KR102404605B1 - 저항기 에뮬레이션 및 게이트 부스트 - Google Patents

Abstract

부하를 구동하기 위해 파워 스위치의 제어 단자를 구동하고, 상기 제어 단자에 전달되는 전류를 제어하는 네거티브 피드백 회로를 갖는 파워 스위치 드라이버에 있어서, 상기 네거티브 피드백 회로는: - 전류 소스 및 전류 싱크 중 적어도 하나를 포함하는 전류 출력 회로로서, 상기 제어 단자의 상기 전류를 제공하고 상기 전류 출력 회로에 의해 제공되는 상기 전류의 크기를 제어하기 위해 출력 전류 제어 신호를 수신하도록 구성된 전류 출력 회로; - 상기 제어 단자로부터 전압을 수신하고, 상기 전압의 표시를 출력하는 단자 전압 입력 회로; - 증폭기 출력을 생성하기 위해 상기 단자 전압 표시를 증폭하도록 결합된 증폭기; 및 - 적어도 하나의 저항기를 포함하는 기준 전압을 수신하기 위한 기준 전압 입력 회로를 포함하되, 상기 기준 전압 입력 회로는 상기 증폭기의 전하 공급 입력에 결합되고, - 파워 스위치 드라이버는 상기 증폭기 출력에 따른 상기 출력 전류 제어 신호를 생성하도록 구성되며, 그리고 - 상기 파워 스위치 드라이버는 상기 단자 전압 입력 회로에 의해 수신된 상기 전압의 증가에 응답하여 상기 전류 출력 회로에 의해 제공된 상기 전류를 감소시키도록 구성되는 파워 스위치 드라이버가 제공된다.

Description

저항기 에뮬레이션 및 게이트 부스트{RESISTOR EMULATION AND GATE BOOST}

본 발명은 일반적으로 파워 컨버터, 부하를 구동하기 위해 파워 스위치의 제어 단자를 구동하는 파워 스위치 드라이버, 이러한 파워 스위치 드라이버를 포함하는 파워 컨버터 및 부하를 구동하기 위해 파워 스위치의 제어 단자에 대한 구동 신호를 제어하는 방법에 관한 것이다.

AC-DC 컨버터 또는 DC-AC 인버터와 같은 파워 컨버터는 일반적으로 절연 게이트 바이폴라 트랜지스터(IGBT)와 같은 병렬 및/또는 직렬 연결된 파워 스위칭 장치의 네트워크를 포함한다. 이러한 컨버터는 저전압 칩에서부터 컴퓨터, 기관차(locomotive) 및 고전압 전송 라인에 이르기까지 다양한 적용에 사용될 수 있다. 컨버터는 예들 들어, 해상 풍력 설비로부터 파워를 전달할 수 있는 유형의 고전압 직류 전송선로에서 스위칭을 위해 그리고 모터 등, 예를 들어, 기관차 모터를 위한 중간 전압(예를 들어, 1kV보다 큰) 스위칭에 사용될 수 있다.

다음의 설명은 일반적으로 파워 컨버터의 부하를 구동하도록 차례로 구성된 하나 또는 그 이상의 파워 스위치(들)에 관한 것이다. 파워 스위치(들)로서, 일부가 예를 들어, 1200V 또는 1700V 및/또는 1200A의 정격(rating)을 갖는 IGBT는 낮은 레벨의 전압 또는 전류들의 인가에 의해 큰 전류를 제어하기 위해 사용된다. 그러나, 여기에 설명된 원리들 및 실시 예들은 일반적으로 파워 스위치(들)가 탄화 규소 MOSFET(수직 또는 측면), HEMT, JFET 또는 다른 유형의 MOSFET인 경우에도 적용될 수 있다. 따라서, IGBT 또는 파워 스위치에 대한 언급은 일반적으로 임의의 이러한 장치에 대한 참조로 대체될 수 있다. 더욱이, 우리가 기술할 기술은 임의의 특정 유형의 장치 아키텍쳐에 제한되지 않으며, 따라서 파워 스위칭 장치는 예를 들어, 수직 또는 측면 장치일 있으며; 이들은 실리콘, 실리콘 카바이드 또는 질화 갈륨을 포함하지만 이에 제한되지 않는 다양한 기술 범위로 제조될 수 있다.

그럼에도 불구하고, 우리가 고려하는 파워 반도체 스위칭 장치는 일반적으로 1A 이상의 전류 운반 용량을 가지며, 100V보다 큰 전방으로 작동할 수 있고, 예를 들어 10A, 50A 또는 100A 이상의 큰 전압을 운반할 수 있으며, 500V 또는 1kV 이상의 장치 전반에 걸쳐 전압 차를 유지할 수 있다. 일반적은 IGBT 게이트 드라이버는 도 1에 도시된 소자들을 포함한다. 게이트 드라이버 로직은 파워 스위치(예를 들어, IGBT)의 온/오프를 언제 스위칭하는지를 나타내는 입력 신호(PWM)를 수신하는 3V3 또는 5V 파워 공급 장치를 참조하는 디지털 논리 회로를 포함한다. 게이트 드라이버 로직은 전류가 파워 스위치로 공급되거나 제거될 때를 나타내는 신호 (SOURCE 및 SINK)를 각각 생성한다. 레벨 변환 스테이지는 일반적으로 예를 들어 -10V 내지 +15V의 더 넓은 전압 범위에 걸쳐 파워 스위치를 구동하는 것이 요구된다. IGBT를 구동하는 출력 스테이지는 파워 스위치 및/또는 부하의 특성에 부합하도록 선택되는 턴-온 저항기(Ron) 및 턴-오프 저항기(Roff)을 갖는 P 및 N 채널 MOSFETS(PMOS 및 NMOS으로 표기됨) 또는 바이폴라 PNP 및 NPN 트랜지스터를 포함한다. 출력 스테이지 트랜지스터는 높은 전류를 처리할 수 있으며, 일반적으로 디지털 로직 및 레벨 변환이 이들을 직접 온-오프할 수 있는 충분한 전류를 제공하지 못함에 따라 구동 스테이지가 필요하다.

IGBT는 바람직하게는 IGBT 장치 및 정류 다이오드, 즉 프리-휠링 다이오드를 역 병렬로 포함하는 모듈에 제공될 수 있다. IGBT 모듈은 제조업체는 일반적으로 최소 소실을 위한 선호 게이트 저항값을 게재한다. IGBT가 온되는 경우, IGBT 스위칭 손실과 다이오드 역 복구 손실 사이에 트레이트-오프(trade-off)가 존재한다. 일반적으로 전체 손실을 줄이려는 시도는 다이오드가 바람직하게는 교차하지 않는 최대 파워 손실 라인에 의해 전류에 대한 전압 그래프로 나타낼 수 있는 안전한 작동 영역(SOA) 내에 머물러 있도록 보장하는 것이 바람직하다. 컨버터 출력 회로의 스위칭 속도가 너무 빠르면 다이오드가 손상될 수 있다. IGBT 제조업체는 일반적으로 저항을 갖는 전압 소스 드라이버(저항성 드라이버)를 가정할 때, 전반적인 손실을 최소화하기 위해 그들의 제품들을 최적화시킨다. 이러한 이유로, 모든 구동 회로(드라이버)는 IGBT 제조업체의 특정 범위 내에서 출력(게이트 드라이버) 저항을 갖는 저항성 드라이버인 것이 바람직하다.

전도 손실을 줄이기 위해, IGBT 게이트와 같은 파워 스위치 제어 단자는 장치가 온일 때 가능한 한 최고 전압으로 유지되는 것이 바람직하다. 장치 데이트 시트는 일반적으로 20V에서 절대 최대 값을 갖는 정상 작동 점에서 15V를 나타낸다. 반면, 실리콘 카바이드(SiC) MOSFFT는 일반적으로 18V 내지 20V에서 보다 높은 절대 최대로 작동하는 것으로 예상된다. 일반적인 게이트 드라이버를 만들기 위하여 게이트 전압을 구성할 수 있는 것이 바람직하다.

대부분의 파워 반도체는 단락 내구성을 가지고 있다. 이는 장치가 과도한 전류를 견딜 수 있는 시간(일반적으로 10 μs)이다. 게이트 드라이버는 이 상태를 감지할 수 있으며 이 시간 내에 IGBT를 안전하게 오프할 수 있는 것이 바람직하다. 상기 시간은 일반적으로 특정 게이트 전압에서 지정된다. 10μs 단락 정격을 얻기 위하여, IGBT 제조업체는 종종 전도 손실 또는 실리콘 면적을 상호 보완한다. 다시 말해, 10μs 요구 사항이 완화되면 고 성능 장치를 실현할 수 있다. 향상된 측정 및 제어 회로는 장치 제조업체가 비정상적인 조건에서도 여전히 보호할 수 있는 고성능 장치를 만들 수 있는 기회를 제공하는 것이 바람직하다.

따라서, 예를 들어, 그 중에서도 감소된 비용, 신뢰성, 낮은 회로 복잡성, 낮은 부품 수 및/또는 낮은 파워 손실 등과 같은 이점을 제공하기 위해, 파워 스위치 제어 단자 상의 전압 레벨을 제어하는 개선된 방법이 요구된다.

본 발명의 이해를 위해, 다음의 내용이 참조된다:

- DE 10 2006 034 351 A1; 및

- "Advantages of Advanced Active Clamping", Power Electronics Europe, Issue 8 2009, pp. 27 to 29.

본 발명의 일 양태에 따르면, 부하를 구동하기 위해 파워 스위치의 제어 단자를 구동하고, 상기 제어 단자에 전달되는 전류를 제어하는 네거티브 피드백 회로를 갖는 파워 스위치 드라이버에 있어서, 상기 네거티브 피드백 회로는: 전류 소스 및 전류 싱크 중 적어도 하나를 포함하는 전류 출력 회로로서, 상기 제어 단자의 상기 전류를 제공하고 상기 전류 출력 회로에 의해 제공되는 상기 전류의 크기를 제어하기 위해 출력 전류 제어 신호를 수신하도록 구성된 전류 출력 회로; 상기 제어 단자로부터 전압을 수신하고, 상기 전압의 표시(indication)를 출력하는 단자 전압 입력 회로; 증폭기 출력을 생성하기 위해 상기 단자 전압 표시를 증폭하도록 결합된 증폭기; 및 적어도 하나의 저항기를 포함하는 기준 전압을 수신하기 위한 기준 전압 입력 회로를 포함하되, 상기 기준 전압 입력 회로는 상기 증폭기의 전하 공급 입력에 결합되고, 파워 스위치 드라이버는 상기 증폭기 출력에 따른 상기 출력 전류 제어 신호를 생성하도록 구성되며, 그리고 상기 파워 스위치 드라이버는 상기 단자 전압 입력 회로에 의해 수신된 상기 전압의 증가에 응답하여 상기 전류 출력 회로에 의해 제공된 상기 전류를 감소시키도록 구성되는 파워 스위치 드라이버가 제공된다.

