JPH1169832A - インバータ装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】 スナバ抵抗で発生する損失を抑制して、効率
の良いインバータ装置を得る。 【解決手段】 スイッチング素子２ａと２ｂとの間の回
路インダクタンスＬ２、Ｌ３を、直流電源としての平滑
コンデンサ１の正極端子Ｐとスイッチング素子２ａとの
間の回路インダクタンスＬ１と、スイッチング素子２ｂ
と平滑コンデンサ１の負極端子Ｎとの間の回路インダク
タンスＬ４との和より大きくした。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】この発明は、自己消弧型のス
イッチング素子とスナバ回路で構成されるインバータ装
置に関するものである。

【０００２】

【従来の技術】図５は、例えば実開昭６０−１２１３３
５号公報に開示されているクランプ型スナバ回路を適用
した従来のインバータ装置を示す構成図である。図にお
いて、１はインバータ装置の直流電源である平滑コンデ
ンサ、２ａ、２ｂは直流電源１の正極端子と負極端子と
の間に直列接続された自己消弧型のスイッチング素子で
あるトランジスタ、３ａ、３ｂはトランジスタ２ａ、２
ｂにそれぞれ逆並列接続されたフリーホイールダイオー
ドである。また、４ａ、４ｂはスナバコンデンサ、５
ａ、５ｂはスナバダイオード、６ａ、６ｂはスナバ抵抗
であり、これらでクランプ型スナバ回路を構成してい
る。

【０００３】なお、実開昭６０−１２１３３５号公報で
は、フリーホイールダイオード３ａ、３ｂは省略されて
いるが、図に示すように出力端子Ｏに負荷としてリアク
トルが接続された場合には必須となる。また、実際にイ
ンバータ装置を製作した際の配線などによって生じる配
線インダクタンスＬＳは、Ｐ−Ｐ１間に存在するものと
している。

【０００４】図５に示すインバータ装置では、スナバコ
ンデンサ４ａ、４ｂの最低電圧は直流電源電圧Ｅボルト
となる。これは、スナバコンデンサ４ａ、４ｂがスナバ
抵抗６ａ、６ｂを介して常に平滑コンデンサ１に接続さ
れているためである。

【０００５】次に動作について説明する。動作の説明で
用いる電流の経路、経路番号を図６に示す。図におい
て、経路の欄に記載されている数字及び記号は、上記図
５における数字及び記号と同一のものである。

【０００６】このインバータ装置の出力端子電圧は、ト
ランジスタ２ａがオンしている場合にはＥボルトとな
り、トランジスタ２ｂがオンしている場合には零ボルト
となる。なお、以下の説明では、負荷電流は常に出力端
子Ｏから負荷側へ流れ出す方向であり、またその電流値
Ｉアンペアは一定であると仮定する。

【０００７】まず、トランジスタ２ａのターンオン動作
を説明する。この動作の初期状態では、負荷電流は経路
１を流れており、トランジスタ２ａ及び２ｂは共にオフ
している。この状態からトランジスタ２ａをターンオン
すると、負荷電流は経路１から経路２へと転流する。こ
のときの転流ループは経路３であり、転流期間中、配線
インダクタンスＬＳには直流電源電圧Ｅボルトが印加さ
れる。

【０００８】上述したように、トランジスタ２ａのター
ンオン動作時の負荷電流の転流期間中、配線インダクタ
ンスには直流電源電圧Ｅボルトが印加されるので、スナ
バコンデンサ４ａは経路４、スナバコンデンサ４ｂは経
路５にて放電される。また同時に、この期間はトランジ
スタ２ａとフリーホイールダイオード３ｂがオンしてい
るので、経路６にてスナバコンデンサ４ａが、経路７に
てスナバコンデンサ４ｂが放電される。そして、この期
間に放電されたスナバコンデンサ４ａ及び４ｂは、負荷
電流の転流が終了した後、スナバコンデンサ４ａは経路
８、スナバコンデンサ４ｂは経路９にて直流電源電圧Ｅ
ボルトに再充電される。ここで、スナバコンデンサ４ｂ
の再充電は、経路９内の配線インダクタンスＬＳとスナ
バコンデンサ４ｂの共振動作によって行われるため、ス
ナバコンデンサ４ｂはＥボルト以上に過充電される。た
だし、その過充電分は経路５にて放電され、スナバコン
デンサ４ｂの電圧はＥボルトになる。なお、スナバコン
デンサ４ａの再充電については、その経路６内のスナバ
抵抗６ａがダンピング要素として働くので共振的にはな
らない。

【０００９】なお、負荷電流が全て経路２に流れて、経
路１の電流が零アンペア、経路２の電流がＩアンペアに
なった後、スナバコンデンサ４ａ及び４ｂの電圧が共に
Ｅボルトになると、トランジスタ２ａのターンオン動作
は終了する。

【００１０】次に、トランジスタ２ａのターンオフ動作
を説明する。この動作の初期状態では、負荷電流は経路
２を流れている。この状態からトランジスタ２ａをター
ンオフすると、トランジスタ２ａのコレクタ−エミッタ
間電圧が上昇し始め、同時にフリーホイールダイオード
３ｂのカソード−アノード間電圧は下降し始める。そし
て、トランジスタ２ａのコレクタ−エミッタ間電圧がＥ
ボルト、フリーホイールダイオード３ｂのカソード−ア
ノード間電圧が零ボルトになると、負荷電流は経路１を
流れ始め、負荷電流の転流は終了する。ただし、このと
き、配線インダクタンスには、式（１）で表されるエネ
ルギーが蓄積されており、そのエネルギーは経路１０に
てスナバコンデンサ４ａに吸収される。

【００１１】

【数１】

【００１２】ここで、スナバコンデンサ４ａの静電容量
をＣＳファラッドとすると、このエネルギー吸収動作に
よって、スナバコンデンサ４ａは式（２）で示される電
圧Ｖボルトに過充電される。

【００１３】

【数２】

【００１４】そして、スナバコンデンサ４ａの過充電分
（Ｖ−Ｅ）は、経路４にて放電される。なお、スナバコ
ンデンサ４ａの電圧がＥボルトになると、トランジスタ
２ａのターンオフ動作は終了する。

