンサ３５の経路
で放電することができる。

【００４１】従って、本実施例では、トランジスタ１４
のターンオフ時の印加電圧はコンデンサ１２の両端電圧
にターンオフ時の電圧上昇分を加算した値であるとし
て、トランジスタ１４の耐電圧を考慮すればよい。

【００４２】また、本実施例のスナバ回路では、コンデ
ンサ３５の両端電圧がモード１ではコンデンサ１１の両
端電圧にクランプされるも、モード２〜４ではいずれも
コンデンサ１２の両端電圧にクランプされるため、抵抗
器３７で消費するエネルギーはターンオフ時のコンデン
サ３５の電圧上昇分だけでよく、変換周波数を高くして
も損失が少なく、装置を小型軽量化および高効率化を図
ることができる。

【００４３】実施例４．図４は、この発明に係る３レベ
ルインバータ装置のまた他の実施例を示す接続図であ
る。本実施例は、モード２〜４のときにオンとなるトラ
ンジスタ１５の動作モードのうち、実際に負荷電流が流
れるモード３および４におけるトランジスタ１５のター
ンオフ時等に発生するサージ電圧のピーク値を抑制する
ものである。なお、このトランジスタ１５は動作上トラ
ンジスタ１４と対称関係をなすものである。この図４に
おいて、図１と対応する部分には同一符号を付し、その
詳細説明は省略する。

【００４４】図において、トランジスタ１５と並列にス
ナバ回路を構成するダイオード４１およびコンデンサ４
２の直列回路を接続し、これらダイオード４１およびコ
ンデンサ４２の接続点を放電用の抵抗器４３および充電
阻止用素子としてののダイオード４４のアノード．カソ
ードの直列回路を介してコンデンサ１１の正側端に接続
する。本実施例は以上のように構成し、その他は図１の
例と同様に構成する。ここで、各モードにおけるトラン
ジスタ１３〜１６の動作、およびスナバ回路の動作は、
図１の例の回路と同様に動作し、実際に負荷電流が流れ
るモード３および４におけるトランジスタ１５のターン
オフ時等にそのコレクタ・エミッタ間に発生するサージ
電圧のピーク値を抑制することができる。

【００４５】ところで、トランジスタ１６がオン状態に
あるとき（モード３のとき）、図示の矢印ｂで示すルー
トでコンデンサ４２を充電する電流が流れ、コンデンサ
４２の両端電圧をコンデンサ１１および１２で構成され
る直流電圧源の正負間電圧まで充電しようとするが、ダ
イオード４４によって上述した充電電流が阻止される。
そのため、コンデンサ４２の両端電圧は、トランジスタ
１６がオン状態にあるときはコンデンサ１２の両端電圧
にクランプされ、一方、トランジスタ１６がオフ状態に
あるとき（モード１，２，４のとき）は、コンデンサ１
１の両端電圧にクランプされる。

【００４６】そして、この場合、コンデンサ４１に蓄積
された電荷は、トランジスタ１３と１４がオン状態，ト
ランジスタ１５と１６がオフ状態となるモード１および
トランジスタ１５と１６がオン状態，トランジスタ１３
と１４がオフ状態となるモード３の場合には、ダイオー
ド４４により放電できないが、トランジスタ１４と１５
がオン状態、トランジスタ１３と１６がオフ状態となる
モード２およびモード４においては、コンデンサ４２に
蓄積された電荷は、コンデンサ４２→抵抗器４３→ダイ
オード４４→コンデンサ１１→ダイオード２２→トラン
ジスタ１４→トランジスタ１５→コンデンサ４２の経路
で放電することができる。

【００４７】従って、本実施例では、トランジスタ１５
のターンオフ時の印加電圧はコンデンサ１２の両端電圧
にターンオフ時の電圧上昇分を加算した値であるとし
て、トランジスタ１５の耐電圧を考慮すればよい。