일 실시 예에서, 이러한 파워 스위치 드라이버는 파워 스위치를 구동하기 위해 제어된 출력 임피던스를 제공 할 수 있다. 유리하게는, 이러한 제어된 출력 임피던스는 에뮬레이팅된 저항으로 간주 될 수 있다.

실시 예에서, 적어도 하나의 저항기는 파워 스위치 드라이버의 에뮬레이팅된 저항을 결정할 수 있다. 특히, 기준 전압 및 적어도 하나의(고정된, 가변 및/또는 프로그램 가능한) 저항은 일 실시 예에서 설정될 증폭기에 대한 공급 또는 기준 전류(Iref)를 결정할 수 있다. 기준 전류는, 예를 들어 0V 또는 3V3과 같은 고정 기준 전압에 의해 결정될 수 있다. 바람직하게는 (즉, 선택적으로), 기준 전압 입력 회로의 임피던스는 실질적으로 (예를 들어, 정확히) 순전히 저항성이다. 저항성 임피던스는 파워 스위치 제어 단자에 저항성 출력 임피던스를 효과적으로 제공하기 위해 파워 스위치 드라이버에 의해 에뮬레이팅될 수 있다.

따라서, 파워 스위치 드라이버의 출력 임피던스는 출력 성분, 예를 들어, 도 1의 구성에 도시된 바와 같이 Ron 또는 Roff와 같은 고정 저항에 의해 결정되지 않을 수 있다. 그러나, 드라이버의 입력 스테이지 상의 저항(들)과 같은 구성 성분(들)에 의해 적어도 부분적으로 결정될 수 있다. 사실, 이러한 고정 출력 저항은 필요하지 않을 수 있다. 유리하게는, 파워 손실이 감소될 수 있고, 그리고/또는, 예를 들어 기판 레이아웃 및/또는 부품의 수 또는 선택과 관련된 열적 제약이 완화될 수 있다.

기준 전압 입력 회로의 구성 요소(들)는 가변 기준 임피던스를 제공하기 위해 디지털 또는 아날로그 수단에 의해 프로그래밍 가능 및/또는 제어 가능할 수 있다. 예를 들어, 적어도 하나의 저항기는 실시 예에서 디지털 저항기 및/또는 제어 가능한 저항기 네트워크를 포함할 수 있다. 따라서, 일 실시 예는 바람직하게는 넓은 범위의(일반적으로 유도성) 부하를 갖는, 바람직하게는 파워 스위치 모듈 및/또는 부하 특성에 따라 게이트 구동 저항을 변경시킬 필요가 없는 넓은 범위의 파워 스위치를 구동하는데 적합할 수 있고/있거나 다른 파워 스위치 및/또는 부하에 대해 상이한 파워 스위치 드라이버를 저장하는 작업자를 요구할 필요가 없다.

더욱이 에뮬레이션에 관해서는, 전류 출력 회로에 의해 전달되는 전류는 단자 입력 회로에 의해 수신된 전압의 증가에 비례하여(예를 들어, 정확하게 또는 예를 들어 1 %, 2 %, 5 % 또는 10 % 내에서) 실질적으로 바람직하게 감소될 수 있다. 일 실시 예에서, 단자 전압 표시를 증폭하는 것으로 고려되는 증폭기는, 바람직하게는 높은 입력 임피던스 및/또는 낮은 출력 임피던스를 갖는 전압 버퍼 및/또는 전류 증폭기를 포함할 수 있다. 증폭기의 전하 공급 입력은 기준 전압 입력 회로에 결합될 수 있으며, 실시 예에서 전하 공급 입력은 파워, 전류 또는 전하 공급 입력으로 지칭될 수 있다. 일 실시 예는 파워 스위치 드라이버의 저전압 측 및 고전압 측을 위한 배열로 출력 전류 회로, 단자 전압 입력 회로 및 증폭기(예를 들어, 버퍼, 콜렉터 팔로워)를 중복시킬 수 있다. 기준 전압 입력 회로는 상기 측들에 의해 공유 될 수 있다. 저전압 측에서, 출력 전류 회로는 전류 싱크를 포함할 수 있는 반면, 고전압 측에서 출력 전류 회로는 전류 소스를 포함할 수 있다. 당업자는, 예를 들어, 개별적인 해결책에 의해 또는 ASIC에서, 예를 들어 연산 증폭기에 기초하여, 전류 소스 또는 싱크를 구현하는 상이한 방법을 인지할 것이다.

단자 전압 입력 회로는 제어 단자에 높은 임피던스를 제공할 수 있다. 이러한 높은 임피던스는, 예를 들어 10kΩ, 100kΩ, 1㏁ 또는 10㏁일 수 있다. 바람직하게는, 높은 임피던스는 제어 단자 상의 전류 및/또는 전압이 단자 전압 입력 회로 입력 임피던스에 의해 실질적으로 영향을 받지 않도록 단자 전압 입력 회로의 입력 상의 전류를 제한하기에 충분하다.

파워 스위치 드라이버가 더 제공될 수 있으며, 단자 전압 입력 회로는 단자 전압 입력 회로에 의해 상기 제어 단자에 제공되는 임피던스를 효과적으로 증가시키기 위해, 기준 전압 입력 회로에 대한 결합(예를 들어, 직렬로 연결된 하나 이상의 저항)을 갖는다. 이러한 결합은 단자 전압 입력 회로를 증폭기에 추가로 연결할 수 있다.

입력 라인(예를 들어, 트랙, 와이어, 커넥터 및/또는 핀과 같은 도체)을 갖는(예를 들어, 비교기 및/또는 버퍼를 포함하는) 오프셋 전압 입력 회로를 포함하여 오프셋 전압을 수신하며, 단자 전압 입력 회로의 상기 전압의 표시를 오프셋 전압과 비교하는 비교기를 포함하며, 오프셋 입력 회로는, 바람직하게는 파워 스위치 드라이버가 상기 파워 스위치를 구동시키도록 동작할 때 파워 스위치 제어 단자로부터 상기 전압의 가변 한계를 오프셋 전압에 의해 설정하도록 허용하는 파워 스위치 드라이버를 더 제공할 수 있다. 단자 전압 입력 회로의 상기 전압에 대한 상기 증폭기의 제어의 종속성을 비활성화(disable)하기 위한 결합 스위치를 갖는 상기 파워 스위치 드라이버가 더 제공될 수 있다. 컨버터(예를 들어, 특히 컨버터의 파워 스위치 드라이버)는 상기 부하를 통해(및/또는 드라이버에 의해 구동되는 상기 파워 스위치를 통해) 전류(모니터링된 출력을 개선하기 위해 평균화된, 처리될 수 있는)를 모니터링하고, 전류 검출기가 상기 임계 전류 미만의 상기 모니터링된 전류를 표시할 때 상기 종속성을 비활성화하도록 구성되는 전류 검출기를 포함하며, 상기 파워 스위치 드라이버는 종속성(dependency)이 비활성화된 경우 전류 출력 회로의 상기 전류를 실질적으로(예를 들어, 정확하게 또는 5 % 또는 10 % 이내의) 일정하게 제공할 수 있다. 유리하게는, 이러한 실시 예는 일정한 구동 전류를 제공하도록 저항기 에뮬레이션을 턴-오프하도록 허용하며, 따라서 바람직하게는 부하 전반에 걸친 dv/dt의 변화율을 제한한다. 이것은 유도 부하의 권선, 예컨대 모터의 권선을 어느 정도 보호 할 수 있다.

또한, 전술한 에뮬레이션은 이와 같은 실시 예에서, 예를 들어 낮은 부하에서 턴-오프될 수 있다. 모니터링 된 전류가 임계 전류 미만일 때 종속성을 비활성화하면, 예를 들어 저 부하에서 높은 에뮬레이팅된 저항을 효과적으로 허용할 수 있다.

파워 스위치 드라이버는 단자 전압 입력 회로에 의해 수신된 상기 전압의 감소(증가)에 응답하여 상기 전류 출력 회로에 의해 제공된 상기 전류를 증가(감소)시키도록 구성된다. 전류 또는 전압의 증가 또는 감소에 대한 이러한 언급은 단지 크기를 나타낼 수 있다.

유사하게, 전류 출력 회로는 전류 출력 회로에 의해 제공된 전류의 크기 및/또는 방향을 제어하기 위해 출력 전류 제어 신호를 수신하도록 구성 될 수 있다.

파워 스위치 드라이버를 포함하는 파워 컨버터는 제1 파워 스위치와 제2 파워 스위치의 직렬 접속을 포함하는 적어도 하나의 하프 브릿지 회로를 포함하되, 각각이 다이오드에 병렬로 결합된 제1 및 제2 파워 스위치는 하프 브릿지 회로의 출력 라인에 결합된 부하를 구동하기 위한 전류를 교번으로 통과시키도록 구성되며, 파워 컨버터는 각각의 파워 스위치를 구동하기 위한 적어도 하나의 파워 스위치 드라이버를 포함하고, 파워 스위치 드라이버의 적어도 하나의 저항기는 제어 가능한 저항기(예를 들어, 디지털 저항기 및/또는 제어 가능한 저항기 네트워크로 제공된다)를 포함하되, 상기 파워 컨버터는: 파워 컨버터 중 적어도 하나를 통해 증가하는 턴-온 기간의 적어도 시작을 표시하는 턴-온 검출기를 포함하되, 파워 컨버터는 턴-온 검출기 표시에 근거하여 적어도 하나의 상기 파워 스위치 드라이버의 결합 스위치를 제어하여 드라이버의 단자 전압 입력 회로의 전압에 대한 드라이버의 증폭기의 제어의 종속성을 턴-온 기간 동안 허용하도록 구성된다. 따라서, 저항기 에뮬레이션은 적어도 하나의 상기 파워 스위치의 턴-온 단계(들) 동안, 선택적으로 추가로 후속하는 완전히 온 기간 동안 제공될 수 있다.

일부 회로 구성에서, 모니터링된 전류는, 예를 들어 IGBT의 콜렉터 전류일 수 있다 (일반적으로, “콜렉터 전류”는 파워 스위치를 통한 전류, 예를 들어, IGBT의 컬렉터 단자 또는 MOS 파워 스위치의 드레인-소스 전류를 통하는 전류 일 수 있다). 직렬 연결을 고려하면, 제1 및 제2 파워 스위치 중 하나 또는 둘 모두가 직렬로 연결된 다수의 파워 스위치로 대체될 수 있다. 다이오드(본 명세서에 언급된 다른 다이오드들과 같은)는 프리-휠링 또는 정류 다이오드일 수 있으며, 바람직하게는 대응하는 파워 스위치를 갖는 모듈에 제공된다. 각각의 파워 스위치 드라이버에 의해 구동되는 각각의 파워 스위치와 관련하여, 드라이버들 중 하나는 하나 이상의 파워 스위치를 구동할 수 있고, 다른 드라이버는 다른 하나 이상의 파워 스위치를 구동할 수 있다.