【００１５】ここで、スナバコンデンサ４ａ、４ｂの過
充電電圧Ｖの許容値は、自己消弧型スイッチング素子で
あるトランジスタ２ａ、２ｂの電圧耐量によって決ま
る。また、配線インダクタンスＬＳの値と、トランジス
タ２ａ、２ｂのオフ電流最大値が決まると、上述した式
（２）から、必要なスナバコンデンサ４ａ、４ｂの静電
容量が求められる。逆に、スナバコンデンサ４ａ、４ｂ
の静電容量と、トランジスタ２ａ、２ｂのオフ電流最大
値が決まっていれば、許容される配線インダクタンスＬ
Ｓの値が求められることになる。つまり、配線インダク
タンスＬＳはトランジスタ２ａ、２ｂのターンオフ性能
に大きな影響を与える要素と言える。

【００１６】なお、図５に示す負荷電流方向であれば、
トランジスタ２ｂがターンオン、ターンオフしても状態
は変化しない。また、図５と逆方向、つまり負荷側から
出力端子Ｏに負荷電流が流れている場合の、トランジス
タ２ｂのターンオン、ターンオフ動作は、上述したトラ
ンジスタ２ａのそれと同様であるので、説明は省略す
る。

【００１７】

【発明が解決しようとする課題】クランプ型スナバ回路
におけるスナバ抵抗６ａ、６ｂの本来の役割は、トラン
ジスタ２ａ、２ｂのターンオフ時にスナバコンデンサ４
ａ、４ｂに吸収された配線インダクタンスＬＳの蓄積エ
ネルギーを消費することである。従って、図５に示すイ
ンバータ装置で発生する損失は、本来はこのエネルギー
分のみであると言える。

【００１８】実際のインバータ装置において、配線イン
ダクタンスＬＳを零ヘンリーにすることは不可能である
が、この配線インダクタンスＬＳが、図５に示すように
Ｐ−Ｐ１間に存在する場合には、上述したようにトラン
ジスタ２ａ、２ｂターンオン動作時の負荷電流の転流期
間中にスナバコンデンサ４ａ、４ｂが放電され、転流期
間終了後に再充電される。このときの放電経路である経
路４、経路５、経路６、経路７、再充電経路である経路
８にはスナバ抵抗６ａ、６ｂが存在するため、それぞれ
の経路において損失が発生する。この損失は本来余計な
ものであり、インバータ装置の電力変換効率の低下や、
スナバ抵抗６ａ、６ｂの冷却装置の大型化を招くといっ
た問題があった。

【００１９】この発明は、以上のような課題を解決する
ためになされたものであり、スナバ抵抗で発生する損失
を抑制して、効率の良いインバータ装置を得ることを目
的とする。

【００２０】

【課題を解決するための手段】この発明に係るインバー
タ装置は、直流電源と、この直流電源の正極端子と負極
端子との間に直列に接続された第１のスイッチング素子
及び第２のスイッチング素子、直流電源の負極端子と第
１のスイッチング素子との間に接続された第１のスナバ
回路、直流電源の正極端子と第２のスイッチング素子と
の間に接続された第２のスナバ回路を備えたインバータ
装置において、第１のスイッチング素子と第２のスイッ
チング素子との間のインダクタンスを、直流電源の正極
端子と第１のスイッチング素子との間のインダクタンス
と、直流電源の負極端子と第２のスイッチング素子との
間のインダクタンスとの和より大きくしたものである。

【００２１】また、第１のスイッチング素子と第２のス
イッチング素子との間のインダクタンスをヒューズで構
成するものである。

【００２２】また、中性電位端子を有する直流電源と、
この直流電源の正極端子と負極端子との間に直列接続さ
れた第１乃至第４のスイッチング素子、直流電源の中性
電位端子と第１のスイッチング素子との間に接続された
第１のスナバ回路、直流電源の負極端子と第２のスイッ
チング素子との間に接続された第２のスナバ回路、直流
電源の正極端子と第３のスイッチング素子との間に接続
された第３のスナバ回路、直流電源の中性電位端子と第
４のスイッチング素子との間に接続された第４のスナバ
回路、直流電源の中性電位端子と第２のスイッチング素
子との間に接続された第１のダイオード、直流電源の中
性電位端子と第３のスイッチング素子との間に接続され
た第２のダイオードを備えたインバータ装置において、
第１のスイッチング素子と第２のスイッチング素子との
間のインダクタンスを、直流電源の正極端子と第１のス
イッチング素子との間のインダクタンスと、直流電源の
中性電位端子と第１及び第２のダイオードとの間のイン
ダクタンスとの和より大きく、且つ第３のスイッチング
素子と第４のスイッチング素子との間のインダクタンス
を、直流電源の中性電位端子と第１及び第２のダイオー
ドとの間のインダクタンスと、直流電源の負極端子と第
４のスイッチング素子との間のインダクタンスとの和よ
り大きくしたものである。

【００２３】また、第１のスイッチング素子と第２のス
イッチング素子との間のインダクタンス及び第３のスイ
ッチング素子と第４のスイッチング素子との間のインダ
クタンスをヒューズで構成するものである。

【００２４】

【発明の実施の形態】本発明によるインバータ装置の設
計思想は、クランプ型スナバ回路を適用したインバータ
装置の回路インダクタンス（配線によるインダクタン
ス、部品としてのリアクトル、ヒューズによるインダク
タンス成分など）を、使用する自己消弧型スイッチング
素子の電圧耐量などによって決まるその許容値内で、イ
ンバータ装置回路の各部に配分するものである。

【００２５】実施の形態１．図１は、この発明の実施の
形態１によるインバータ装置を示す構成図である。図に
おいて、１はインバータ装置の直流電源である平滑コン
デンサ、２ａ、２ｂは直流電源１の正極端子と負極端子
との間に直列接続された自己消弧型のスイッチング素子
であるトランジスタ、３ａ、３ｂはトランジスタ２ａ、
２ｂにそれぞれ逆並列接続されたフリーホイールダイオ
ードである。また、４ａ、４ｂはスナバコンデンサ、５
ａ、５ｂはスナバダイオード、６ａ、６ｂはスナバ抵抗
であり、スイッチング素子２ａ、２ｂと直流電源１の正
極端子と負極端子とに接続されている。また、Ｐは直流
電源１の正極端子、Ｎは直流電源１の負極端子、Ｐ１、
Ｐ２、Ｎ１、Ｎ２、Ｏはそれぞれ回路の接続点である。
また、Ｌ１〜Ｌ４は回路インダクタンスである。

【００２６】ここで、自己消弧型スイッチング素子とし
ては、トランジスタやＧＴＯ（GateTurn Off）サイリス
タなどが挙げられるが、以下ではトランジスタを用いて
説明する。また、スナバコンデンサ４ａとスナバダイオ
ード５ａとスナバ抵抗６ａによってトランジスタ２ａ
の、スナバコンデンサ４ｂとスナバダイオード５ｂとス
ナバ抵抗６ｂによってトランジスタ２ｂのクランプ型ス
ナバ回路がそれぞれ構成されている。

