JP5287294B2 - 半導体保護回路 - Google Patents

Description

本発明は、IGBTやMOSFETなどの電圧駆動型半導体素子の過渡動作時おいて、過電圧を抑制するための保護回路に関する。

現在、電圧駆動型半導体素子（以下、素子ともいう）であるIGBTやMOSFETは、多くの電力変換回路に適用されており、高性能化が図られている。しかし、スイッチング時の過渡動作が速く、ターンオフ動作時には電力変換回路に浮遊するインダクタンス分によって大きなサージ電圧が発生するため、これが定格電圧を超えると素子破壊を招く可能性が大きい。これを防止するためには、浮遊インダクタンスを極限まで低減するような配線構造にする必要があるが、電力変換回路の直流電圧変動などを考慮すると、配線構造のみの対策では不十分な場合が多い。そのため、素子を過電圧から保護する様々な方式が提案されている。以下に従来の技術例について説明する。

図５に、従来技術の基本回路構成例を示す。この図において、Q₂はIGBT、D₂はダイオード、ZDはツェナーダイオードやアバランシェダイオードなどの電圧クランプ素子である。このように、IGBTのコレクタ・ゲート間にD₂とZDの直列回路（以下、クランプ回路）が接続された構成である。ZDのクランプ電圧値は、IGBTのコレクタ−エミッタ間電圧V_CEにおける上限値に設定する。

図６に、各部波形例を示す。V_GE2はIGBTのゲート・エミッタ間電圧、I_clamp2は電圧クランプ素子ZDやダイオードD₂に流れる電流、V_CE2はIGBTのコレクタ・エミッタ間電圧、I_C2はIGBTのコレクタ電流の波形を示している。点線はクランプ回路が無い場合の波形、実線はクランプ回路がある場合の波形を表している。クランプ回路が無い場合、IGBTがターンオフを開始してV_CE2が上昇し、電源電圧に達するとコレクタ電流I_C2が減少し始める。この時の電流変化率と回路の浮遊インダクタンスにより、図５のようなサージ電圧が発生する。

次にクランプ回路が有る場合、V_CEがクランプ電圧に達すると、クランプ回路のZDに電流が流れ、これがIGBTのゲートに流れ込む。この動作により、V_GE2は上昇するため素子はオンする方向に動作することからV_CE2が減少し始めるが、クランプ電圧を下回ろうとすると、I_clamp2が流れなくなり、再びIGBTがオフ動作になりV_CE2が上昇する。この動作を高速で繰り返すことにより、図６に示すようにV_CE2を一定値にクランプさせることができる。I_C2の遮断が完了すると通常と同様、定常オフの状態になる。このような電圧クランプ素子を用いた方式は、例えば下記の特許文献１に開示されている。

特開２０００−２４５１３７号公報

従来技術では電圧クランプ素子を用い、さらにこの電圧クランプ素子の電圧を適切に選定することで、任意の設定電圧に素子電圧をクランプさせることができ、あらゆる定格の電圧駆動型半導体素子を過電圧から保護できる。しかし、クランプ動作時において電圧クランプ素子には素子電圧と同様な電圧が印加され、かつ電流も流れる。そのため発生損失が大きく、高い頻度で動作する場合には許容できる特殊品を適用する必要があり、信頼性も低下する。
したがって、この発明の課題は、電圧クランプ素子を用いずに素子の過電圧保護を可能とすることにある。

上述の課題を解決するために、第1の発明においては、電圧駆動型半導体素子のターンオフ時のサージによる過電圧を抑制する回路方式において、可飽和リアクトルと、コンデンサと、抵抗と、の直列回路を前記電圧駆動型半導体素子のコレクタ端子とゲート端子との間に接続する。

第２の発明においては、ダイオードを逆並列接続した電圧駆動型半導体素子のダイオード逆回復時のサージによる過電圧を抑制する回路方式において、可飽和リアクトルと、コンデンサと、抵抗と、の直列回路を前記電圧駆動型半導体素子のコレクタ端子とゲート端子との間に接続する。

第３の発明においては、前記抵抗は、抵抗値を有する導電性部材で構成する。

本発明では、電圧駆動型半導体素子のコレクタ端子とゲート端子との間に、可飽和リアクトルと、コンデンサと、抵抗との直列回路を接続して、過電圧を抑制するようにしている。その結果、電圧クランプ動作期間の短時間だけ、この回路に電流が流れるだけとなり、電圧駆動型半導体素子のクランプ期間中の損失が大幅に低減できる。また、高い頻度で動作する場合でも損失は小さく、特殊な部品を使用する必要もないため、信頼性が高くなる。

本願発明の第1の実施例を示す回路構成図 可飽和リアクトルのＢ−Ｈ特性カーブ例 図1の各部の動作波形図 本発明の第2の実施例を示す回路構成図 従来技術を示す回路構成図 図5の各部の動作波形図

