JP4765018B2 - 電力変換装置 - Google Patents
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図6のダイオード3、コンデンサ5および抵抗7からなるスナバ回路はスイッチング素子1がターンオフすると、負荷電流が流れていた回路のインダクタンス成分などによって蓄えられたエネルギーがスナバダイオード3を介してスナバコンデンサ5を充電する。スナバコンデンサ5を充電する期間だけ、スイッチング素子1に印加される電圧の傾きdV/dtが小さくなり、スイッチング素子1のサージ電圧を抑制する。このとき、スナバコンデンサ5の容量は、スイッチング素子1の定格に応じて比較的大きな静電容量のコンデンサが要求される。
以上の動作はスイッチング素子2についても同様である。
これに対し、損失が全く発生しないスナバ回路として、図7〜図10に示すような特許文献2に記載された回路が提案されている。図7がスナバ回路、図8が図7の動作波形例、図9と図10が誘導加熱用インバータでの電力変換回路の構成例である。
図7は、電位差を持つ直流電源PN間に、スイッチング素子とダイオードの逆並列接続回路を直列接続したスイッチングアーム直列回路が接続され、それぞれのスイッチング素子には、サージ電圧抑制および損失低減用スナバコンデンサが並列に接続された構成である。図7のようにスナバコンデンサのみがスイッチング素子と並列に接続された場合、スナバコンデンサが充電された状態でターンオンするとスナバコンデンサ短絡が発生しIGBT損失が増大し、最悪の場合過電流で素子破壊に到る。そこで、一般的に図7のスナバ回路は、R端子に誘導性負荷9が接続される共振形インバータに適用される。
図9、図10いずれの構成においても、スイッチング素子1と2を交互に高周波でオンオフすることにより、負荷に高周波の電力を供給する。
スイッチング素子1がターンオフしたとき、誘導性負荷としての加熱コイル9や回路のインダクタンス成分などに蓄えられたエネルギーがスナバコンデンサ5を充電し、逆にスナバコンデンサ6を放電する。スナバコンデンサ5、6が充放電する期間だけ、スイッチング素子に印加される電圧の傾きdV/dtが小さくなり、スイッチング素子1のサージ電圧を抑制し、かつターンオフ損失を低減する。
以上より、図7のような誘導性負荷としての加熱コイル9が接続される回路の場合には、スナバ回路で損失が発生しないだけでなく、スイッチング損失を大幅に低減できる特長を持つ。
このとき、スナバコンデンサ5、6の静電容量は、誘導性負荷に流れる電流でスイッチング素子1、2のデッドタイムよりも短い期間内にスナバコンデンサを充放電できる容量とするため、一般的に図6のRCDスナバ回路に比べると静電容量の小さなコンデンサが適用される。
図8に図7のスナバ回路における動作波形を示す。ここで、図8はスイッチング素子1がターンオフした瞬間の動作波形例であり、上からスイッチング素子1の電圧vce、スイッチング素子1の電流ic、スナバコンデンサ5の電流iCsである。図8のようにスナバコンデンサ5の電流iCsは、点線の理論波形とは異なり、実線で示すように大きな共振電流が流れる。この共振電流は、スナバコンデンサ電流の増加だけでなく、伝導・放射ノイズの原因にも成る。
スナバコンデンサには誘導性負荷を流れる電流や不要な共振電流が流れることから、大電流容量の素子を適用しなければならない。また、不要な共振電流は伝導・放射ノイズの発生源となる。
したがって、本発明の課題は、スナバコンデンサの不要な共振電流を低減し、電流容量の小さいコンデンサを適用できるスナバ回路を実現し、かつ低ノイズの半導体電力変換装置を提供することにある。
請求項2の発明では、請求項1に記載された電力変換装置において、前記コンデンサと前記可飽和リアクトルとの直列回路と、第2のコンデンサとの並列回路を、前記スイッチング素子のいずれかと並列に接続する。