【００２７】図１のインバータ装置の回路インダクタン
ス成分としては、Ｐ−Ｐ１間のＬ１、Ｐ２−Ｏ間のＬ
２、Ｏ−Ｎ２間のＬ３、Ｎ１−Ｎ間のＬ４などが挙げら
れる。この回路インダクタンス成分には、配線によるも
の、部品として接続されたリアクトルによるもの、ヒュ
ーズによるものなどがある。以下、これらを回路インダ
クタンスとして説明を行う。

【００２８】Ｐ−１−Ｎ間のインダクタンス成分、すな
わち平滑コンデンサ１の内部インダクタンスは、回路イ
ンダクタンスＬ１〜Ｌ４に比べて充分小さいものとす
る。なお、以下の説明では、この内部インダクタンスは
零ヘンリーとする。

【００２９】また、点線で囲まれた部分、つまりＰ１−
Ｐ２間、Ｎ２−Ｎ１間のインダクタンス成分は、上述し
た回路インダクタンスＬ１〜Ｌ４と比べて充分に小さい
ものとする。なお、以下の説明では、Ｐ１−Ｐ２間、Ｎ
２−Ｎ１間のインダクタンスを零ヘンリーとする。

【００３０】次に動作及び設計思想について説明する。
動作の説明で用いる電流の経路、経路番号を図２に示
す。図において、経路の欄に記載されている数字及び記
号は、上記図１における数字及び記号と同一のものであ
る。

【００３１】また、説明を簡単化するために、特に断ら
ない限りＬ１＝Ｌ４＝零ヘンリー、Ｌ２＋Ｌ３＝Ｌヘン
リーとする。また、全ての半導体素子は理想スイッチと
して扱うこととする。平滑コンデンサ１は直流電圧Ｅボ
ルトの電圧源とし、スナバコンデンサ４の静電容量はＣ
Ｓファラッドとする。

【００３２】図１に示すように、出力端子Ｏには負荷と
してリアクトルが接続されており、負荷電流は出力端子
Ｏから負荷側へと流れているとする。また、その電流値
はＩアンペアであり、これらは常に変化しないものとす
る。

【００３３】トランジスタ２ａがターンオンする直前、
負荷電流は経路１を流れており、トランジスタ２ａがタ
ーンオンすると、負荷電流は経路１から経路２へと転流
する。このときの転流ループは経路３である。負荷電流
の転流期間中、回路インダクタンスＬ１〜Ｌ４に印加さ
れる電圧の合計は直流電圧Ｅボルトであるが、ここでは
Ｌ１＝Ｌ４＝零ヘンリーであるため、Ｌ２とＬ３に印加
される電圧の合計が直流電圧Ｅボルトとなる。負荷電流
が全て経路２を流れ、経路１の電流が零アンペア、経路
２の電流がＩアンペアになると、トランジスタ２ａのタ
ーンオン動作は終了する。

【００３４】しかし、ここで、回路インダクタンスＬ１
〜Ｌ４が全て零ヘンリーでなかったとすると、負荷電流
の転流期間中においては、回路インダクタンスＬ１〜Ｌ
４に印加される電圧の合計が直流電圧Ｅボルトになる。
従って、回路インダクタンスＬ１に電圧が印加されてい
るためにスナバコンデンサ４ａが経路４にて放電され、
回路インダクタンスＬ４に電圧が印加されているために
スナバコンデンサ４ｂが経路５にて放電される。また、
回路インダクタンスＬ１、Ｌ２、Ｌ３に印加される電圧
の合計、もしくは回路インダクタンスＬ２、Ｌ３、Ｌ４
に印加される電圧の合計が共にＥボルトではないため
に、スナバコンデンサ４ａと４ｂはそれぞれ経路６と経
路７にて放電される。このように、トランジスタ２ａタ
ーンオン時の負荷電流の転流期間中には、経路４〜経路
７にてスナバコンデンサ４ａ、４ｂが放電される。そし
て、これら経路４〜経路７内におけるスナバ抵抗６ａ、
６ｂでは損失が発生する。

【００３５】以上のように、回路インダクタンスＬ１＝
Ｌ４＝零ヘンリーであれば、配線インダクタンスＬ１、
Ｌ４には電圧が印加されず、スナバコンデンサ４ａ、４
ｂは放電されない。従ってスナバ抵抗６ａ、６ｂでの損
失は発生しない。しかし、実際のインバータ装置におい
て、回路インダクタンスＬ１とＬ４を零ヘンリーにする
ことは困難である。そこで、本実施の形態のインバータ
装置では、回路インダクタンスＬ１〜Ｌ４の割合が式
（３）のように、つまり回路インダクタンスＬ１とＬ４
との和が、回路インダクタンスＬ２とＬ３との和に対し
て充分に小さくなるように構成する。 （Ｌ１＋Ｌ４）≪（Ｌ２＋Ｌ３） （３） これにより、トランジスタ２ａターンオン時の負荷電流
の転流期間中、直流電圧Ｅボルトはほとんど配線インダ
クタンスＬ２、Ｌ３に印加され、回路インダクタンスＬ
１、Ｌ４に印加される電圧を零に近くすることができ
る。そして、スナバコンデンサ４ａ、４ｂの放電動作を
抑えることができる。

【００３６】次に、トランジスタ２ａのターンオフ動作
を説明する。トランジスタ２ａのターンオフ動作の初期
状態では、負荷電流は経路２を流れている。この状態か
らトランジスタ２ａをターンオフすると、コレクタ−エ
ミッタ間電圧が上昇し始める。そして、その電圧がＥボ
ルトになると、トランジスタ２ａを流れていた負荷電流
は経路８にバイパスされ、またフリーホイールダイオー
ド３ｂがオンし、経路１に負荷電流が転流し始める。こ
のとき、スナバコンデンサ４ａには、回路インダクタン
スＬ２に蓄積されたエネルギーと、回路インダクタンス
Ｌ３に負荷電流を流すために必要なエネルギーが吸収さ
れる。結局、トランジスタ２ａのターンオフ時にスナバ
コンデンサ４ａに吸収されるエネルギーの合計は式
（４）となる。

【００３７】

【数３】

【００３８】つまり、Ｌ２＋Ｌ３＝Ｌヘンリーであれ
ば、Ｌ２＝ＬヘンリーでＬ３＝零ヘンリーの場合も、Ｌ
２＝零ヘンリーでＬ３＝Ｌヘンリーの場合も、スナバコ
ンデンサ４ａに吸収されるエネルギーは同じである。な
お、このエネルギー吸収動作によって、スナバコンデン
サ４ａは式（５）に示すようにＶ１ボルトに過充電され
る。