【００４８】また、本実施例のスナバ回路では、コンデ
ンサ４２の両端電圧がモード３ではコンデンサ１２の両
端電圧にクランプされるも、モード１、２および４では
いずれもコンデンサ１１の両端電圧にクランプされるた
め、抵抗器４３で消費するエネルギーはターンオフ時の
コンデンサ４２の電圧上昇分だけでよく、変換周波数を
高くしても損失が少なく、装置を小型軽量化および高効
率化を図ることができる。

【００４９】実施例５．図５は、この発明に係る３レベ
ルインバータ装置のまた他の実施例を示す接続図であ
る。本実施例は、実施例３と同様にモード１、２および
４のときにオンとなるトランジスタ１４の動作モードの
うち、実際に負荷電流が流れるモード１および２におけ
るトランジスタ１４のターンオフ時等に発生するサージ
電圧のピーク値を抑制するものである。この図５におい
て、図３と対応する部分には同一符号を付し、その詳細
説明は省略する。

【００５０】本実施例においては、図３の例における充
電阻止用のダイオード３８の代わりに、例えばｎｐｎ形
トランジスタ３９ａとこれに逆並列に接続されたダイオ
ード３９ｂからなる充電阻止用素子としてのスイッチン
グ素子３９を用いる。トランジスタ３９は、トランジス
タ１５と１６がオン状態になるモード３のときのみオン
状態となるように制御する。本実施例は以上のように構
成し、その他は図３の例と同様に構成する。ここで、各
モードにおけるトランジスタ１３〜１６の動作、および
スナバ回路の動作は、図１の例の回路と同様に動作し、
実際に負荷電流が流れるモード１および２におけるトラ
ンジスタ１４のターンオフ時等にそのコレクタ・エミッ
タ間に発生するサージ電圧のピーク値を抑制することが
できる。

【００５１】ところで、トランジスタ１３がオン状態に
あるとき（モード１のとき）、図示の矢印ｃで示すルー
トでコンデンサ３５を充電する電流が流れ、コンデンサ
３５の両端電圧をコンデンサ１１および１２で構成され
る直流電圧源の正負間電圧まで充電しようとするが、ダ
イオード３９ｂによって上述した充電電流が阻止され
る。そのため、コンデンサ３５の両端電圧は、トランジ
スタ１３がオン状態にあるときはコンデンサ１１の両端
電圧にクランプされ、一方、トランジスタ１３がオフ状
態にあるとき（モード２，３，４のとき）は、コンデン
サ１２の両端電圧にクランプされる。

【００５２】そして、この場合、コンデンサ３５に蓄積
された電荷は、トランジスタ１３と１４がオン状態，ト
ランジスタ１５と１６がオフ状態となるモード１の場合
には、ダイオード３９ｂにより放電できないが、トラン
ジスタ１４と１５がオン状態、トランジスタ１３と１６
がオフ状態となるモード２においては、コンデンサ３５
に蓄積された電荷は、コンデンサ３５→トランジスタ１
４→トランジスタ１５→ダイオード２３→コンデンサ１
２→ダイオード３９ｂ→抵抗器３７→コンデンサ３５の
経路で放電することができ、また、トランジスタ１５と
１６がオン状態、トランジスタ１３と１４がオフ状態と
なるモード３においては、トランジスタ３９ａもオン状
態になるので、コンデンサ３５に蓄積された電荷は、コ
ンデンサ３５→抵抗器３７→トランジスタ３９ａ→コン
デンサ１２→ダイオード２２→コンデンサ３５の経路で
放電することができる。

【００５３】従って、本実施例では、トランジスタ１４
のターンオフ時の印加電圧はコンデンサ１２の両端電圧
にターンオフ時の電圧上昇分を加算した値であるとし
て、トランジスタ１４の耐電圧を考慮すればよい。