턴-온 검출기는 부하에 대한 출력 라인에 있을 수 있고 그리고/또는 파워 스위치의 주 전도 단자, 예를 들어 콜렉터 또는 이미터에 결합될 수 있다. 턴-온 검출기는, 예컨대 드라이버 모듈에 제공된 드라이버의 구성 요소일 수 있다. 턴-온 기간의 적어도 개시의 표시는, 예를 들어, 전류의 변화율이 임계 레벨 이상으로 유지되는 동안 활성 신호(예를 들어, 디지털 "1")를 출력하는 턴-온 검출기에 의해 제공될 수 있다. 파워 스위치를 통한 증가하는 전류는 전류가 임계 값 변화율 값 이상으로 변화하는 시간을 검출함으로써 검출될 수 있다.

바람직하세는, 상기 턴-온 검출기는 상기 적어도 하나의 파워 스위치를 통한 상기 전류의 변화율의 증가 및 상기 턴-온 기간의 계류(pendency)를 나타내는 변화율의 후속 감소를 검출하도록 구성된다. 증가율은 변화율이 임계치를 초과하는 경우(예를 들어, 임계치 이상) 검출될 수 있다. 유사하게, 증가율은 변화율이 임계치 미만일 때 검출될 수 있다.

파워 컨버터는 적어도 하나의 상기 파워 스위치 드라이버의 상기 결합 스위치를 제어하여 상기 드라이버의 상기 단자 전압 입력 회로의 상기 전압에 대한 상기 드라이버의 상기 증폭기의 제어의 상기 종속성을 상기 턴-온 기간에 뒤따르는(바람직하게는, 즉시 따르는) 기간 동안 허용하도록 구성되며, 상기 후속 기간의 시작 시 상기 드라이버의 상기 제어 가능한 저항기의 저항을 증가시키도록 구성될 수 있다. 이러한 후속 기간은 파워 스위치의 완전 온 기간일 수 있다. 따라서, 파워 스위치가 턴-온된 후 저항기 에뮬레이션이 턴-온되거나 출력 임피던스가 증가하거나 감소할 수 있다.

파워 컨버터는 적어도 하나의 상기 파워 스위치 드라이버의 상기 결합 스위치를 제어하여 상기 드라이버의 상기 단자 전압 입력 회로의 상기 전압에 대한 상기 드라이버의 상기 증폭기의 제어의 상기 종속성을 상기 턴-온 기간에 뒤따르는(예를 들어, 즉시 따르는) 기간 동안 비활성화하도록 구성되며, 상기 후속 기간 동안 상기 드라이버의 상기 전류 출력 회로의 상기 전류를 실질적으로 일정하게 전달하도록 구성된다.

상기 후속 기간의 시작에서 상기 적어도 하나의 파워 스위치를 통한 상기 전류의 변화율(예를 들어, 정에서 부로 또는 그 반대로)의 방향의 역전; 상기 후속 기간(예를 들어, 변경율이 임계 값 미만으로 떨어질 때 감지)의 종료 시에 상기 적어도 하나의 파워 스위치를 통한 상기 전류의 변화율의 감소; 및 상기 후속 기간의 종료 시에 임계 값보다 낮은(높은) 상기 파워 스위치 전반에 걸친 전압 중 적어도 하나를 표시하며, 상기 파워 컨버터는 적어도 하나의 상기 표시에 응답하여 상기 종속성의 지속 기간을 제어하기 위해 상기 결합 스위치의 제어를 수행하도록 구성되는 타이밍 검출기를 포함하는 파워 컨버터가 더 제공된다. 이러한 타이밍 검출기는 부하에 대한 출력 라인에 제공되거나 및/또는 파워 스위치의 단자(예를 들어, 콜렉터 또는 이미터)에 결합 될 수 있다. 검출기는 파워 스위치 드라이버 모듈의 구성 요소일 수 있다.

제1 파워 스위치와 제2 파워 스위치의 직렬 접속을 포함하는 적어도 하나의 하프 브릿지 회로를 포함하되, 각각이 다이오드에 병렬로 결합된 상기 제1 및 제2 파워 스위치는 상기 하프 브릿지 회로의 출력 라인에 결합된 부하를 구동하기 위한 전류를 교번으로 통과시키도록 구성되는 파워 컨버터가 더 제공될 수 있으며, 상기 파워 컨버터는 각각의 상기 파워 스위치를 구동하기 위한 적어도 하나의 상기 파워 스위치 드라이버를 포함하고, 상기 파워 스위치 드라이버의 상기 적어도 하나의 저항기는 제어 가능한 저항기를 포함하되, 상기 파워 컨버터는: 상기 파워 스위치의 스위칭 사이클의 적어도 하나의 위상의 지속 기간을 측정하기 위한 타이머 회로를 포함하고, 상기 파워 컨버터(바람직하게는, 상기 컨버터의 파워 스위치 드라이버)는 적어도 하나의 상기 측정된 지속 기간에 응답하여 제어 가능한 저항기의 저항을 조정하도록 구성된다. 이러한 위상(들)은, 예를 들어 턴-온 위상(들), 턴-오프 위상(들), 완전 온 위상(들) 및/또는 완전 온 위상(들)을 포함할 수 있다. 이러한 스위칭 사이클은 파워 스위치의 오프(온) 간격이 뒤 따르는 온(오프) 간격, 턴-온(오프) 기간 및 완전 온(오프) 기간을 포함하는 온(오프) 간격을 포함할 수 있다.

권선을 포함하는 유도성 부하를 구동하기 위한 파워 컨버터가 더 제공될 수 있으며, 제 1 파워 스위치와 제 2 파워 스위치의 직렬 접속을 포함하는 적어도 하나의 하프 브릿지 회로를 포함하며, 상기 제1 및 제2 파워 스위치는 상기 하프 브릿지 회로의 출력 라인에 결합된 상기 부하를 구동하기 위한 전류를 교번하여 통과시키도록 구성되며, 상기 파워 컨버터는 각각의 상기 파워 스위치를 구동하기 위해 전술한 적어도 하나의 파워 스위치 드라이버를 포함하고, 상기 파워 스위치 드라이버의 상기 적어도 하나의 저항기는 제어 가능한 저항기(예를 들어, 제어 가능한 저항기 네트워크)를 포함하되, 상기 파워 컨버터는: 상기 부하를 통과하는 전류를 모니터링하는 전류 검출기를 포함하며, 상기 파워 컨버터는 상기 제어 가능한 상기 전류 검출기가 상기 임계 전류 미만의 상기 모니터링된 전류를 표시할 때 상기 적어도 하나의 상기 드라이버의 제어 가능한 저항기의 (전체)저항을 증가시키도록 구성된다.

이러한 실시 예는 유도 부하, 예를 들어 모터의 권선을 보호하는데 유리할 수 있다. 바람직하게는, 실시 예는 부하 전반에 걸친 전압의 최대 변화율을 감소시킬 것이다.

특정 배열을 고려하면, 직렬 접속은 직렬로 연결된 다수의 제1 및/또는 제2 파워 스위치를 포함할 수 있다. 모니터링되는 전류는 파워 스위치(들) 및/또는 부하에서 측정된 평균 부하 전류일 수 있다.

일 실시 예에서, 하프 브릿지 회로에 연결된 각 파워 스위치 드라이버의 제어 가능한 저항기의 저항은 전류 검출기가 임계치 미만의 전류 크기를 나타낼 때 증가될 수 있다. 그럼에도 불구하고, 실시 예에서 증가된 저항(들)은 저 부하에서 높은 에뮬레이팅된 저항을 허용할 수 있다. 저항 증가에 부가적으로 또는 대안적으로, 파워 컨버터는 전류 검출기가 임계 전류 이상으로 상기 모니터링된 전류를 표시할 때 저항을 감소시킬 수 있다.

상기 각각의 파워 스위치를 구동하기 위해 결합된 상기 파워 스위치 드라이버는 상기 각각의 파워 스위치를 통한 전류를 모니터링하도록 구성된 상기 전류 검출기를 포함하고, 상기 전류 검출기가 상기 임계 전류 미만의 상기 모니터링된 전류를 검출할 때, 상기 파워 스위치 드라이버는 상기 제어 가능한 저항기의 상기 저항을 증가시키도록 구성되는 파워 컨버터가 더 제공될 수 있다. 이러한 실시 예는 국부 전류 측정 및/또는 에뮬레이팅된 저항기 제어를 허용 할 수 있다.

부가적으로 또는 대안적으로, 파워 컨버터는 모니터링 가능한 전류에 역비례로(바람직하게는, 선형적으로) 실질적으로(정확하게, 또는 적어도 ±2%, 5% 또는 10% 내에서) 제어 가능한 저항기의 저항을 증가시키도록 구성될 수 있다.

저항의 증가는 상기 하프 브릿지 회로의 상기 제1 및 제2 파워 스위치 중 적어도 하나로부터의 전류 정류 중 상기 출력 라인 상의 전압 변화율을 감소시키기 위한 저항이 증가하는 것일 수 있다. 이는 전류 스위치가 파워 스위치와 다이오드(예를 들어, 제2 (제1) 파워 스위치와 병렬로 제1 (제2) 파워 스위치로부터 프리-휠링 다이오드(free-wheeling diode)에 이르기까지)와 같은 역 병렬 다이오드를 갖는 파워 스위치 중 적어도 하나가 유리하게 사용될 수 있다. 일부 파워 스위치는 역전도(예를 들어, GaN HEMT 또는 MOSFET 바디 다이오드를 고려함)이지만, 이산 스위치 또는 집적 다이오드는 이러한 파워 스위치와 역 병렬로 요구되지 않을 수 있다.

적어도 두 개의 상기 하프 브릿지 회로들을 포함하는 파워 컨버터가 더 제공될 수 있으며, 상기 파워 컨버터는 상기 제1 하프 브릿지 회로의 상기 제1 파워 스위치 및 상기 제2 하프 브릿지 회로의 상기 제2 파워 스위치를 통해 상기 전류를 흐르게 함으로써 상기 부하를 구동하도록 구성되고, 상기 제1 하프 브릿지 회로의 상기 제1 파워 스위치 및 상기 제2 하프 브릿지 회로의 상기 제2 파워 스위치 중 적어도 하나의 제어 가능한 저항기의 저항을 증가시키도록 구성되며, 상기 증가는 상기 부하의 권선 전반에 걸친 전압 변화율을 감쇠시키도록 구성된다. 예를 들어, 제1 파워 스위치는 하프 브릿지 회로(위상 레그)의 상부 암에 있고, 제2 파워 스위치는 다른 하프 브릿지 회로(위상 레그)의 하부 암에 있을 수 있다.