【００３９】

【数４】

【００４０】ただし、負荷電流がすべて経路１を流れ始
めると、この過充電分（Ｖ１−Ｅ）は経路４にて放電さ
れる。そして、スナバコンデンサ４ａの電圧がＥボルト
になると、トランジスタ２ａのターンオフ動作は終了す
る。

【００４１】ところで、実際のインバータ装置では回路
インダクタンスＬ１とＬ４は零ヘンリーではないので、
トランジスタ２ａがターンオフしたときには、回路イン
ダクタンスＬ２に蓄積したエネルギーと回路インダクタ
ンスＬ３に負荷電流を流すためのエネルギーと共に、回
路インダクタンスＬ１に蓄積したエネルギーと、回路イ
ンダクタンスＬ４に負荷電流を流すために必要なエネル
ギーも、スナバコンデンサ４ａに吸収される。今、仮に
Ｌ１＋Ｌ２＋Ｌ３＋Ｌ４＝Ｌヘンリーとし、またトラン
ジスタ２のコレクタ−エミッタ間電圧耐量をＶＭボルト
とすると、式（６）で表される関係が成立していなけれ
ばならない。

【００４２】

【数５】

【００４３】式（６）のＬＭは許容される回路インダク
タンス最大値であり、回路インダクタンスＬ１〜Ｌ４の
総和はＬＭヘンリー以下でなければならない。つまり、
回路インダクタンスＬ１〜Ｌ４についての条件は式
（７）のようになる。 （Ｌ１＋Ｌ２＋Ｌ３＋Ｌ４）≦ＬＭ （７）

【００４４】また、回路インダクタンスＬ４が零ヘンリ
ーでない場合、負荷電流の経路２から経路１への転流期
間中に回路インダクタンスＬ４に印加される電圧によっ
て、スナバコンデンサ４ｂが経路９にて過充電され、経
路９内におけるスナバ抵抗６ｂでは損失が発生する。し
かし、本発明のインバータ装置のように、回路インダク
タンスＬ１〜Ｌ４が式（３）の関係を満足していれば、
トランジスタ２ａターンオフ時の負荷電流の転流期間
中、直流電圧Ｅボルトはほとんど回路インダクタンスＬ
２とＬ３に印加され、回路インダクタンスＬ１、Ｌ４に
印加される電圧を零に近くすることができる。そして、
スナバコンデンサ４ｂの過充電とスナバ抵抗６ｂでの損
失を抑えることができる。

【００４５】なお、図１に示す負荷電流方向であれば、
トランジスタ２ｂがターンオン、ターンオフしても状態
は変化しない。また、図１と逆方向、つまり負荷側から
出力端子Ｏに負荷電流が流れている場合のトランジスタ
２ｂのターンオン、ターンオフ動作は、上述したトラン
ジスタ２ａのそれと同様であるので、ここでは説明を省
略する。

【００４６】以上、本実施の形態によるインバータ装置
の設計思想について説明したが、次に、図１に示すイン
バータ装置において、式（３）の回路インダクタンス配
分を実現する具体的な方法について説明する。式（３）
の回路インダクタンス配分を実現する方法は、部品とし
てリアクトルを接続する、構造的に配線インダクタンス
を調整する、直流短絡保護用ヒューズを接続してそのイ
ンダクタンス成分を利用する、以上の各手法を組み合わ
せるなどが挙げられる。

【００４７】構造的に配線インダクタンスを調整して、
式（３）の関係を満足させる方法としては、図１におい
てＰ−Ｐ１間、Ｎ−Ｎ１間の距離を短くして、回路イン
ダクタンスＬ１、Ｌ４を小さくする方法が挙げられる。
この場合、Ｐ１は平滑コンデンサ１の正極端子Ｐの直近
に、またＮ１は負極端子Ｎの直近に接続する。さらに、
Ｐ−Ｐ１間、Ｎ−Ｎ１間を導体板などを用いて接続する
場合には、それら導体板を並行近接配置することによっ
て磁気的に結合させる。そして、このとき２つの導体板
間に生じる相互インダクタンスの効果によって、Ｐ−Ｐ
１間、Ｎ−Ｎ１間のインダクタンスを低減することがで
きる。

【００４８】上述した方法による配線インダクタンスＬ
１とＬ４の低減効果が充分でなく、式（３）が満足でき
ない場合には、Ｐ２−Ｏ−Ｎ２間を接続する配線を長く
したり、同区間に部品としてリアクトルを接続したりす
れば良い。

【００４９】また、図１に示すインバータ装置を実用す
る場合には、トランジスタ２ａと２ｂが共に短絡故障し
たときなどの直流電源短絡を防止するため、Ｐ−Ｐ１−
Ｐ２−Ｏ−Ｎ２−Ｎ１−Ｎ間にヒューズを接続するのが
一般的である。このヒューズはそれ自身がインダクタン
ス成分となり、また接続端子などもインダクタンス成分
となる。

【００５０】従って、直流電源短絡防止のためにヒュー
ズを使用する場合、上述した式（３）を満たすために
は、図１において回路インダクタンスＬ２またはＬ３の
位置、つまりＰ２−Ｏ間またはＯ−Ｎ２間に接続する必
要がある。

【００５１】いずれの手段によって式（３）のインダク
タンス配分を実現した場合にも、回路インダクタンスＬ
１〜Ｌ４は必ず式（６）と式（７）の関係を満足してい
る必要がある。

【００５２】以上のように、この実施の形態１によれ
ば、回路各部のインダクタンスの配分を、回路インダク
タンスＬ１とＬ４との和が、回路インダクタンスＬ２と
Ｌ３との和に対して充分に小さくなるように構成したの
で、トランジスタ２ａターンオン時の負荷電流の転流期
間中のスナバコンデンサ４ａ、４ｂの放電を抑制するこ
とができ、これによるスナバ抵抗６ａ、６ｂでの損失も
抑制することができる。また、トランジスタ２ａターン
オフ時の負荷電流の転流期間中のスナバコンデンサ４ｂ
の過充電を抑制することができ、これによるスナバ抵抗
６ｂでの損失も抑制することができる。

【００５３】実施の形態２．図３は、この発明の実施の
形態２によるインバータ装置を示す構成図である。この
インバータ装置では、直流電源は２個の平滑コンデンサ
で構成され、正極端子Ｐと負極端子Ｎとの間に中性電位
端子Ｃを備え、出力端子Ｏに３値の電圧を出力すること
が可能である。この特徴により、このインバータ装置は
３レベルインバータ装置と呼ばれているものである。本
実施の形態では、上記実施の形態１の設計思想を、この
３レベルインバータ装置に適用した場合の一例について
説明する。