【００５４】また、本実施例のスナバ回路では、コンデ
ンサ３５の両端電圧がモード１ではコンデンサ１１の両
端電圧にクランプされるも、モード２〜４ではいずれも
コンデンサ１２の両端電圧にクランプされるため、抵抗
器３７で消費するエネルギーはターンオフ時のコンデン
サ３５の電圧上昇分だけでよく、変換周波数を高くして
も損失が少なく、装置を小型軽量化および高効率化を図
ることができる。さらに、本実施例では、コンデンサ３
５の放電区間がモード２およびモード４に加えて、トラ
ンジスタ３９ａのオン動作によってモード３でも放電可
能となるため、実施例３に比して例えば放電時定数等の
設計上の許容範囲が広くなる。

【００５５】実施例６．図６は、この発明に係る３レベ
ルインバータ装置のまた他の実施例を示す接続図であ
る。本実施例は、また実施例３と同様にモード１、２お
よび４のときにオンとなるトランジスタ１４の動作モー
ドのうち、実際に負荷電流が流れるモード１および２に
おけるトランジスタ１４のターンオフ時等に発生するサ
ージ電圧のピーク値を抑制するものである。この図６に
おいて、図５と対応する部分には同一符号を付し、その
詳細説明は省略する。

【００５６】本実施例においては、抵抗器３７およびス
イッチング素子３９の接続点を充電阻止用素子としての
スイッチング素子を構成するｎｐｎ形トランジスタ４０
を介して接続点Ｐ４に接続する。このトランジスタ４０
は、トランジスタ１３と１４がオン状態となるモード１
のときのみオン状態となるように制御する。本実施例は
以上のように構成し、その他は図５の例と同様に構成す
る。ここで、各モードにおけるトランジスタ１３〜１６
の動作、およびスナバ回路の動作は、図１の例の回路と
同様に動作し、実際に負荷電流が流れるモード１および
２におけるトランジスタ１４のターンオフ時等にそのコ
レクタ・エミッタ間に発生するサージ電圧のピーク値を
抑制することができる。

【００５７】ところで、トランジスタ１３がオン状態に
あるとき（モード１のとき）、図示の矢印ｄで示すルー
トでコンデンサ３５を充電する電流が流れ、コンデンサ
３５の両端電圧をコンデンサ１１および１２で構成され
る直流電圧源の正負間電圧まで充電しようとするが、ダ
イオード３９ｂによって上述した充電電流が阻止され
る。そのため、コンデンサ３５の両端電圧は、トランジ
スタ１３がオン状態にあるときはコンデンサ１１の両端
電圧にクランプされ、一方、トランジスタ１３がオフ状
態にあるとき（モード２，３，４のとき）は、コンデン
サ１２の両端電圧にクランプされる。

【００５８】そして、この場合、コンデンサ３５に蓄積
された電荷は、トランジスタ１３と１４がオン状態，ト
ランジスタ１５と１６がオフ状態となるモード１でかつ
トランジスタ４０がオン状態となる場合においては、コ
ンデンサ３５→抵抗器３７→トランジスタ４０→コンデ
ンサ１１→トランジスタ１３→コンデンサ３５の経路で
放電することができ、また、トランジスタ１４と１５が
オン状態、トランジスタ１３と１６がオフ状態となるモ
ード２およびモード４でかつトランジスタ４０がオフ状
態となる場合においては、コンデンサ３５に蓄積された
電荷は、コンデンサ３５→トランジスタ１４→トランジ
スタ１５→ダイオード２３→コンデンサ１２→ダイオー
ド３９ｂ→抵抗器３７→コンデンサ３５の経路で放電す
ることができ、さらに、トランジスタ１５と１６がオン
状態、トランジスタ１３と１４がオフ状態となるモード
３でかつトランジスタ４０がオフ状態となる場合におい
ては、トランジスタ３９ａがオン状態になるので、コン
デンサ３５に蓄積された電荷は、コンデンサ３５→抵抗
器３７→トランジスタ３９ａ→コンデンサ１２→ダイオ
ード２２→コンデンサ３５の経路で放電することができ
る。