본 발명의 제2 양태에 따르면, 부하를 구동하도록 파워 스위치의 제어 단자를 구동하기 위한 적어도 하나의 파워 스위치 드라이버를 포함하는 파워 컨버터가 제되며, 상기 파워 컨버터는 제1 파워 스위치와 제2 파워 스위치의 직렬 연결을 포함하는 적어도 하나의 하프 브릿지 회로를 포함하고, 상기 제 1 및 제 2 파워 스위치는 상기 하프 브릿지 회로의 출력 라인에 결합된 상기 부하를 구동하기 위한 전류를 교번으로 통과시키도록 구성되며, 각각의 상기 파워 스위치는 다이오드와 병렬로 결합되며, 상기 적어도 하나의 파워 스위치 드라이버는 상기 파워 스위치 각각을 구동시키도록 구성되되, 상기 파워 컨버터는: 상기 파워 스위치의 변수의 표시기를 클램프 값과 비교하기 위한 적어도 하나의 클램프 비교기를 포함하고, 상기 파워 스위치 드라이버는 상기 클램프 비교기가 상기 파워 스위치의 제어 단자와 연결될 때 상기 파워 스위치 드라이버와 상기 파워 스위치의 제어 단자 사이의 전류 흐름의 방향을 역전시키도록 구성되며, 상기 파워 스위치 가변 표시기가 상기 클램프 값을 초과하는 것을 표시하며, 상기 파워 스위치 변수는 상기 파워 스위치 양단의 전압; 파워 스위치를 통한 전류의 변화율; 및 파워 스위치 양단의 전압 변화율: 중 적어도 하나를 포함한다.

일 실시 예에서, 특정 조건(들) 하에서 파워 스위치가 부분적으로 또는 완전히 턴-오프되도록 제어 회로, 예컨대 게이트 구동 로직이 허용하도록 비교기를 통해 파워 스위치로부터 고속 피드백이 제공될 수 있다. 이러한 조건은 파워 스위치가 최대 안전 전압 또는 전류에서 작동하고 있다는 검지 일 수 있다. 따라서, 바람직하게는 트랜스버를 사용하지 않는 클램핑이 일 실시 예에서 달성될 수 있다.

표준 드라이브에서, 파워 스위치 드라이버와 제어 단자 사이의 전류 흐름의 방향의 역전은 상부 출력 스테이지 스위치(예를 들어, 도 1의 PMOS)를 턴-온시키고 더 낮은 출력 스테이지 스위치(도 1의 NMOS)를 턴-오프시킴으로써 달성될 수 있으며, 그 반대일 수도 있다.

그러나, 파워 스위치 드라이버는 위에서 설명한 저항 에뮬레이션을 위한 것일 수 있다. 이와 관련하여, 제1 양태의 파워 스위치 드라이버를 고려하면, 파워 스위치 드라이버와 제어 단자 사이의 전류 흐름 방향의 반전은 일 실시 예에서 기준 전압, 예를 들어 0에서 3으로 변경함으로써 달성 될 수 있으며, 예를 들어 IGBT의 형태로 파워 스위치의 게이트 전류를 역전시키는 3V일 수 있다. 이러한 기준 전압의 변경은, 제1 및 제2 파워 스위치 중 하나를 갖는 상부 암 및 다른 하나를 갖는 하부 암을 갖는 실시 예에서, 하부 암(파워 스위치)을 턴-오프하고 그리고/또는 상부 암(파워 스위치)을 턴-온시킨다. 클램프 값은 극성을 가질 필요가 없으므로, 클램프 값을 초과하는 것을 나타내는 비교는 크기 비교일 수 있다.

파워 스위치의 전압은 IGBT 또는 MOSFET과 같은 파워 스위치의 컬렉터와 이미터 또는 소스와 드레인 사이에 있을 수 있다. 유사하게, 파워 스위치를 통한 그러한 전류는 이러한 파워 스위치의 컬렉터와 이미터 또는 소스와 드레인 사이에 있을 수 있다. 따라서, 파워 스위치의 변수는 예를 들어, Vce, dlc/dt 또는 dVc/dt 일 수 있다. 각각의 다이오드는, 바람직하게는 파워 스위치를 포함하는 모듈에 제공되는 프리-휠링 다이오드일 수 있고, 다이오드에 결합된 파워 스위치는 역 병렬일 수 있다. 직렬 접속은 직렬로 연결된 다수의 제1 및/또는 제2 전력 스위치를 포함할 수 있다.

상기 클램프 비교기가 상기 파워 스위치 가변 표시기가 상기 파워 스위치의 오프 기간 동안 클램프 값을 초과하거나 초과하는 것을 표시할 때 상기 역전을 수행하도록 구성된 파워 컨버터가 더 제공될 수 있다. 이러한 OFF 기간은 파워 스위치의 턴-오프 기간 및/또는 완전 오프 기간을 포함할 수 있다. (클램프 값을 초과하는 것에 대한 임의의 기준은 클램프 값의 크기를 초과하는 파워 스위치 가변 표시기의 크기를 지칭할 수 있다)

상기 파워 스위치 전반에 걸쳐 연결된 용량성 임피던스를 포함하는 파워 컨버터가 더 제공될 수 있으며, 바람직하게는 상기 용량성 임피던스는 상기 파워 스위치 전반에 걸쳐 직렬로 임피던스를 갖는 전위 분배기를 포함하고, 상기 직렬 임피던스의 결합은 상기 표시기를 제공하도록 구성되며, 각각의 상기 직렬 임피던스는 커패시턴스를 포함하도록 구성된다. 저항과 캐패시턴스의 조합은, 예를 들어 저항만을 포함하는 전위 분할기를 갖는 실시 예와 비교하여, 전위 분할기가 넓은 주파수 응답을 가질 수 있게 하는 반면, 이러한 전위 분할기는 전압을 유용한 값으로 스텝 다운시킬 수 있다. 따라서, 커패시턴스(들)는 일 실시 예의 클램핑 제어를 향상시키기 위해 피드백의 속도를 향상시킬 수 있다. 바람직하게는, 직렬 임피던스는 DC에서 고주파수까지 필요한 대역폭에 대해 일정한 비율을 가지며, 이 비율을 지나면 비율이 증가하거나 감소할 수 있다.

상기 파워 스위치의 변수의 표시기를 제한 값과 비교하기 위한 적어도 하나의 한계 비교기를 포함하는 파워 컨버터가 더 제공될 수 있으며, 상기 파워 스위치 드라이버는 일련의 온-오프 상기 파워 스위치의 스위칭 사이클들: 상기 한계 비교기가 상기 파워 스위치의 OFF 기간 동안 상기 파워 스위치 가변 표시기가 상기 한계 값 미만으로 유지하는 것을 나타내는 경우, 회로 변수를 감소시키고; 상기 비교기가 상기 파워 스위치 가변 표시기가 상기 파워 스위치의 OFF 기간 동안 상기 한계 값을 초과하는 것을 나타내는 경우 상기 회로 변수를 증가시키는 단계를 포함하며, 상기 회로 변수는 상기 파워 스위치 드라이버의 제어 가능한 출력 저항; 및 상기 파워 스위치의 제어 단자로의 전류 중 적어도 하나를 포함하고, 상기 파워 스위치 변수는 상기 파워 스위치 양단의 전압; 파워 스위치를 통한 전류의 변화율; 및 파워 스위치 양단의 전압 변화율 중 적어도 하나를 포함한다.

일 실시 예에서, 한계 비교기 및 클램프 비교기는 단일 비교기로서 함께 구현될 수 있다.

일 실시 예는 피드백이 클램프 값에서 또는 그 근사치(예를 들어, 1%, 5% 또는 10% 이내)를 유지하도록 허용할 수 있다. 유리하게는, 클램핑은 클램프 값을 초과하는 파워 스위치 전반에 걸친 전압의 오버슈트를 감소시키거나 실질적으로 없게 함으로써 달성될 수 있다. 이는 일 실시 예에서 클램프 값에 따라 클램핑이 달성 될 때까지, 예를 들어 변수의 크기가 클램프 값보다 작을 때까지 사이클 분석 출력 저항기를 조정함으로써 달성될 수 있다. 일 실시 예에서, 변수에 기초한 클램핑은 파워 스위치 양단의 전압이 최대 전압 등급을 초과하지 않도록 보장할 수 있다. 유사하게 파워 스위치의 전류에도 적용될 수 있습니다.

파워 스위치의 전압은 IGBT 또는 MOSFET과 같은 파워 스위치의 컬렉터와 이미터 또는 소스와 드레인 사이에 있을 수 있다. 유사하게, 파워 스위치를 통한 그러한 전류는 이러한 파워 스위치의 컬렉터와 이미터 또는 소스와 드레인 사이에 있을 수 있다. 따라서, 파워 스위치의 변수는 예를 들어, Vce, dlc/dt 또는 dVc/dt 일 수 있다.

클램프 또는 한계 값에 대한 각각의 비교는 크기 비교, 즉 값의 극성, 파워 스위치 변수 및/또는 파워 스위치 가변 표시기가 임의의 상기 비교의 출력에 영향을 주지 않도록 크기 비교일 수 있다.

스위칭 사이클은 전원 스위치의 오프(온) 간격이 뒤따르는 온(오프) 간격, 턴-온(오프) 기간 및 완전 온(오프) 기간을 포함하는 온(오프) 간격을 포함할 수 있다. OFF 기간은 턴-오프 기간 및/또는 완전 오프 기간을 포함할 수 있다. 일련의 스위칭 사이클은 하나, 둘 또는 그 이상의 그러한 사이클을 포함할 수 있다.

IGBT와 같은 파워 스위치의 제어 단자, 예를 들어, 게이트에 대한 전류는 바람직하게는 조절 가능하지만 실질적으로 일정한 전류이다.

상기 회로 변수는 상기 제어 가능한 출력 저항을 포함하는 파워 컨버터가 더 제공될 수 있으며, 상기 파워 스위치 드라이버는 제어 스위치와 상기 제어 가능한 출력 저항을 갖는 제어 가능한 저항기의 직렬 연결을 포함하는 출력 스테이지를 포함하고, 상기 직렬 연결은 상기 제어 단자에 상기 파워 스위치를 오프하기 위한 전류가 공급되도록 구성된다.