【００５４】図において、１ａ、１ｂはインバータ装置
の直流電源である平滑コンデンサ、２ａ、２ｂ、２ｃ、
２ｄは直流電源１の正極端子と負極端子との間に直列接
続された自己消弧型のスイッチング素子であるトランジ
スタ、３ａ、３ｂ、３ｃ、３ｄはトランジスタ２ａ、２
ｂ、２ｃ、２ｄにそれぞれ逆並列接続されたフリーホイ
ールダイオードである。また、４ａ、４ｂ、４ｃ、４ｄ
はスナバコンデンサ、５ａ、５ｂ、５ｃ、５ｄはスナバ
ダイオード、６ａ、６ｂ、６ｃ、６ｄはスナバ抵抗であ
り、スイッチング素子２ａ、２ｂ、２ｃ、２ｄと直流電
源１の正極端子と中性電位端子と負極端子とに接続され
ている。７ａ、７ｂはトランジスタ２ｂ、２ｃと直流電
源１の中性電位端子とに接続されたクランプダイオー
ド、８ａ、８ｂはダイオードである。また、Ｐは直流電
源１の正極端子、Ｃは直流電源１の中性電位端子、Ｎは
直流電源１の負極端子、Ｐ１〜Ｐ４、Ｃ１、Ｎ１〜Ｎ
４、Ｏはそれぞれ回路の接続点である。また、Ｌ１〜Ｌ
７は回路インダクタンスである。

【００５５】ここで、スナバコンデンサ４ａとスナバダ
イオード５ａとスナバ抵抗６ａによってトランジスタ２
ａの、スナバコンデンサ４ｂとスナバダイオード５ｂと
スナバ抵抗６ｂによってトランジスタ２ｂの、スナバコ
ンデンサ４ｃとスナバダイオード５ｃとスナバ抵抗６ｃ
によってトランジスタ２ｃの、スナバコンデンサ４ｄと
スナバダイオード５ｄとスナバ抵抗６ｄによってトラン
ジスタ２ｄのクランプ型スナバ回路がそれぞれ構成され
ている。

【００５６】また、ダイオード８ｂはトランジスタ２ａ
と２ｂがオン状態にあるときに、スナバコンデンサ４ｂ
がＥボルト以上に過充電されるのを防ぎ、またダイオー
ド８ｃはトランジスタ２ｃと２ｄがオン状態にあるとき
に、スナバコンデンサ４ｃがＥボルト以上に過充電され
るのを防いでいる。

【００５７】図３のインバータ装置の回路インダクタン
ス成分としては、Ｐ−Ｐ１間のＬ１、Ｐ２−Ｐ３間のＬ
２、Ｐ４−Ｏ間のＬ３、Ｏ−Ｎ４間のＬ４、Ｎ３−Ｎ２
間のＬ５、Ｎ１−Ｎ間のＬ６、そしてＣ−Ｃ１間のＬ７
などが挙げられる。この回路インダクタンス成分には、
配線によるもの、部品として接続されたリアクトルによ
るもの、ヒューズによるものなどがある。以下、これら
を回路インダクタンスとして説明を行う。

【００５８】ここで、Ｐ−Ｃ間及びＣ−Ｎ間のインダク
タンス成分、すなわち平滑コンデンサ１ａと１ｂの内部
インダクタンスは、回路インダクタンスＬ１〜Ｌ７と比
べて充分に小さいものとする。なお、以下の説明では、
Ｐ−Ｃ−Ｎ間のインダクタンスは零ヘンリーとする。

【００５９】また、点線で囲まれた部分、つまりＰ１−
Ｐ２間、Ｐ３−Ｐ４間、Ｐ３−Ｃ１間、Ｎ２−Ｎ１間、
Ｎ４−Ｎ３間、Ｃ１−Ｎ３間のインダクタンス成分は、
上述した回路インダクタンスＬ１〜Ｌ７と比べて充分に
小さいものとする。なお、以下の説明では、これらのイ
ンダクタンスは零ヘンリーとする。

【００６０】次に動作及び設計思想について説明する。
動作の説明で用いる電流の経路、経路番号を図４に示
す。図において、経路の欄に記載されている数字及び記
号は、上記図３における数字及び記号と同一のものであ
る。

【００６１】なお、説明を簡単化するために、特に断ら
ない限りＬ１＝Ｌ３＝Ｌ４＝Ｌ６＝Ｌ７＝零ヘンリー、
Ｌ２＝Ｌ５＝Ｌヘンリーとする。また、全ての半導体素
子は理想スイッチとして扱うこととする。平滑コンデン
サ１ａと１ｂはそれぞれＥボルトの直流電圧源とし、ス
ナバコンデンサ４の静電容量はＣＳファラッドとする。
負荷電流は出力端子Ｏから負荷側へ流れており、その電
流方向と電流値Ｉアンペアは常に変化しないものとす
る。

【００６２】まず、トランジスタ２ａのターンオン動作
を説明する。この動作の初期状態では、トランジスタ２
ａがオフ、２ｂがオン、２ｃがオフ、２ｄがオフ状態で
あり、負荷電流は経路１を流れている。また、スナバコ
ンデンサ４ａ〜４ｄの電圧は全てＥボルトである。この
状態からトランジスタ２ａがターンオンすると、負荷電
流は経路１から経路２へと転流する。このときの転流ル
ープは経路３である。負荷電流の転流期間中、経路３内
の回路インダクタンスＬ１、Ｌ２、Ｌ７に印加される電
圧の合計はＥボルトであるが、ここでは、Ｌ１＝Ｌ７＝
零ヘンリーとしているので、回路インダクタンスＬ２に
は直流電圧Ｅボルトが印加される。負荷電流が全て経路
２を流れ、クランプダイオード７ａのカソード−アノー
ド間電圧がＥボルトになると、このターンオン動作は終
了する。

【００６３】しかし、ここで、経路３内の回路インダク
タンスＬ１、Ｌ２、Ｌ７が全て零ヘンリーでなかったと
すると、負荷電流の転流期間中においては、回路インダ
クタンスＬ１、Ｌ２、Ｌ７に印加される電圧の合計が直
流電圧Ｅボルトとなる。従って、回路インダクタンスＬ
１に電圧が印加されているため、経路４にてスナバコン
デンサ４ａが放電される。また、回路インダクタンスＬ
２とＬ７に印加されている電圧の合計がＥボルトより低
いため、経路５にて同じくスナバコンデンサ４ａが放電
される。転流期間が終了すると、放電されたスナバコン
デンサ４ａは経路６にてＥボルトまで再充電される。そ
して、これら経路４〜６内のスナバ抵抗６ａでは損失が
発生する。