【００５９】従って、本実施例では、トランジスタ１４
のターンオフ時の印加電圧はコンデンサ１２の両端電圧
にターンオフ時の電圧上昇分を加算した値であるとし
て、トランジスタ１４の耐電圧を考慮すればよい。

【００６０】また、本実施例のスナバ回路では、コンデ
ンサ３５の両端電圧がモード１ではコンデンサ１１の両
端電圧にクランプされるも、モード２〜４ではいずれも
コンデンサ１２の両端電圧にクランプされるため、抵抗
器３７で消費するエネルギーはターンオフ時のコンデン
サ３５の電圧上昇分だけでよく、変換周波数を高くして
も損失が少なく、装置を小型軽量化および高効率化を図
ることができる。さらに、本実施例では、コンデンサ３
５の放電区間がモード２〜モード４に加えて、トランジ
スタ４０のオン動作によってモード１でも、つまり全モ
ードで放電可能となるため、実施例３および５に比して
例えば放電時定数等の設計上の許容範囲がさらに広くな
ると共に、トランジスタ１３〜１４を駆動する制御信号
の最小パルス幅等にそれだけ余裕を持たせることができ
るので制御性能が向上する。

【００６１】実施例７．図７は、この発明にかかる３レ
ベルインバータ装置のまた他の実施例を示す接続図であ
る。本実施例は、モード２において負荷電流が流れる結
合ダイオード２２の逆回復による逆電流の遮断動作に応
じて発生するサージ電圧のピーク値を抑制するものであ
る。この図７において、図１と対応する部分には同一符
号を付し、その詳細説明は省略する。図において、結合
ダイオード２２と並列にスナバ回路を構成するダイオー
ド４５およびコンデンサ４６の直列回路を接続し、これ
らダイオード４５およびコンデンサ４６の接続点を放電
用の抵抗器４７を介してコンデンサ１１の正側端に接続
する。本実施例は以上のように構成し、その他は図１の
例と同様に構成する。

【００６２】ここで、各モードにおけるトランジスタ１
３〜１６の動作、およびスナバ回路の動作は、図１の例
の回路と同様に動作し、トランジスタ１４，１５がオン
状態、トランジスタ１３，１６がオフ状態であるモード
２において、結合ダイオード２２の逆回復時の逆電流に
よる配線エネルギーを吸収でき、結合ダイオード２２に
かかるサージ電圧のピーク値を低く抑えることができ
る。この場合、コンデンサ４６の電圧上昇は抵抗器４７
を介して放電されるため、このコンデンサ４６の両端電
圧はコンデンサ１１の両端電圧にクランプ（固定）され
ることになる。

【００６３】また、電圧クランプ形スナバ回路を適用で
きるため、変換周波数を高くとった場合でも放電用抵抗
器４７で発生するスナバ回路の発生損失を少なくでき、
装置の小型軽量化、また高効率化を図ることが可能とな
る。なお、本実施例におけるスナバ回路では、結合ダイ
オード２２の逆回復特性のみを考慮すればよく、図１の
例のスナバ回路と異なり、インバータ装置の主回路電流
に依らず常にコンデンサ４６の端子電圧の上昇分は一定
となる。

【００６４】実施例８．図８は、この発明に係る３レベ
ルインバータ装置のさらに他の実施例を示す接続図であ
る。本実施例は、モード４において負荷電流が流れる結
合ダイオード２３の逆回復による逆電流の遮断動作に応
じて発生するサージ電圧のピーク値を抑制するものであ
る。この図８において、図１と対応する部分には同一符
号を付し、その詳細説明は省略する。図において、結合
ダイオード２３と並列にスナバ回路を構成するコンデン
サ５１およびダイオード５２の直列回路を接続し、これ
らコンデンサ５１およびダイオード５２の接続点を放電
用の抵抗器５３を介してコンデンサ１２の負側端に接続
する。本実施例は以上のように構成し、その他は図１の
例と同様に構成する。