제어 스위치와 제어 가능한 저항기의 직렬 연결은 예를 들어 n-형 MOS (또는 대안적인 실시 예에서 p-형) 및 제어 가능한 저항기를 포함할 수 있다. 제어 스위치와 제어 가능한 저항의 직렬 연결은 출력 스테이지의 하단 또는 상단에 있을 수 있다. 제어 가능한 저항은 디지털 저항 및/또는 제어 가능한 저항 네트워크를 포함할 수 있다.

파워 컨버터의 실시 예에서, 파워 스위치 드라이버는 어댑티브 드라이브이다. 특히, 상기 파워 스위치 드라이버는 제1 양태에 따를 수 있으며, 상기 회로 변수는 상기 제어 가능한 출력 저항을 포함하고, 상기 파워 스위치 드라이버는 상기 적어도 하나의 저항기의 저항을 조절하여 적어도 하나의 상기 회로 변수의 상기 증가 및 감소 중 적어도 하나를 수행하도록 구성될 수 있다. 부가적으로 또는 대안적으로, 제어 단자로의 전류는 출력 회로에 의해 제공된 전류 일 수 있다. 파워 스위치 드라이버는 제1 양태의 실시 예에 대해 위에서 정의된 바와 같은 결합 스위치를 포함할 수 있다.

따라서, 저항 에뮬레이션 게이트 드라이브는 바람직하게 클램프 값을 초과하는 파워 스위치 전반에 걸친 전압의 감소된 오버슈트(overshoot)를 갖는 클램핑을 더 허용 할 수 있다.

파워 컨버터가 DC 링크, 즉 위상 레그(들) 전반에 걸친 전압을 갖는 실시 예에서, 이는 유사하게 클램핑 관련 전압 오버슈트를 감소시키도록 모니터링될 수 있다. 이러한 컨버터는 AC-AC, AC-DC, DC-DC 또는 DC-AC 변환을 위한 것일 수 있다. (여기서 말하는 "컨버터"는 일반적으로 DC-AC 인버터, AC-DC 정류기 및/또는 DC-DC 또는 AC-AC 전압 레벨 컨버터 등을 포함한다). DC 링크는 하프 브릿지 기반 변환 회로의 복수의 위상 레그들 각각이 직렬의 파워 스위치(들)를 갖는 상부 암 및 직렬의 하부 암 파워 스위치(들)를 가지며, 암들 사이의 접합은 로드를 구동시키도록 결합된다. DC 링크는 위상 레그에서 공통으로 전압을 안정화시키는 역할을 한다.

특히, 상기 파워 컨버터는 적어도 2 개의 위상 레그들 및 상기 레그들이 공통 전압을 갖도록 상기 위상 레그들 각각에 걸쳐 연결된 DC 링크를 가지며, 파워 스위치 드라이버는 제어 가능한 출력 저항을 제공하는 출력 스테이지, 상기 제어 단자의 전류를 도통시키는 출력 스테이지, 상기 파워 스위치를 턴 오프하기위한 전류와, 상기 전압의 표시기를 공통으로(예를 들어, 파워 스위치의 콜렉터 전압에 기초하여) 수신하기 위한 피드백 라인; 및 상기 피드백 라인에 결합되고 상기 피드백 라인 상에 수신된 상기 전압 표시기에 기초하여 상기 제어 가능한 출력 저항을 제어하도록 구성된 구동 스테이지 제어기를 포함한다.

상기 구동 스테이지 제어기는 상기 전압 표시기가 공통으로 상기 전압의 증가(감소)를 나타낼 때 상기 제어 가능한 출력 저항을 증가(감소)시키도록 구성된다. 부가적으로 또는 대안적으로, 상기 드라이버 제어기는 전압 표시기가 임계 링크 전압 값(상기 전압은, 바람직하게는 전압 크기로서 단지 전압으로 간주 됨)보다 높거나 낮은 전압을 공통으로 나타내는 상기 전압을 나타낼 때 제어 가능한 출력 저항을 증가(감소)하도록 구성될 수 있다. 표시기는 평균 DC 링크 전압의 임계 값 이상 및/또는 임계 값을 나타낼 수 있음을 유의해야 한다. 따라서, 제어 가능한 출력 저항은 감소된 주파수, 예를 들어, 적어도 매 스위칭 사이클마다 변경될 수 있다.

바람직하게는, 복수의 파워 스위치 드라이버들을 제어하기 위한 중앙 제어기가 제공되고, 상기 중앙 제어기는 상기 구동 스테이지 제어기를 포함한다.

일 실시 예에서, 파워 스위치 드라이버는 제어 스위치와 제어 가능한 출력 저항을 갖는 제어 가능한 저항기의 직렬 연결을 포함하는 출력 스테이지를 포함한다.

파워 스위치 드라이버는 어댑티브 드라이브일 수 있고, 제어 가능한 출력 저항기는 전류 소스 또는 싱크에 의해 에뮬레이팅될 수 있다. 파워 스위치 드라이버가 제1 양상에 대해 위에서 정의된 바와 같은 경우, 출력 스테이지는 전류 출력 회로를 포함할 수 있고, 파워 스위치 드라이버는 제어 가능한 출력 저항의 제어를 수행하기 위해 적어도 하나의 저항기의 저항을 조절하도록 구성될 수 있다.

제품으로 제공되는 경우, 파워 컨버터는 파워 스위치 드라이버 및 DC 링크를 포함할 수 있다.

상기 양상들 중 임의의 것의 파워 스위치 드라이버를 포함하는 임의의 상기 양태의 임의의 파워 컨버터가 제공될 수 있다.

또한, 전술한 바와 같은 임의의 파워 스위치 드라이버 또는 파워 컨버터가 제공될 수 있으며, 파워 스위치는 IGBT(바람직하게는 역 병렬 다이오드, 즉, IGBT로서 소위 프리-휠링 다이오드를 선택적으로 포함한다) 실리콘 카바이드 MOSFET, HEMT 또는 JFET와 같은 MOSFET, 또는 다른 유형의 파워 스위치 일 수 있다. 이들 스위치는 실리콘 카바이드, 질화 갈륨 또는 실리콘 기술을 기반으로 할 수 있다.

본 발명의 제3 양태에 따르면, 부하를 구동하기 위해 파워 스위치의 제어 단자를 구동하는 파워 스위치 드라이버가 제공되며, 상기 파워 스위치 드라이버는, 제어 단자 기준 전압을 제공하는 제어 가능한 전압 소스; 상기 제어 단자 기준 전압에 따라 상기 파워 스위치의 상기 제어 단자상의 전압을 제어하고, 상기 제어 단자상의 전압을 변화시키는 출력 신호를 제공하도록 구성된 전압 제어 회로; 상기 파워 스위치 드라이버의 출력 회로의 임피던스의 저하를 나타내는 상기 신호에 응답하여 상기 파워 스위치의 전류 또는 전압 중 적어도 하나의 변화율을 나타내는 신호를 생성하는 피드백 회로를 포함하고, 상기 제어 전압을 감소시키기 위해 상기 제어 단자 기준 전압을 감소시키도록 상기 제어 가능한 전압 소스를 제어한다.

상기 출력 회로는 적어도 상기 파워 스위치(예를 들어, 브릿지 회로의 위상 레그의 하나의 상부 또는 하부 암에 있고, 출력 회로의 다른 파워 스위치는 위상 레그의 그 또는 다른 암에 포함될 수 있다) 및 선택적으로 적어도 하나의 정류 다이오드가 파워 스위치 및/또는 (일반적으로 유도성의)부하와 역 병렬 접속된다. 이러한 다이오드는 제어된 제어 단자 전압을 갖는 파워 스위치와 그리고/또는 제어된 전압을 갖는 파워 스위치와 직렬로 연결된 파워 스위치, 예를 들어 위상 레그의 다른 암 내의 파워 스위치와 역 병렬일 수 있으며, 상기 파워 스위치는 상기 제어된 전압을 갖는다.

일 실시 예에서, 부하 단자(일반적으로, 하프 브릿지 회로 또는 위상 레그의 상부 및 하부 암 사이의 중간 지점)가 파워 레일에 연결되는 경우, 예를 들어 하나 또는 더 많은 파워 스위치 및/또는 다이오드가 고장 나거나 파워 레일로 부하가 단락된다면 출력 회로의 단락 조건이 발생할 수 있다. 이와 같은 단락 상태가 발생하면, 상기 파워 스위치 제어 단자의 전압을 저하시키는 것이 바람직하다.

출력 회로의 임피던스, 예를 들어 저항의 감소는 임피던스의 갑작스런 그리고/또는 비정상적인 감소를 나타낼 수 있다. 보다 안전한 동작 조건 하에서 더 낮은 파워 소산을 허용하면서, 파워 스위치를 통한 전류가 증가할 때 제어 단자(예를 들어, 게이트) 상의 전압을 감소시킴으로써, IGBT와 같은 파워 스위치를 보호하는 실시 예가 적용될 수 있다. 따라서, 제어 전압의 감소는 승압된 제어 단자 전압에서 파워 스위치의 동작 동안 출력 회로의 잠재적인 단락 회로 상태를 검출할 때 발생할 수 있다. 이러한 전압 감소는 파워 스위치가 턴-온되는 정도를 줄일 수 있습니다. 바람직하게는, 상기 파워 스위치는, 예를 들어 제조자의 권장 정상 동작 전압 미만의 제어 단자 전압에서 안전 전압으로 동작할 수 있다.

특정 실시 예는, 예를 들어 상기 변화율을 나타내기 위해 IGBT 켈빈 에미터의 인덕턴스와 같은(바람직하게는, 스트레이) 인덕턴스 전반에 걸친 전압을 검출함으로써 파워 스위치를 통한 전류 변화율을 모니터링할 수 있다. 제어 가능한 전압 소스는 디지털-아날로그 컨버터 (DAC)를 포함할 수 있다. 제어 단자 상의 전압의 제어는 제어 단자에/로부터 전류를 제공하는 전류 싱크 또는 소스의 전류를 제어하는 단계를 포함할 수 있다. 따라서, 출력 신호는 전류 신호일 수 있다.

제어 단자 기준 전압 및/또는 제어된 전압의 감소에 대한 언급은 전압의 크기만을 참조할 수 있음을 주목해야 한다.