【００６４】以上のように、回路インダクタンスＬ１＝
Ｌ７＝零ヘンリーであれば、回路インダクタンスＬ１、
Ｌ７に電圧は印加されず、スナバコンデンサ４ａは放電
及び再充電されない。従って、スナバ抵抗６ａでの損失
は発生しない。しかし、実際のインバータ装置におい
て、回路インダクタンスＬ１とＬ７を零ヘンリーにする
ことは困難である。そこで、本実施の形態のインバータ
装置では、回路インダクタンスＬ１、Ｌ２、Ｌ７の割合
が式（８）のように、つまり回路インダクタンスＬ１と
Ｌ７との和が、回路インダクタンスＬ２に対して充分に
小さくなるように構成する。 （Ｌ１＋Ｌ７）≪Ｌ２ （８） これにより、トランジスタ２ａターンオン時の負荷電流
の転流期間中、直流電圧Ｅボルトはほとんど回路インダ
クタンスＬ２に印加され、回路インダクタンスＬ１、Ｌ
７に印加される電圧を零に近くすることができる。そし
て、スナバコンデンサ４ａの放電及び再充電動作を抑え
ることができる。

【００６５】続いて、トランジスタ２ａのターンオフ動
作を説明する。この動作の初期状態では、トランジスタ
２ａがオン、２ｂがオン、２ｃと２ｄがオフ状態であ
り、負荷電流は経路２を流れている。また、スナバコン
デンサ４ａ〜４ｄの電圧は全てＥボルトである。この状
態からトランジスタ２ａをターンオフすると、トランジ
スタ２ａのコレクタ−エミッタ間電圧が上昇し始める。
そして、その電圧がＥボルトになると、クランプダイオ
ード７ａがオンし、負荷電流は経路１を流れ始める。こ
のとき、回路インダクタンスＬ２には式（４）で表され
るエネルギーが蓄積されており、そのエネルギーは経路
７にてスナバコンデンサ４ａに吸収され、スナバコンデ
ンサ４ａは式（５）で表される電圧Ｖ１ボルトまで過充
電される。なお、このエネルギー吸収動作の終了後、ス
ナバコンデンサ４ａの過充電分（Ｖ１−Ｅ）は経路４に
て放電され、その電圧が再びＥボルトとなるとトランジ
スタ２ａのターンオフ動作は終了する。

【００６６】ところで、実際のインバータ装置では回路
インダクタンスＬ１とＬ７は零ヘンリーではないので、
トランジスタ２ａがターンオフしたときには、回路イン
ダクタンスＬ２に蓄積したエネルギーと共に、Ｌ１に蓄
積したエネルギーと、Ｌ７に負荷電流を流すために必要
なエネルギーも、スナバコンデンサ４ａに吸収される。
今、仮にＬ１＋Ｌ２＋Ｌ７＝Ｌヘンリーとする。また、
トランジスタ２のコレクタ−エミッタ間電圧耐量をＶＭ
ボルトとすると、式（６）で表される関係が成立してい
なければならない。式（６）のＬＭは許容される回路イ
ンダクタンス最大値であり、回路インダクタンスＬ１、
Ｌ２、Ｌ７の総和はＬＭヘンリー以下でなければならな
い。従って、回路インダクタンスＬ１、Ｌ２、Ｌ７につ
いての条件は式（９）のようになる。 （Ｌ１＋Ｌ２＋Ｌ７）≦ＬＭ （９）

【００６７】次に、トランジスタ２ｂのターンオフ動作
を説明する。この動作の初期状態では、トランジスタ２
ａがオフ、２ｂと２ｃがオン、２ｄがオフ状態であり、
負荷電流は経路１を流れている。また、スナバコンデン
サ４ａ〜４ｄの電圧は全てＥボルトである。この状態か
らトランジスタ２ｂをターンオフすると、トランジスタ
２ｂのコレクタ−エミッタ間電圧が上昇し始める。そし
て、その電圧がＥボルトになると、フリーホイールダイ
オード３ｃと３ｄがオンし、負荷電流は経路１から経路
８へと転流し始める。この転流期間中、スナバコンデン
サ４ｂには、回路インダクタンスＬ５に負荷電流Ｉアン
ペアを流すために必要なエネルギーが経路９にて吸収さ
れる。なお、このエネルギーは式（４）であるので、エ
ネルギー吸収後のスナバコンデンサ４ｂ電圧はＶ１とな
る。そして、この吸収動作が終了し、負荷電流が全て経
路８を流れ始めると、トランジスタ２ｂのターンオフ動
作は終了する。

【００６８】ところで、実際のインバータ装置では回路
インダクタンスＬ３、Ｌ４、Ｌ６、Ｌ７は零ヘンリーで
はない。従って、負荷電流の経路１から経路８への転流
期間中、スナバコンデンサ４ｂに吸収されるエネルギー
は、回路インダクタンスＬ７とＬ３に蓄積したエネルギ
ーと、回路インダクタンスＬ４とＬ５とＬ６に負荷電流
を流すために必要なエネルギーの合計となる。ただし、
トランジスタ２のコレクタ−エミッタ間電圧耐量をＶＭ
ボルトとすると、許容される回路インダクタンスは式
（６）によってＬＭヘンリーに制限される。従って、回
路インダクタンスＬ３〜Ｌ７については、式（１０）の
関係が成立していなければならない。 （Ｌ３＋Ｌ４＋Ｌ５＋Ｌ６＋Ｌ７）≦ＬＭ （１０）

【００６９】また、回路インダクタンスＬ６が零ヘンリ
ーでない場合、負荷電流の経路１から経路８への転流期
間中に回路インダクタンスＬ６に印加される電圧によっ
て、スナバコンデンサ４ｄが経路１０にて過充電され
る。従って、回路インダクタンスＬ６は、可能な限り小
さいことが望ましい。