本発明の要点は、電圧駆動型半導体素子のターンオフ時のサージによる過電圧を抑制するために、コレクタ端子とゲート端子間に、可飽和リアクトルと、コンデンサと、抵抗と、の直列回路を接続する点である。

図１に、本発明の第1の実施例の回路構成例を示す。この構成において、L₁は可飽和リアクトル、R₁は抵抗、C₁はコンデンサであり、これらの直列回路をIGBTQ₁のコレクタ端子とゲート端子との間に接続している。可飽和リアクトルL₁は、例えば図２に示すようなB−H特性（磁束密度−磁界の強さの特性）を持っており、磁界の強さを零から正方向に増加させると、期間ａでは磁束密度も増加するが、期間ｂでは、増加率が大幅に減少し、やがて一定の磁束密度に飽和してしまう。

この特性の傾きはL₁の自己インダクタンスに比例しており、期間ａではL₁の自己インダクタンスを維持している傾向にあるが、期間ｂでは自己インダクタンス分が非常に小さくなる傾向にあることが判る。

このような可飽和リアクトルをもつ図１の回路構成における各部の波形例を図３に示す。この図において、ターンオフを開始してゲート電圧V_GE1が減少し、ゲートしきい値に達すると、V_CE1が上昇し始める。すると、IGBTQ₁のコレクタ・ゲート間にもV_CE1と同様な電圧が印加されるため、I_clamp1電流が流れ始める。図２でも説明したように、B−H特性により期間ａでは大きい自己インダクタンス分を有しI_clamp1はゆっくりと増加するが、次第に期間ｂへ移って自己インダクタンス分が減少していくため、I_clamp1が急激に増加するようになる。

この電流はIGBTQ₁のゲート部へ流れ込むため、ゲート電圧V_GE1は増加傾向となる。よって、IGBTQ₁がオンする方向となりV_CE1の電圧上昇が抑制される。ターンオフ波形において、電圧をクランプしたいタイミングでI_clamp1に電流が流れるように可飽和リアクトルL₁のインダクタンス値と飽和特性を設定することにより、所望の動作を得ることができる。

ここで、コンデンサC₁は直流分がこの回路を通して流れることを防止するために接続している。設計方法として、例えばコンデンサC₁のインピーダンスはL₁のインピーダンスに比べて十分小さく設定することで、I_clamp1の時定数や電流値は可飽和リアクトルL₁の値と抵抗R₁の値で設定することができる。

図４に、本発明の第２の実施例の回路構成例を示す。第1の実施例との違いは、IGBTQ₁と逆並列に還流用ダイオードが接続されている点であり、その他は第１の実施例と同じである。このような構成で、IGBTQ₁のゲートにオン信号が入っている状態で、電流I_D1がダイオードD₁を流れているモードから、IGBTの信号をオフにして、外部条件でダイオードを逆回復させるモードにおいては、ダイオードD₁の両端電圧、即ちIGBTQ₁の両端電圧は第１の実施例と同じように、図３に示すような動作となる。

即ち、ダイオードの両端電圧が上昇すると、この上昇に応じて、抵抗R₁、可飽和リアクトルL₁、コンデンサC₁の直列回路を通して、電流I_clamp1がIGBTQ₁のゲートに流れ込み、ゲート電圧V_GE1を上昇させ、IGBTQ₁をオンさせる方向となり、V_CE1の電圧上昇が抑制される。

尚、上記実施例には抵抗として電気部品の例を示したが、電気部品に限られず、抵抗値を持った配線材料や導電材料を適用できる。また、可飽和リアクトルの巻線材料への抵抗値を持った導電性材料の適用、等価直列抵抗の大きなコンデンサ部品の適用も可能である。

Q₁、Q₂・・・ＩＧＢＴ D₁、D₂・・ダイオード R₁・・・抵抗
L₁・・・可飽和リアクトル C₁・・・コンデンサ
ＺＤ・・・電圧クランプ素子

Claims (3)

1. 電圧駆動型半導体素子のターンオフ時のサージによる過電圧を抑制する回路方式において，可飽和リアクトルと、コンデンサと、抵抗と、の直列回路を前記電圧駆動型半導体素子のコレクタ端子とゲート端子との間に接続したことを特徴とする半導体保護回路。
2. ダイオードを逆並列接続した電圧駆動型半導体素子のダイオード逆回復時のサージによる過電圧を抑制する回路方式において，可飽和リアクトルと、コンデンサと、抵抗と、の直列回路を前記電圧駆動型半導体素子のコレクタ端子とゲート端子との間に接続したことを特徴とする半導体保護回路。
3. 前記抵抗は、抵抗値を有する導電性部材で構成したことを特徴とする請求項１、または２に記載の半導体保護回路。