상기 전압 제어 회로는 상기 제어 단자 기준 전압에 따른 상기 스위치 드라이버의 출력 스테이지를 제어하도록 구성되는 게이트 전압 피드백 회로를 포함하되, 상기 출력 스테이지는 상기 게이트 전압 피드백 회로에 따라 제어된 전압의 상기 감소를 제어하도록 구성된다. 이러한 출력 스테이지는 전류 소스 또는 싱크를 포함할 수 있거나 제어 가능한 저항기(예를 들어, 가변 및/또는 프로그램 가능한 Roff 또는 Ron) 및/또는 제어 스위치(예를 들어, NMOS 또는 PMOS)를 포함할 수 있다. 이러한 제어 가능한 출력 저항은 도 1에 도시된 바와 같은 표준 게이트 드라이브의 고정 출력 저항을 대체할 수 있다. 게이트 전압 피드백 회로는 제어 단자 기준 전압 및/또는 제어 단자 전압에 따라 제1 입력을 수신하는 비교기 및 바이어스 신호를 수신하는 제2 입력을 포함할 수 있으며, 비교기의 출력은 출력 스테이지를 제어한다. 비교기를 구동 스테이지, 예를 들어 저항 에뮬레이션 스테이지 전방으로 구동 출력 스테이지를 제어하여 단자 전압을 제어하는 증폭기 및/또는 전압 버퍼가 더 제공될 수 있다.

따라서, 게이트 전압 피드백 회로는 제어 단자 기준 전압, 제어 단자 전압의 표시기 및/또는 출력단 임피던스 감소를 나타내는 신호에 기초하여 단자 전압을 제어할 수 있다.

또한, 상기 파워 스위치의 턴-온을 표시하기 위한 턴-온 신호를 수신하는 입력 라인을 포함하는 파워 스위치 드라이버가 더 제공될 수 있으며, 상기 전압 제어 회로는, 상기 턴-온에 응답하여 신호에서, 제어 단자의 전압을 부스트 전압으로 승압시키며, 상기 제어된 전압의 감소는 상기 부스트 전압으로부터의 감소이다. 전압 상승은 턴-온 신호 이후 즉시 또는 바람직하게는 (즉, 선택적으로) 미리 결정된 지연에서 발생할 수 있다. 부스트 전압은 바람직하게는 (예를 들어, 제조자의 데이터 쉬트에 표시된 바와 같이) 파워 스위치의 정상 동작 포인트보다 높은 전압이다. 부스트 전압은 마찬가지로 (예를 들어, 제조자의 데이터 쉬트에 표시된 바와 같이) 파워 스위치의 최대 안전 전압보다 낮은 것이 바람직하다. 입력 라인(예를 들어, 트랙, 와이어, 커넥터 및/또는 핀 등을 포함함)은 펄스 폭 변조 신호의 에지의 형태로 턴-온 신호를 수신할 수 있다.

상기 피드백 회로는 상기 변화율을 나타내는 신호를 수신하고, 상기 수신된 신호를 임계 값과 비교하기 위한 비교기를 포함하되, 상기 비교기는 상기 비교 결과를 임피던스 감소의 상기 표시를 제공하도록 구성된다.

상기 전압 제어 회로는 상기 턴-온 신호에 응답하여 상기 출력 신호를 제어하여 상기 파워 스위치의 상기 제어 단자 상에 제1 전압을 발생시키도록 구성되고,- 상기 전압 제어 회로는 제1 전압이 생성된 이후에 시간 지연에서 상기 파워 스위치의 상기 제어 단자 상의 제2 부스트 전압을 생성하기 위한 상기 출력 신호를 더 제어하도록 구성된다. 제 1 전압은, 바람직하게는 파워 스위치를 턴-온하기에 충분하다. 부스트 전압은 첫 번째 전압에 비해 파워 스위치를 턴-온 또는 턴-오프 상태로 만들 수 있습니다. 실시 예에서, 이는 파워 스위치 제어 단자가 승압되기 전에 정상 동작 전압으로 상승된다는 것을 의미할 수 있다. 시간 지연은 파워 스위치가 단락 회로로 턴-온되지 않았는지 확인하기 위한 것일 수 있다. 예를 들어, 시간 지연은 수 마이크로 초, 예를 들어, 5 내지 7㎲ 일 수 있다.

부스트 전압 아래의 감소된 제어 단자 기준 전압은 제1 전압과 동일한 전압 레벨을 가질 수 있지만, 보다 바람직하게는 제1 전압보다 작다 (크기는 더 크다). 이는 출력 회로의 단락 상태가 감지될 때 파워 스위치 제어 단자의 전압이 정상 동작 전압 미만으로 되돌아가는 것을 의미할 수 있다. 따라서, 파워 스위치는 보다 안전한 및/또는 더 높은 손실 상태로 복귀될 수 있다.

또한 이와 관련하여, 감소된 제어 단자 기준 전압은 바람직하게는 파워 스위치를 온으로 유지시킨다. 이러한 실시 예에서, 부스트 전압은 일시적인 것일 수 있지만, 파워 스위치는 제1 전압으로부터 감소된 후에도 턴-온 상태로 유지될 수 있다. 상기 피드백 회로는, 상기 제어 단자 기준 전압을 감소시키는 상기 제어 이후의 (바람직하게는, 소정의)시간 지연에서, 상기 제어 단자 기준 전압을 감소시키도록 상기 제어 가능한 전압 소스를 제어하여 상기 파워 스위치를 턴-오프시키되록 구성된다. 따라서, 제어 단자 기준 전압은 감소된, 바람직하게 권장되는 정상 동작 전압을 통해 부스트 전압으로부터 단계적으로 턴-오프될 수 있다.

바람직한 실시 예에서, 파워 스위치 드라이버는 어댑티브 드라이브와 결합될 수 있다. 어댑티브 드라이브는 고정 또는 가변 출력 스테이지 저항기를 이용하는 것보다 임피던스 에뮬레이션, 예를 들어, 저항 에뮬레이션을 위한 회로를 포함하는 것이 유리하다.

상기 파워 스위치 드라이버는 상기 제어 단자로 전달되는 전류를 제어하기 위한 네거티브 피드백 회로를 가질 수 있고, 상기 네거티브 피드백 회로는, 전류 소스 및 전류 싱크 중 적어도 하나를 포함하는 전류 출력 회로를 포함하고, 상기 전류 출력 회로는 상기 전류 출력 회로에 의해 제공된 전류의 크기를 제어하기 위해 출력 전류 제어 신호를 수신하도록 구성된 제어 단자; 상기 제어 단자로부터 전압을 수신하여 상기 전압의 표시를 출력하는 단자 전압 입력 회로; 증폭기 출력을 생성하기 위해 상기 단자 전압 표시를 증폭하도록 결합된 증폭기; 및 적어도 하나의 저항을 포함하는 기준 전압을 수신하기 위한 기준 전압 입력 회로를 포함하고, 상기 기준 전압 입력 회로는 상기 증폭기의 전하 공급 입력에 결합되고, 상기 파워 스위치 드라이버는 상기 출력 전류 제어 신호에 의존하여 상기 파워 스위치 드라이버는 상기 단자 전압 입력 회로에 의해 수신된 전압의 증가에 응답하여 상기 전류 출력 회로에 의해 제공된 전류를 감소시키도록 구성된다.

일 실시 예에서, 이러한 파워 스위치 드라이버는 파워 스위치를 구동하기 위해 제어된 출력 임피던스를 제공할 수 있다. 유리하게는, 이러한 제어된 출력 임피던스는 에뮬레이팅된 저항으로 간주될 수 있다. 구체적으로, 고정, 가변 및/또는 프로그램 가능 저항기(들)는 일 실시 예에서 공급 또는 기준 전류(Iref)가 증폭기에 설정되도록 허용할 수 있으며, 기준 전류는 고정 기준 전압(예를 들어, , 0V 또는 3V3)에 더 의존한다. 바람직하게는, 기준 전압 입력 회로의 임피던스는 실질적으로 (예를 들어, 정확히) 순전히 저항성이다. 저항성 임피던스는 파워 스위치 제어 단자에 저항성 출력 임피던스를 효과적으로 제공하기 위해 파워 스위치 드라이버에 의해 에뮬레이팅될 수 있다.

따라서, 실시 예에서, 적어도 하나의 저항기는 파워 스위치 드라이버의 에뮬레이팅된 저항을 결정할 수 있다.

일 실시 예에서, 단자 전압 표시를 증폭하는 것으로 고려되는 증폭기는, 바람직하게는 높은 입력 임피던스 및/또는 낮은 출력 임피던스를 갖는 전압 버퍼 및/또는 전류 증폭기를 포함할 수 있다. 기준 전압 입력 회로는 증폭기의 전하 공급 입력에 결합될 수 있으며, 실시 예에서 전하 공급 입력은 파워, 전류 또는 전하 공급 입력으로 지칭될 수 있다.

따라서, 파워 스위치 드라이버의 출력 임피던스는 출력 성분, 예를 들어, 도 1의 구성에 도시된 바와 같이 Ron 또는 Roff와 같은 고정 저항에 의해 결정되지 않을 수 있다. 그러나, 드라이버의 입력 스테이지 상의 저항(들)과 같은 구성 성분(들)에 의해 적어도 부분적으로 결정될 수 있다. 사실, 이러한 출력 저항은 필요하지 않을 수 있다. 전력 손실이 감소될 수 있고, 그리고/또는, 예를 들어 기판 레이아웃 및/또는 부품의 수 또는 선택과 관련된 열적 제약이 완화될 수 있다.

기준 전압 입력 회로의 구성 요소(들)는 가변 기준 임피던스를 제공하기 위해 디지털 또는 아날로그 수단에 의해 프로그래밍 가능 및/또는 제어 가능할 수 있다. 예를 들어, 적어도 하나의 저항기는 실시 예에서 적어도 하나의 디지털 저항기 및/또는 제어 가능한 저항기 네트워크를 포함할 수 있다. 따라서, 일 실시 예는 바람직하게는 넓은 범위의(일반적으로 유도성) 부하를 갖는, 바람직하게는 파워 스위치 모듈 및/또는 부하 특성에 따라 게이트 구동 저항을 변경시킬 필요가 없는 넓은 범위의 파워 스위치를 구동하는데 적합할 수 있고/있거나 다른 파워 스위치 및/또는 부하에 대해 상이한 파워 스위치 드라이버를 저장하는 작업자를 요구할 필요가 없다.

더욱이 에뮬레이션에 관해서는, 전류 소스에 의해 전달되는 전류는 단자 입력 회로에 의해 수신된 전압의 증가에 비례하여(예를 들어, 정확하게 또는 예를 들어 1 %, 2 %, 5 % 또는 10 % 내에서) 실질적으로 바람직하게 감소될 수 있다.

파워 스위치 드라이버는 단자 전압 입력 회로 상의 증폭기의 제어의 종속성을 비활성화하는 결합 스위치를 포함할 수 있다. 유사하게, 결합 스위치는 상기 제어 단자 기준 전압에 대한 상기 증폭기의 제어의 종속성을 활성화하도록 제공될 수 있다. 따라서, 드라이버가 게이트 부스트 모드에서 동작하는 동안 저항 에뮬레이션이 비활성화 될 수 있다.