【００７０】最後に、トランジスタ２ｂのターンオン動
作を説明する。この動作の初期状態では、トランジスタ
２ａと２ｂがオフ、２ｃがオン、２ｄがオフ状態であ
り、負荷電流は経路８を流れている。また、スナバコン
デンサ４ｂは、先のトランジスタ２ｂのターンオフ動作
時に吸収したエネルギーによって過充電状態にある。そ
の他のスナバコンデンサ４ａ、４ｃ、４ｄの電圧はＥボ
ルトである。この状態からトランジスタ２ｂがターンオ
ンすると、負荷電流は経路８から経路１へと転流する。
このときの転流ループは経路１１である。負荷電流の転
流期間中、経路１１内の回路インダクタンスＬ３〜Ｌ７
に印加される電圧の合計はＥボルトであるが、ここでは
Ｌ３＝Ｌ４＝Ｌ６＝Ｌ７＝零ヘンリーであるため、回路
インダクタンスＬ５に直流電圧Ｅボルトが印加される。

【００７１】また、トランジスタ２ｂがターンオンする
と、過充電状態にあったスナバコンデンサ４ｂは経路１
２にて放電される。負荷電流が全て経路１を流れて、フ
リーホイールダイオード３ｄのカソード−アノード間電
圧がＥボルトになり、またスナバコンデンサ４ｂの電圧
がＥボルトになると、トランジスタ２ｂのターンオン動
作は終了する。

【００７２】しかし、ここで、経路１１内の回路インダ
クタンスＬ３〜Ｌ７が全て零ヘンリーでなかったとする
と、負荷電流の転流期間中においては、回路インダクタ
ンスＬ３〜Ｌ７に印加される電圧の合計が直流電圧Ｅボ
ルトとなる。従って、回路インダクタンスＬ６に電圧が
印加されているため、経路１３にてスナバコンデンサ４
ｄが放電される。なお、転流期間が終了すると、放電さ
れたスナバコンデンサ４ｄは経路１０にてＥボルトまで
再充電される。経路１０、経路１３内にあるスナバ抵抗
６ｄでは損失が発生する。従って、回路インダクタンス
Ｌ６は可能な限り小さいことが望ましい。

【００７３】また、負荷電流方向が図３と逆方向、つま
り負荷側から出力端子Ｏに負荷電流が流れている場合
の、トランジスタ２ｃ、２ｄのターンオン、ターンオフ
動作は、上述したトランジスタ２ａ、２ｂのそれと同様
であるので、説明は省略する。この場合、回路動作の対
称性を考慮すると、式（８）から式（１１）が、式
（９）から式（１２）が、また式（１０）から式（１
３）がそれぞれ得られる。 （Ｌ６＋Ｌ７）≪Ｌ５ （１１） （Ｌ５＋Ｌ６＋Ｌ７）≦ＬＭ （１２） （Ｌ１＋Ｌ２＋Ｌ３＋Ｌ４＋Ｌ７）≦ＬＭ （１３） 負荷電流が負荷側から出力端子Ｏに流れている場合、式
（１１）に示すように、回路インダクタンスＬ６とＬ７
との和が、回路インダクタンスＬ５に対して充分に小さ
くなるようにすれば、トランジスタ２ｄターンオン時の
負荷電流の転流期間中のスナバコンデンサ４ｄの放電及
び再充電を抑制することができ、これによるスナバ抵抗
６ｄでの損失も抑制することができる。

【００７４】以上、本実施の形態によるインバータ装置
の設計思想について説明したが、ここからは、図３に示
すインバータ装置において、式（８）及び式（１１）の
回路インダクタンス配分を実現する具体的な方法につい
て説明する。式（８）及び式（１１）の回路インダクタ
ンス配分を実現する方法は、上記実施の形態１と同様
に、部品としてリアクトルを接続する、構造的に配線イ
ンダクタンスを調整する、直流短絡保護用ヒューズを接
続してそのインダクタンス成分を利用する、以上の各手
法を組み合わせるなどが挙げられる。

【００７５】構造的に配線インダクタンスを調整して、
式（８）及び式（１１）の関係を満足させる方法として
は、図３においてＰ−Ｐ１間、Ｎ−Ｎ１間、Ｃ−Ｃ１間
の距離を短くして、配線リアクトルＬ１、Ｌ６、Ｌ７を
小さくする方法が挙げられる。この場合、Ｐ１は平滑コ
ンデンサ１の正極端子Ｐの直近に、Ｎ１は負極端子Ｎの
直近に、そしてＣ１は中性電位端子Ｃの直近に接続す
る。さらに、Ｐ−Ｐ１間、Ｎ−Ｎ１間、Ｃ−Ｃ１間を導
体板などを用いて接続する場合には、Ｐ−Ｐ１間を接続
する導体板とＣ−Ｃ１間を接続する導体板を並行近接配
置し、またＣ−Ｃ１間を接続する導体板とＮ−Ｎ１間を
接続する導体板も並行近接配置することによって磁気的
に結合させる。そして、このときそれぞれの導体板間に
生じる相互インダクタンスの効果によって、Ｐ−Ｐ１
間、Ｎ−Ｎ１間、Ｃ−Ｃ１間のインダクタンスを低減す
ることができる。

【００７６】上述した方法による配線インダクタンスＬ
１、Ｌ６、そしてＬ７の低減効果が充分でなく、式
（８）、式（９）が満足できない場合には、Ｐ２−Ｐ３
間、Ｎ３−Ｎ２間を接続する配線を長くしたり、同区間
に部品としてリアクトルを接続したりすれば良い。

【００７７】また、図３に示すインバータ装置を実用す
る場合には、トランジスタ２ａ〜２ｄが全て短絡故障し
た場合や、トランジスタ２ａとクランプダイオード７ａ
が共に短絡故障した場合などの直流電源短絡を防止する
ため、Ｐ−Ｐ１−Ｐ２−Ｐ３−Ｃ１−Ｃ間と、Ｃ−Ｃ１
−Ｎ３−Ｎ２−Ｎ１−Ｎ間にそれぞれヒューズを接続す
るのが一般的である。このヒューズはそれ自身がインダ
クタンス成分となり、また接続端子などもインダクタン
ス成分となる。

【００７８】従って、直流電源短絡防止のためにヒュー
ズを使用する場合、上述した式（８）及び式（１１）を
満たすためには、図３において回路インダクタンスＬ２
とＬ５の位置、つまりＰ２−Ｐ３間とＮ３−Ｎ２間に接
続する必要がある。

【００７９】いずれの手段によって式（８）、式（１
１）のインダクタンス配分を実現した場合にも、回路イ
ンダクタンスＬ１〜Ｌ７は必ず式（６）、式（９）、式
（１０）、式（１２）、及び式（１３）の関係を満足し
ている必要がある。