【００６５】ここで、各モードにおけるトランジスタ１
３〜１６の動作、およびスナバ回路の動作は、図１の例
の回路と同様に動作し、トランジスタ１４，１５がオン
状態、トランジスタ１３，１６がオフ状態であるモード
４において、結合ダイオード２３の逆回復時の逆電流に
よる配線エネルギーを吸収でき、逆電流の遮断時に結合
ダイオード２３にかかるサージ電圧のピーク値を低く抑
えることができる。この場合、コンデンサ５１の電圧上
昇は抵抗器５３を介して放電されるため、このコンデン
サ５１の両端電圧はコンデンサ１２の両端電圧にクラン
プ（固定）されることになる。

【００６６】また、電圧クランプ形スナバ回路を適用で
きるため、変換周波数を高くとった場合でも放電用抵抗
器４７で発生するスナバ回路の発生損失を少なくでき、
装置の小型軽量化、また高効率化を図ることが可能とな
る。なお、本実施例におけるスナバ回路では、結合ダイ
オード２３の逆回復特性のみを考慮すればよく、図１の
例のスナバ回路と異なり、インバータ装置の主回路電流
に依らず常にコンデンサ５１の端子電圧の上昇分は一定
となる。

【００６７】実施例９．なお、図５および図６の例は上
記図３の例に対応したものであるが、図示せずも上記図
４の例に対応するものも同様に構成でき、同様の効果を
奏する。

【００６８】実施例１０．また、図７および図８におけ
るダイオード２２，２３に電圧クランプ型スナバ回路を
付加した構成の少なくとも一方を上記図１〜図６の回路
に適用してもよく、これらと同様の効果を奏する。

【００６９】実施例１１．また、図示せずも、図１〜図
４、図７および図８の例を全て組み合わせた、つまり、
トランジスタ１３，１６，１４，１５およびダイオード
２２，２３の全てに電圧クランプ型スナバ回路を付加し
た構成としてもよく、この場合、上述したこれらの実施
例が持つ効果を全て包含することになる。

【００７０】

【００７１】

【００７２】

【発明の効果】請求項１の発明によれば、直流電圧源の
正電位側と負電位側との間に第１〜第４のスイッチング
素子の直列回路を接続し、第２および第３のスイッチン
グ素子の接続点より交流出力端子を導出し、第１および
第２のスイッチング素子の接続点と直流電圧源の中間電
位点との間に第１の結合ダイオードを接続し、第３およ
び第４のスイッチング素子の接続点と直流電圧源の中間
電位点との間に第２の結合ダイオードを接続し、第２の
スイッチング素子と並列にスナバ回路を構成するコンデ
ンサおよびダイオードの直列回路を接続すると共に、こ
れらコンデンサおよびダイオードの接続点を放電用抵抗
器および充電阻止用素子の直列回路を介して直流電圧源
の負電位側に接続し、第３のスイッチング素子と並列に
スナバ回路を構成するダイオードおよびコンデンサの直
列回路を接続すると共に、これらダイオードおよびコン
デンサの接続点を放電用抵抗器および充電阻止用素子の
直列回路を介して直流電圧源の正電位側に接続するの
で、各々のスイッチング素子のターンオフ時の印加電圧
は直流電圧源の正負間電圧の半分となり、第２および第
３のスイッチング素子に対してコンデンサの両端電圧が
直流電圧源の正負間電圧の半分にクランプされる電圧ク
ランプ形スナバ回路を適用でき、第２および第３のスイ
ッチング素子にかかるサージ電圧のピーク値を低く抑え
ることができるという効果がある。

【００７３】また、スナバ回路を構成するコンデンサの
充電ルートに充電素子用素子を設けたため、このコンデ
ンサの両端電圧が直流電圧源の正負間電圧まで充電され
ることはない。また、電圧クランプ形スナバ回路を適用
できるため、変換周波数を高くとった場合でも放電用抵
抗器で発生するスナバ回路の発生損失を少なくでき、ま
た、第１および第４のスイッチング素子に対する配線を
短くでき、装置の小型軽量化、高効率化を図ることがで
き、しかも、各々のスイッチング素子のターンオフ時の
印加電圧は直流電圧源の正負間電圧の半分となり、その
耐圧レベルを直流電圧源の正負間電圧の半分として構成
することができる。