상기 파워 스위치 드라이버는 상기 파워 스위치의 상기 전류 변화율을 나타내는 신호를 제공하기 위해 인덕턴스(예를 들어, 바람직하게는 상기 파워 스위치 모듈의 단자의 스트레이, 유도 부분)에 전반에 걸친 전압을 모니터링하도록 구성될 수 있다. 예를 들어, 인덕턴스는 IGBT 모듈의 켈빈 이미터 단자일 수 있다.

파워 스위치 드라이버는 파워 스위치(선택적으로 정류 다이오드 포함) 및/또는 부하를 포함할 수 있다.

상술한 바와 같은 파워 스위치 드라이버는 파워 스위치를 포함할 수 있다. 유사하게, 전술한 바와 같은 파워 스위치 드라이버를 포함하는 파워 컨버터가 제공될 수 있다.

또한, 전술한 바와 같은 임의의 파워 스위치 드라이버 또는 파워 컨버터가 제공될 수 있으며, 파워 스위치는 IGBT(바람직하게는 역 병렬 다이오드, 즉, IGBT로서 소위 프리-휠링 다이오드를 선택적으로 포함한다) 실리콘 카바이드 MOSFET, HEMT 또는 JFET와 같은 MOSFET, 또는 다른 유형의 파워 스위치 일 수 있다. 이들 스위치는 실리콘 카바이드, 질화 갈륨 또는 실리콘 기술을 기반으로 할 수 있다.

본 발명의 제4 양태에 따르면, 부하를 구동하기 위한 파워 스위치의 제어 단자로의 구동 신호를 제어하는 방법에 있어서, 상기 방법은: 턴온 신호에 응답하여, 상기 제어 단자상의 부스트 전압을 제어하는 단계를 포함하되, 상기 부스트 전압 상기 파워 스위치를 턴-온시키며; 상기 제어 단자의 전압이 상기 부스트 전압일 때, 상기 파워 스위치를 포함하는 출력 회로의 임피던스 감소를 검출하기 위해 상기 파워 스위치의 전류 및 전압 중 적어도 하나를 모니터링하는 단계; 및 상기 모니터링 된 전류 또는 전압이 상기 임피던스의 감소를 표시할 때 상기 제어 단자 상의 전압을 상기 부스트 전압 미만으로 감소시키는 단계를 포함한다.

제 3 양태와 유사하게, 출력 회로의 임피던스, 예를 들어 저항의 감소는 갑작스런 그리고/또는 비정상적인 감소를 나타낼 수 있다. 보다 안전한 동작 조건 하에서 더 낮은 파워 소산을 허용하면서, 파워 스위치를 통한 전류가 증가할 때 제어 단자(예를 들어, 게이트) 상의 전압을 감소시킴으로써, IGBT와 같은 파워 스위치를 보호하는 실시 예가 적용될 수 있다. 따라서, 제어 전압의 감소는 승압된 제어 단자 전압에서 파워 스위치의 동작 동안 출력 회로의 잠재적인 단락 회로 상태를 검출할 때 발생할 수 있다. 이러한 전압 감소는 파워 스위치가 턴 오프되는 실시 예에서, 파워 스위치가 턴-온되는 정도를 줄일 수 있습니다. 바람직하게는, 상기 파워 스위치는, 예를 들어 제조자의 권장 정상 동작 전압 미만의 제어 단자 전압에서 안전 전압으로 동작할 수 있다.

더 유사하게는, 상기 출력 회로는 적어도 상기 파워 스위치(예를 들어, 브릿지 회로의 위상 레그의 하나의 상부 또는 하부 암에 있고, 출력 회로의 다른 파워 스위치는 위상 레그의 그 또는 다른 암에 포함될 수 있다) 및 선택적으로 적어도 하나의 정류 다이오드가 파워 스위치 (제3 양태에서 상술한 바와 같이) 및/또는 부하와 역 병렬 접속된다. 일 실시 예에서, 부하 단자(하프 브릿지 회로 또는 위상 레그의 상부 및 하부 암 사이의 중간 지점)가 파워 레일에 연결되는 경우, 예를 들어 하나 또는 더 많은 파워 스위치 및/또는 다이오드가 고장 나거나 파워 레일로 부하가 단락된다면, 단락 조건이 발생할 수 있다. 이와 같은 단락 상태가 발생하면, 상기 파워 스위치 제어 단자의 전압은 감소될 수 있다.

보다 안전한 동작 조건 하에서 더 낮은 파워 소산을 허용하면서, 파워 스위치를 통한 전류가 증가할 때 제어 단자(예를 들어, 게이트) 상의 전압을 감소시킴으로써, IGBT와 같은 파워 스위치를 보호하는 실시 예가 적용될 수 있다. 바람직하게는, 상기 파워 스위치는, 예를 들어 제조자의 권장 정상 동작 전압 미만의 제어 단자 전압에서 안전 전압으로 동작할 수 있다.

바람직하게는, 이러한 전압 감소는 파워 스위치가 턴-온되는 정도를 줄일 수 있습니다. 따라서, 감소는 즉시 파워 스위치를 턴-오프시킬 수 있지만, 보다 바람직하게는 감소된 제어 단자 전압에서 파워 스위치를 유지할 수 있다. 부스트 전압 미만으로 전압을 감소시키는 단계는 전압을 제1 전압으로 감소시키는 단계, 또는 제1 전압 미만으로 감소시키는 단계, 예를 들어 파워 스위치를 완전히 턴-오프하는 단계를 포함할 수 있다.

승압 전압을 생성하기 위한 구동 신호를 제어하는 단계는, 턴-온 신호에 응답하여, 제어 단자 상에 제1 전압을 생성하도록 구동 신호를 제어하는 단계로서, 제1 전압은 파워 스위치를 턴-온시키는 단계; 상기 턴-온 신호 이후의 시간 지연에서, 상기 제어 신호에 제2 전압을 발생 시키도록 상기 구동 신호를 추가로 제어하는 단계를 포함하되, 상기 제2 전압은 상기 부스트 전압이고, 상기 장치는 보다 낮은 손실 상태로 턴-온된다. 제1 및/또는 제2 전압의 생성은 제1 전압에 대한 단계 변화를 초래할 수 있거나, 점진적으로 및/또는 복수의 단계로 행해질 수 있다. 시간 지연은 파워 스위치가 단락 회로로 턴-온되지 않았는지 확인하기 위한 것일 수 있다. 예를 들어, 시간 지연은 수 마이크로 초, 예를 들어, 5 내지 7㎲ 일 수 있다.

바람직하게는, 파워 스위치 상의 전압 또는 그 전반에 걸친 전압(예를 들어, 콜렉터 또는 컬렉터-이미터 전압)이 임계 값 아래로 떨어지면, 시간 지연이 만료된다. 이러한 시간 지연을 제공하기 위해, 드라이버는 전압이 정상 온 상태로 떨어질 때까지(예를 들어, 파워 스위치 상의 전압 또는 1 내지 4V의 전압) 대기하도록 구성될 수 있다. 이렇게 하면 장치의 파워가 턴-온되지 않을 수 있다. 적절한 임계 값은 예를 들어, 5V, 10V 또는 20V 일 수 있다.

일 실시 예에서, 상기 파워 스위치는 상기 제어 단자 상의 전압을 상기 부스트 전압 아래로 감소시킨 후에 시간 지연에서 턴-오프될 수 있으며, 바람직하게는 상기 시간 지연은 미리 설정된 시간 지연이다. 대안적으로, 시간 지연의 만료는 파워 스위치의 전압 신호 및 전류 신호(예를 들어, 콜렉터 전류 또는 전압 또는 이들의 변화율) 중 적어도 하나에 대한 임계 값의 비교에 의해 결정될 수 있으며, 여기서 “콜렉터” 또는 “이미 터”는 파워 스위치에 따라 “소스” 또는 “드레인”으로 교체 가능). 일부 파워 스위치(예를 들어, 몇몇 유형의 IGBT)의 경우, 시간 지연을 결정하기 위해 파워 스위치 콜렉터 전류가 상승하는 것을 기다리는 것이 바람직할 수 있다. 임계 값 미만의 양의 di/dt를 검출하면 파워 스위치 상승의 끝이 감지될 수 있다. 부가적으로 또는 대안적으로, 시간 지연은 파워 스위치 전반에 걸친 전압이 불포화를 나타내는 임계 값 이상으로 상승했을 때를 검출함으로써 판정될 수 있다.

상기와 일치하여, 상기 모니터링은 상기 파워 스위치를 통한 전류의 변화율을 모니터링하는 단계를 포함할 수 있다. 모니터링된 전류 변화율은 임계 값과 비교되어 임피던스의 감소 표시를 제공할 수 있다.

또한, 이와 관련하여, 상기 모니터링은 상기 파워 스위치를 포함하는 상기 출력 회로의 단락 회로 상태 및 선택적으로 상기 파워 스위치의 출력에 결합된 부하를 검출하는 것일 수 있다. 상기 출력 회로는 파워 스위치와 역 병렬로 연결된 정류 다이오드를 더 포함할 수 있다.

바람직한 실시 예는 첨부된 종속항들에서 정의된다.

바람직한 실시 예들의 임의의 하나 이상의 상기 양태들 및/또는 임의의 하나 이상의 상기 임의의 선택적인 특징들은 임의의 순열로 결합될 수 있다. 또한, 상기 방법 중 어느 하나에 대응하는 방법이 제공될 수 있으며, 상기 방법 중 임의의 것에 대응하여 장치가 제공될 수 있다.