【００８０】以上のように、この実施の形態２によれ
ば、回路各部のインダクタンスの配分を、回路インダク
タンスＬ１とＬ７との和が、回路インダクタンスＬ２に
対して充分に小さくなるように構成したので、負荷電流
が出力端子Ｏから負荷側に流れている場合、トランジス
タ２ａターンオン時の負荷電流の転流期間中のスナバコ
ンデンサ４ａの放電及び再充電を抑制することができ、
これによるスナバ抵抗６ａでの損失も抑制することがで
きる。

【００８１】また、回路インダクタンスＬ６とＬ７との
和が、回路インダクタンスＬ５に対して充分に小さくな
るように構成したので、負荷電流が負荷側から出力端子
Ｏに流れている場合、トランジスタ２ｄターンオン時の
負荷電流の転流期間中のスナバコンデンサ４ｄの放電及
び再充電を抑制することができ、これによるスナバ抵抗
６ｄでの損失も抑制することができる。

【００８２】

【発明の効果】以上のように、請求項１記載の発明によ
れば、第１のスイッチング素子と第２のスイッチング素
子との間のインダクタンスを、直流電源の正極端子と第
１のスイッチング素子との間のインダクタンスと、直流
電源の負極端子と第２のスイッチング素子との間のイン
ダクタンスとの和より大きくしたので、スナバ抵抗で発
生する損失を抑制して、効率の良いインバータ装置を得
る効果がある。

【００８３】また、請求項２記載の発明によれば、第１
のスイッチング素子と第２のスイッチング素子との間の
インダクタンスをヒューズで構成するので、スナバ抵抗
で発生する損失を抑制して、効率の良いインバータ装置
を得る効果がある。

【００８４】また、請求項３記載の発明によれば、第１
のスイッチング素子と第２のスイッチング素子との間の
インダクタンスを、直流電源の正極端子と第１のスイッ
チング素子との間のインダクタンスと、直流電源の中性
電位端子と第１及び第２のダイオードとの間のインダク
タンスとの和より大きく、且つ第３のスイッチング素子
と第４のスイッチング素子との間のインダクタンスを、
直流電源の中性電位端子と第１及び第２のダイオードと
の間のインダクタンスと、直流電源の負極端子と第４の
スイッチング素子との間のインダクタンスとの和より大
きくしたので、スナバ抵抗で発生する損失を抑制して、
効率の良いインバータ装置を得る効果がある。

【００８５】また、請求項４記載の発明によれば、第１
のスイッチング素子と第２のスイッチング素子との間の
インダクタンス及び第３のスイッチング素子と第４のス
イッチング素子との間のインダクタンスをヒューズで構
成するので、スナバ抵抗で発生する損失を抑制して、効
率の良いインバータ装置を得る効果がある。

【図面の簡単な説明】

【図１】 この発明の実施の形態１によるインバータ装
置を示す構成図である。

【図２】 この発明の実施の形態１によるインバータ装
置の電流経路を示す図である。

【図３】 この発明の実施の形態２によるインバータ装
置を示す構成図である。

【図４】 この発明の実施の形態２によるインバータ装
置の電流経路を示す図である。

【図５】 従来のインバータ装置を示す構成図である。

【図６】 従来のインバータ装置の電流経路を示す図で
ある。

【符号の説明】

１ 平滑コンデンサ、２ａ、２ｂ、２ｃ、２ｄ 自己消
弧型スイッチング素子、３ａ、３ｂ、３ｃ、３ｄ フリ
ーホイールダイオード、４ａ、４ｂ、４ｃ、４ｄスナバ
コンデンサ、５ａ、５ｂ、５ｃ、５ｄ スナバダイオー
ド、６ａ、６ｂ、６ｃ、６ｄ スナバ抵抗、７ａ、７ｂ
クランプダイオード、８ａ、８ｂ ダイオード

フロントページの続き (51)Int.Cl.⁶ 識別記号 ＦＩ Ｈ０３Ｋ 17/66 Ｈ０３Ｋ 17/66 Ｃ

Claims (4)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 直流電源と、この直流電源の正極端子と
   負極端子との間に直列接続された第１のスイッチング素
   子及び第２のスイッチング素子、上記直流電源の負極端
   子と上記第１のスイッチング素子との間に接続された第
   １のスナバ回路、上記直流電源の正極端子と上記第２の
   スイッチング素子との間に接続された第２のスナバ回路
   を備えたインバータ装置において、上記第１のスイッチ
   ング素子と上記第２のスイッチング素子との間のインダ
   クタンスを、上記直流電源の正極端子と第１のスイッチ
   ング素子との間のインダクタンスと、上記直流電源の負
   極端子と上記第２のスイッチング素子との間のインダク
   タンスとの和より大きくしたことを特徴とするインバー
   タ装置。
2. 【請求項２】 第１のスイッチング素子と第２のスイッ
   チング素子との間のインダクタンスをヒューズで構成す
   ることを特徴とする請求項１記載のインバータ装置。
3. 【請求項３】 中性電位端子を有する直流電源と、この
   直流電源の正極端子と負極端子との間に直列接続された
   第１乃至第４のスイッチング素子、上記直流電源の中性
   電位端子と上記第１のスイッチング素子との間に接続さ
   れた第１のスナバ回路、上記直流電源の負極端子と上記
   第２のスイッチング素子との間に接続された第２のスナ
   バ回路、上記直流電源の正極端子と上記第３のスイッチ
   ング素子との間に接続された第３のスナバ回路、上記直
   流電源の中性電位端子と上記第４のスイッチング素子と
   の間に接続された第４のスナバ回路、上記直流電源の中
   性電位端子と上記第２のスイッチング素子との間に接続
   された第１のダイオード、上記直流電源の中性電位端子
   と上記第３のスイッチング素子との間に接続された第２
   のダイオードを備えたインバータ装置において、上記第
   １のスイッチング素子と上記第２のスイッチング素子と
   の間のインダクタンスを、上記直流電源の正極端子と上
   記第１のスイッチング素子との間のインダクタンスと、
   上記直流電源の中性電位端子と上記第１及び第２のダイ
   オードとの間のインダクタンスとの和より大きく、且つ
   上記第３のスイッチング素子と上記第４のスイッチング
   素子との間のインダクタンスを、上記直流電源の中性電
   位端子と上記第１及び第２のダイオードとの間のインダ
   クタンスと、上記直流電源の負極端子と上記第４のスイ
   ッチング素子との間のインダクタンスとの和より大きく
   したことを特徴とするインバータ装置。
4. 【請求項４】 第１のスイッチング素子と第２のスイッ
   チング素子との間のインダクタンス及び第３のスイッチ
   ング素子と第４のスイッチング素子との間のインダクタ
   ンスをヒューズで構成することを特徴とする請求項３記
   載のインバータ装置。