【００７４】請求項２の発明によれば、直流電圧源の正
電位側と負電位側との間に第１〜第４のスイッチング素
子の直列回路を接続し、第２および第３のスイッチング
素子の接続点より交流出力端子を導出し、第１および第
２のスイッチング素子の接続点と直流電圧源の中間電位
点との間に第１の結合ダイオードを接続し、第３および
第４のスイッチング素子の接続点と直流電圧源の中間電
位点との間に第２の結合ダイオードを接続し、第１のス
イッチング素子および第４のスイッチング素子と並列に
それぞれスナバ回路を構成するコンデンサおよびダイオ
ードの直列回路を接続すると共に、これらコンデンサお
よびダイオードの接続点をそれぞれ放電用抵抗器を介し
て直流電圧源の中間電位点に接続し、第２および第３の
スイッチング素子とそれぞれ並列にスナバ回路を構成す
るコンデンサおよびダイオードの直列回路を接続すると
共に、これらコンデンサおよびダイオードの接続点をそ
れぞれ放電用抵抗器および充電阻止用素子の直列回路を
介して直流電圧源の負電位側および正電位側にそれぞれ
接続するので、各々のスイッチング素子のターンオフ時
の印加電圧は直流電圧源の正負間電圧の半分となり、第
１〜第４のスイッチング素子に対してコンデンサの両端
電圧が直流電圧源の正負間電圧の半分にクランプされる
電圧クランプ形スナバ回路を適用でき、第１〜第４のの
スイッチング素子にかかるサージ電圧のピーク値を低く
抑えることができるという効果がある。

【００７５】また、電圧クランプ形スナバ回路を適用で
きるため、変換周波数を高くとった場合でも放電用抵抗
器で発生するスナバ回路の発生損失を少なくでき、装置
の小型軽量化、また高効率化を図ることができ、しか
も、各々のスイッチング素子のターンオフ時の印加電圧
は直流電圧源の正負間電圧の半分となり、その耐圧レベ
ルを直流電圧源の正負間電圧の半分として構成すること
ができるという効果がある。

【００７６】さらに、第２および第３のスイッチング素
子と並列にスナバ回路を構成するコンデンサの充電ルー
トに充電阻止用素子を設けたため、このコンデンサの両
端電圧が直流電圧源の正負間電圧まで充電されることは
なく、しかも第１および第２の結合ダイオードに対して
コンデンサの両端電圧が直流電圧源の正負間電圧の半分
にクランプされる電圧クランプ形スナバ回路を適用でき
るという効果がある。

【００７７】請求項３の発明によれば、請求項１または
２の発明において、第１の結合ダイオードと並列にスナ
バ回路を構成するダイオードおよびコンデンサの直列回
路を接続すると共に、これらダイオードおよびコンデン
サの接続点を放電用抵抗器を介して直流電圧源の正電位
側に接続するかまたは第２の結合ダイオードと並列にス
ナバ回路を構成するコンデンサおよびダイオードの直列
回路を接続すると共に、これらコンデンサおよびダイオ
ードの接続点を放電用抵抗器を介して上記直流電圧源の
負電位側に接続するかの少なくとも一方を施すので、請
求項１または２の発明の効果に加えて、第１または第２
の結合ダイオードに対してコンデンサの両端電圧が直流
電圧源の正負間電圧の半分にクランプされる電圧クラン
プ形スナバ回路を適用でき、第１または第２の結合ダイ
オードの逆回復の逆電流による配線エネルギーを吸収で
き、これらの第１または第２の結合ダイオードにかかる
サージ電圧のピーク値を低く抑えることができ、しか
も、電圧クランプ形スナバ回路を適用できるため、変換
周波数を高くとった場合でも放電用抵抗器で発生するス
ナバ回路の発生損失を少なくでき、装置の小型軽量化、
また高効率化を図ることができ、特に結合ダイオードの
スイッチング特性が悪い場合などには有用であるという
効果がある。