次に、スイッチング素子1がターンオフした瞬間を例に、スナバ回路動作について説明する。図2に図1における動作波形を示す。図2は上からスイッチング素子1の電圧vce、スイッチング素子1の電流ic、スナバコンデンサ5の電流iCsである。スイッチング素子1がオフすると、スイッチング素子1を通って流れていた誘導性負荷9の電流はスナバコンデンサ5、6を充放電する経路に転流される。したがって、スイッチング素子1を流れていた電流は急激にゼロに近づき、スイッチング素子に印加される電圧は、スナバコンデンサ5を充電する期間だけ電圧上昇率が抑制され、スイッチング素子1のターンオフ損失は低減される。
また、図1はスイッチング素子1、2ともに並列に可飽和リアクトルとスナバコンデンサの直列回路が接続されているが、どちらか一方であっても同様の効果が得られる。
請求項1の実施例の場合、スナバコンデンサ5、6と直列に可飽和リアクトル10、11が接続されることから、スイッチング素子1、2がターンオフした直後の短い期間だけ、スナバコンデンサに流れる電流の立ち上がりが抑制される。したがって、同じ静電容量のスナバコンデンサを接続した場合、図7の従来例と比較するとスイッチング素子のターンオフ損失が増加するという課題がある。
本実施例は、この課題を解決するためのもので、請求項1のスナバ回路において、スイッチング素子と並列に1つ以上のスナバコンデンサを追加した構成である。図4は、スイッチング素子ごとに1つずつスナバコンデンサを追加した例であり、このスナバ回路について、スイッチング素子1がターンオフした瞬間の回路動作を説明する。
スイッチング素子1がオフすると、スイッチング素子1を通って流れていた誘導性負荷9の電流は、可飽和リアクトルが接続されていないスナバコンデンサ5aに最初に転流し、スイッチング素子1を流れていた電流は急激にゼロに近づき、スイッチング素子のターンオフ損失を低減する。その後、可飽和リアクトル10が直列接続されたスナバコンデンサ5bの電流が遅れて立ち上がる。可飽和リアクトル10が飽和するまでは、スナバコンデンサ5aのインピーダンスよりも、可飽和リアクトル10とスナバコンデンサ5bとの直列回路のインピーダンスの方が大きいため、スナバコンデンサ電流はics-a>ics-bの関係を保って動作する。次に可飽和リアクトル10が飽和すると、前記インピーダンスがほぼ等しくなることからスナバコンデンサ電流は、ics-a=ics-bとなるように電流が急峻に変化する。そして、この急激な変化が原因で新たな共振が発生する。この共振によりスナバコンデンサ5bに流れる電流が小さくなり、可飽和リアクトル10のコアが飽和しなくなると、また前記インピーダンスに差が生じ、その結果、スナバコンデンサ電流5a、5bに差が生じるように再び電流が急峻に変化する。
また、一つのコアのヒステリシス損失で、可飽和リアクトルと直列接続されていないスナバコンデンサの共振電流も低減することになるが、主な共振電流の発生源となる誘導性負荷に蓄えられているエネルギーは同じであるため、コアのヒステリシス損失は実施例1の場合とほぼ同等である。
したがって、スイッチング素子と並列に接続されるスナバコンデンサに、これまでよりも電流容量の小さな素子を適用できる。また、損失低減に効果があるスナバコンデンサと共振電流抑制に効果があるスナバコンデンサの両方を備えることで、サージ電圧抑制、損失低減も同時に実現でき、共振電流低減による低ノイズな半導体電力変換装置を実現できる。スイッチング素子2がオン状態からオフ状態に移行する場合も同様の動作となる。
5、6、21、22、23・・・コンデンサ 7、8・・・抵抗
9・・・誘導性負荷(加熱コイル)
Claims (2)
- ダイオードを逆並列接続したスイッチング素子を複数個直列接続したスイッチングアー
ム直列回路から成り、出力に共振用リアクトルと共振用コンデンサを含む共振回路を接続する電力変換装置において、
コンデンサと、前記スイッチング素子のターンオフ時に前記コンデンサに流れる共振電流を抑制するための可飽和リアクトルとの直列回路を前記スイッチング素子のいずれかと並列に接続することを特徴とした電力変換装置。 - 請求項1に記載された電力変換装置において、前記コンデンサと前記可飽和リアクトルとの直列回路と、第2のコンデンサとの並列回路を、前記スイッチング素子のいずれかと並列に接続することを特徴とした電力変換装置。
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