【００７８】請求項４の発明によれば、直流電圧源の正
電位側と負電位側との間に第１〜第４のスイッチング素
子の直列回路を接続し、第２および第３のスイッチング
素子の接続点より交流出力端子を導出し、第１および第
２のスイッチング素子の接続点と上記直流電圧源の中間
電位点との間に第１の結合ダイオードを接続し、第３お
よび第４のスイッチング素子の接続点と上記直流電圧源
の中間電位点との間に第２の結合ダイオードを接続し、
第１の結合ダイオードと並列にスナバ回路を構成するダ
イオードおよびコンデンサの直列回路を直接接続すると
共に、これらダイオードおよびコンデンサの接続点を放
電用抵抗器を介して直流電圧源の正電位側に接続するか
または第２の結合ダイオードと並列にスナバ回路を構成
するコンデンサおよびダイオードの直列回路を直接接続
すると共に、これらコンデンサおよびダイオードの接続
点を放電用抵抗器を介して上記直流電圧源の負電位側に
接続するかの少なくとも一方を施すので、第１または第
２の結合ダイオードに対してコンデンサの両端電圧が直
流電圧源の正負間電圧の半分にクランプされる電圧クラ
ンプ形スナバ回路を適用でき、第１または第２の結合ダ
イオードの逆回復の逆電流による配線エネルギーを吸収
でき、これらの第１または第２の結合ダイオードにかか
るサージ電圧のピーク値を低く抑えることができ、しか
も、電圧クランプ形スナバ回路を適用できるため、変換
周波数を高くとった場合でも放電用抵抗器で発生するス
ナバ回路の発生損失を少なくでき、装置の小型軽量化、
また高効率化を図ることができ、特に結合ダイオードの
スイッチング特性が悪い場合などには有用であるという
効果がある。

【図面の簡単な説明】

【図１】この発明に係る３レベルインバータ装置の第１
実施例を示す接続図である。

【図２】この発明に係る３レベルインバータ装置の第２
実施例を示す接続図である。

【図３】この発明に係る３レベルインバータ装置の第３
実施例を示す接続図である。

【図４】この発明に係る３レベルインバータ装置の第４
実施例を示す接続図である。

【図５】この発明に係る３レベルインバータ装置の第５
実施例を示す接続図である。

【図６】この発明に係る３レベルインバータ装置の第６
実施例を示す接続図である。

【図７】この発明に係る３レベルインバータ装置の第７
実施例を示す接続図である。

【図８】この発明に係る３レベルインバータ装置の第８
実施例を示す接続図である。

【図９】従来のインバータ装置の一例を示す接続図であ
る。

【符号の説明】

１１，１２ 入力コンデンサ １３〜１６ ｎｐｎ形トランジスタ １７〜２０ フリーホイーリングダイオード ２１ 交流出力端子 ２２，２３ 結合ダイオード ２４，３２，３５，４２，４６，５１ スナバ回路を構
成するコンデンサ ２５，３１，３６，４１，４５，５２ スナバ回路を構
成するダイオード ２６，３３，３７，４３，４７，５３ 放電用の抵抗器 ３８，３９ｂ，４４ 充電阻止用のダイオード ３９ 充電阻止用のスイッチング素子 ３９ａ，４０ 充電阻止用のｎｐｎ形トランジスタ

フロントページの続き (58)調査した分野(Int.Cl.⁶，ＤＢ名) H02M 7/42 - 7/98 H02M 1/00

Claims (4)

(57)【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 直流電圧源の正電位側と負電位側との間
   に第１〜第４のスイッチング素子の直列回路を接続し、 上記第２および第３のスイッチング素子の接続点より交
   流出力端子を導出し、 上記第１および第２のスイッチング素子の接続点と上記
   直流電圧源の中間電位点との間に第１の結合ダイオード
   を接続し、 上記第３および第４のスイッチング素子の接続点と上記
   直流電圧源の中間電位点との間に第２の結合ダイオード
   を接続し、 上記第２のスイッチング素子と並列にスナバ回路を構成
   するコンデンサおよびダイオードの直列回路を接続する
   と共に、これらコンデンサおよびダイオードの接続点を
   放電用抵抗器および充電阻止用素子の直列回路を介して
   上記直流電圧源の負電位側に接続し、 上記第３のスイッチング素子と並列にスナバ回路を構成
   するダイオードおよびコンデンサの直列回路を接続する
   と共に、これらダイオードおよびコンデンサの接続点を
   放電用抵抗器および充電阻止用素子の直列回路を介して
   上記直流電圧源の正電位側に接続するようにしたことを
   特徴とする３レベルインバータ装置。
2. 【請求項２】 直流電圧源の正電位側と負電位側との間
   に第１〜第４のスイッチング素子の直列回路を接続し、 上記第２および第３のスイッチング素子の接続点より交
   流出力端子を導出し、 上記第１および第２のスイッチング素子の接続点と上記
   直流電圧源の中間電位点との間に第１の結合ダイオード
   を接続し、 上記第３および第４のスイッチング素子の接続点と上記
   直流電圧源の中間電位点との間に第２の結合ダイオード
   を接続し、 上記第１のスイッチング素子および上記第４のスイッチ
   ング素子と並列にそれぞれスナバ回路を構成するコンデ
   ンサおよびダイオードの直列回路を接続すると共に、こ
   れらコンデンサおよびダイオードの接続点をそれぞれ放
   電用抵抗器を介して上記直流電圧源の中間電位点に接続
   し、 上記第２および第３のスイッチング素子とそれぞれ並列
   にスナバ回路を構成するコンデンサおよびダイオードの
   直列回路を接続すると共に、これらコンデンサおよびダ
   イオードの接続点をそれぞれ放電用抵抗器および充電阻
   止用素子の直列回路を介して上記直流電圧源の負電位側
   および正電位側にそれぞれ接続するようにしたことを特
   徴とする３レベルインバータ装置。
3. 【請求項３】 第１の結合ダイオードと並列にスナバ回
   路を構成するダイオードおよびコンデンサの直列回路を
   接続すると共に、これらダイオードおよびコンデンサの
   接続点を放電用抵抗器を介して直流電圧源の正電位側に
   接続するかまたは第２の結合ダイオードと並列にスナバ
   回路を構成するコンデンサおよびダイオードの直列回路
   を接続すると共に、これらコンデンサおよびダイオード
   の接続点を放電用抵抗器を介して上記直流電圧源の負電
   位側に接続するかの少なくとも一方を施すようにした請
   求項１または２に記載の３レベルインバータ装置。
4. 【請求項４】 直流電圧源の正電位側と負電位側との間
   に第１〜第４のスイッチング素子の直列回路を接続し、 上記第２および第３のスイッチング素子の接続点より交
   流出力端子を導出し、 上記第１および第２のスイッチング素子の接続点と上記
   直流電圧源の中間電位点との間に第１の結合ダイオード
   を接続し、 上記第３および第４のスイッチング素子の接続点と上記
   直流電圧源の中間電位点との間に第２の結合ダイオード
   を接続し、 上記第１の結合ダイオードと並列にスナバ回路を構成す
   るダイオードおよびコンデンサの直列回路を直接接続す
   ると共に、これらダイオードおよびコンデンサの接続点
   を放電用抵抗器を介して上記直流電圧源の正電位側に接
   続するかまたは上記第２の結合ダイオードと並列にスナ
   バ回路を構成するコンデンサおよびダイオードの直列回
   路を直接接続すると共に、これらコンデンサおよびダイ
   オードの接続点を放電用抵抗器を介して上記直流電圧源
   の負電位側に接続するかの少なくとも一方を施すように
   したことを特徴とする３レベルインバータ装置。