본 발명을 더 잘 이해하고 어떻게 그 효과를 나타낼 수 있는지를 보기 위해, 첨부된 도면을 참조하여 본 발명은 설명될 것이며, 여기서:
도 1은 IGBT 게이트 드라이버의 구동 스테이지를 보여주며;
도 2는 IGBT 게이트 드라이버의 예시적인 구동 스테이지를 보여주며;
도 3은 겉보기 저항(apparent resistance)을 변화시키는 출력 트랜지스터의 변조를 보여주며;
도 4는 저항기 거동이 출력 트랜지스터에 결합될 수 있음을 보여주며;
도 5는 가변 저항을 설정하는데 사용될 수 있는 전류 미러를 보여주며;
도 6은 출력 전류 싱크(표현을 용이하게 하기 위해 Isource로 표기) 및 저항기 에뮬레이션 스테이지를 보여주며; 여기서, 이는 파워 스위치 드라이버의 저전압 측을 형성할 수 있으며;
도 6b는 상부 및 하부 전압 측을 포함하는 어댑티브 드라이버를 보여주며;
도 7은 저항기 선택의 예를 보여주며;
도 8a는 게이트 피드백 회로를 포함하는 어댑티브 드라이버를 보여주며; 이는 파워 스위치 드라이버의 저전압 측을 형성할 수 있으며;
도 8b는 고전압 및 저전압측을 위한 게이트 전압 피드백을 포함하는 어댑티브 드라이버를 보여주며;
도 9는 di/dt 검출을 갖는 게이트 전압 피드백 회로를 도시하며, 선택적으로 8a 또는 8b에 결합되어 Vrefl을 제어하며;
도 10은 단락 검출을 갖는 예시적인 턴온 시퀀스를 보여주며;
도 11은 파워 컨버터를 보여주며;
도 12는 예시적인 IGBT 스위칭 파형의 위상을 보여주며;
도 13은 트랜소브(transorb) 클램핑을 갖는 예시적인 저항기 드라이버를 보여주며;
도 14는 분압기(potential divider)를 이용한 클램핑 전압의 측정을 수행하는 구성을 보여주며;
도 15는 소스 및 싱크 신호를 갖는 비교기 피드백의 예시적인 타이밍 다이어그램을 보여주며;
도 16은 Roff or Ig 선택을 위한 예시적인 사이클간 제어 방식을 보여주며;
도 17은 바람직하게는 Vce에 기초하여 DC 링크를 측정하고, 다음 사이클 동안 Roff를 변화시키는 구성을 도시하며;
도 18은 바람직하게는 Vce에 기초하여 DC 링크를 측정하는 예 및 피드백 회로를 도시하며;
도 19는 출력 스테이지를 위한 두 가지 대안을 도시하며; 게이트 부스트 구현을 위한 도 19b의 예는 도시된 바와 같이 2개의 추가적인 PMOS 트랜지스터로 구현되며, 관련 커패시터를 구비한 추가적인 전압 레일(예를 들어, 18V)을 필요로 하며; 그리고
도 20은 게이트 부스트 방법의 실시 예를 보여준다.

다음은 아래의 예들과 같은 개념들 및 관련된 실시 예들을 설명한다:

- 유효 저항을 제어하기 위해 전류 소스가 피드백과 함께 어떻게 사용될 수 있는지를 보여주는 에뮬레이트된 저항기를 위한 회로

비정상적인 조건에서 보호를 위한 높은 di/dt 검출을 포함하는 전도 손실을 감소시키기 위한 게이트 부스트;

임의의 상태에서 시간을 측정하고 저항을 일정하게 유지함으로써 dv/dt를 제어하는 방법 및 장치;

높은 DC 링크 전압, 클램프 레벨 및 알고리즘을 허용하는 어댑티브 방식;

- 저항기처럼 거동하는 전류 소스 (게이트 전압 피드백 모드에서 비활성화될 수 있음);

- 단락 하에서 소자를 보호하는 게이트 전압 피드백 루프;

- 부하 전류를 측정하고 구동 특성을 적응시킴으로써 dv/dt를 제어하는 방법; 및

- DC 링크 전압, 전압 측정으로부터의 피드백, dv/dt 측정 및/또는 di/dt 측정에 따라 제어 루프에서 적절한 저항기를 선택하여 과전압을 방지하는 방법.

상기 중 하나 이상은 단일 실시 예에서 달성 및/또는 구현될 수 있다. 따라서, 다수의 파워 스위칭 적용들을 처리할 수 있는 단일 제품이 제공될 수 있다.

에뮬레이션

일반적인 구현에 있어서, Ron과 Roff는 물리적 저항기들이다. 어떤 경우에는, 솔더링 없이 저항기를 변경할 수 있는 것이 바람직하다. 따라서, 작동 중 정적 또는 동적으로 소프트웨어 제어 하에서 저항기를 변경할 수 있도록 프로그래밍 가능한 저항기를 만드는 것이 유리할 수 있다.

여기에 청구된 발명을 고안하면서 본 발명자에 의해 현재 구상되는 이를 달성하기 위한 한 가지 방법은 레벨 변환, 구동 및 출력 스테이지를 여러 번 반복하는 것이다. Ron 및 Roff 저항기는 다른 조합으로 결합되어 다양한 저항을 선택할 수 있다. N 개의 저항기에는 2^N-1 개의 저항기 조합이 있으며, 예를 들어, 8 개의 출력 스테이지는 244 개의 서로 다른 저항기 설정을 가능하게 한다.

본 발명자에 의해 지금 구상된 장치는 레벨 변환 및 구동 스테이지가 결합된 도 2에 도시되어 있으며, 출력 스테이지는 소스 및 싱크 블록으로 분리되어 있다. (소스와 싱크 부분은 보완적이라는 것을 주목할 수 있다. 여기에 제공된 다른 회로도는 싱크 부분이나 소스 부분만 표시할 수 있다).

이 접근법은 상황에 바람직할 수 있지만, 많은 단점이 있을 수 있다. 먼저, 합리적인((>10) 세트의 저항기 값을 제공하기 위해 매우 많은 수의 부품이 필요할 수 있으며, 이는 기판 면적을 과도하게 할 수 있다. 또한, 출력 스테이지 트랜지스터 및 저항기에서의 파워 소모는 특정 구현에서 영구적으로 OFF되는 경우도 있기 때문에 모든 구성 요소에 균등하게 분배되지 않을 수 있다. 이로 인해 과도한 정격 부품이 생겨 기판 면적 및/또는 비용이 증가할 수 있다.

다른 접근법은 Ron과 Roff 각각을 디지털로 프로그램 가능한 저항기로 대체하는 것이다. 그러나, 이러한 부품은 존재하지만, 일반적으로 펄스 전류 및 높은 파워 손실을 처리할 수 있어야 함으로, 이러한 맥락에서는 적합하지 않다.

따라서, 예를 들어 팬을 제공함으로써 주변 환경을 제거하는 것이 일반적으로 가능하지 않고/거나 바람직하지 않다는 것을 염두에 두면서 저항 구동 설계에 관한 파워 손실 및/또는 열 성능이 우려될 수 있다 (예를 들어, 비용으로 인하여). 유사하게, 예를 들어 스위칭 속도를 제한함으로써 온도 모니터링 및/또는 회로 디레이팅(derating)에 의한 고파워 손실을 완화시키는 것은 비용 및/또는 컨버터 성능의 관점에서 바람직하지 않을 수 있다.

도 1 및 2를 참조하여 설명한 바와 같이, 어떤 경우에는 솔더링 없이 게이트 구동 회로의 출력 스테이지 저항을 변경할 수 있는 것이 바람직할 수 있다. 바람직하게는, 이는 파워 컨버터의 양호한 파워 변환 및/또는 열 성능을 고려하면서 수행된다.

상술한 바와 같이, 디지털적으로 프로그램 가능한 저항기 또는 중복된 스테이지에 대한 추가 또는 대안은 도 3에 도시된 바와 같이, 가변하는 듀티 사이클을 갖는 출력 스테이지 저항기를 온 또는 오프(예를 들어, 회로에서 그리고 회로 밖에서 스위칭) 시키도록 하는 것이다. 턴-오프 저항기 값(Roff)은 R1과 트랜지스터(M1)의 듀티 사이클에 비례한다. 이것이 효과적이기 위해서는, M1의 변조 주파수가 높은 것이 바람직하며 (>1 MHz), 파워 스위치로 유입 및 파워 스위치로부터 유출되는 전류를 원활하게 하는 데 적합하고, 일부 인덕턴스가 필요할 수 있다. 일반적으로, 고주파는 M1에서 높은 스위칭 파워 손실을 야기하고 여분의 인덕턴스는 제어 단자(예를 들어, 게이트) 전류가 변경될 수 있는 속도를 제한할 수 있으며, 이는 일부 제어 적용들에서 바람직하지 않다.

이 사상의 또 다른 개선이 도 4에 도시된다. 이 경우, 고정된 저항기(R2)가 사용되어 출력 스테이지가 저항기 특성을 갖도록 한다. 그러나, 가변 저항은 그 저항이 R2의 배수가 되도록 선형 영역에서 트랜지스터(M2)를 구동함으로써 생성된다. R2 전반에 걸친 전압 강하는 R2 * 제어 단자 전류이다. 이 전압이 측정되고 나서 이득(k1)을 갖는 증폭기를 통과시킨다. 이는 M2 전반에 걸쳐 측정된 전압과 비교된다. M2는 이득(k2)의 증폭기로 구동된다. 정상 상태에서 M2 전반에 걸친 전압 강하가 k1의 배수와 R2 양단의 전압 강하를 보장하는 피드백 제어 루프가 생성된다. 따라서, 이 경우 Roff는 R2 * (1 + k1)과 같다.

이러한 회로는 경우에 따라 바람직할 수 있다. 그러나, 이 회로의 한 가지 잠재적 단점은 가변 이득 증폭기(K1)가 필요할 수 있으며, 이는 디지털 로직으로부터 구현 및 구동하기가 어려울 수 있다는 것이다.

도 4의 변형예가 도 5에 도시된다. 여기서, R2는 그 저항을 설정하는 데 사용되는 또 다른 트랜지스터(M5)로 트랜지스터(M4)가 대체된다. 바람직하게는, M4와 M5는 동일하게 패키지되어 동일한 특성을 가지며, M4와 M5는 공통 게이트 연결을 공유하므로, M4와 M5의 저항은 동일하다. M5의 전반에 걸친 전압 강하 및 그에 따른 저항은 로직 레벨로부터 구동할 수 있는 입력 전압 기준(Vref)에 의해 설정된다. 이 경우, 설계, 이득, k1, k2 및/또는 k3가 고정될 수 있다. 그러나, 이 회로는 많은 비싼 연산 증폭기를 사용하며 정확도를 위해 M4와 M5의 양호한 매칭에 의존한다.

그러나, 바람직한 접근법은 예를 들어 도 6a 또는 6b에 도시된 바와 같은 “어댑티브 드라이버”의 형태의 파워 스위치 드라이버다. 어댑티브 드라이버는 고정 또는 가변 출력 스테이지 저항기를 이용하는 것보다 저항기 에뮬레이션을 위한 회로를 포함하는 것이 유리하다. 도 6a 또는 6b의 예시적인 회로에서, 이는 일반적으로 전류 소스를 사용하여 저항기를 통해 흐르는 전류와 동등한 제어 단자 전류를 제공함으로써 달성된다. 기준 전압(Vref)은 디지털 로직에 의해 제공된다. 기준 전압 입력은 예컨대 0V, 논리 레벨 하이(예를 들어, 3V3) 또는 개방 회로일 수 있다. 기준 전압(Vref)을 수신하는 기준 전압 입력 회로는 에뮬레이트되기를 원하는 저항을 선택하기 위해 사용되는 저항(R5)을 포함할 수 있다. Vref 상에서의 로직 하이 전압은 전류(Iref)가 R5, Q1 및 R4를 통해 흐르게 한다. 적어도 Q1과 R4는 증폭기 출력을 R4를 통과하는 전류 또는 R4 전반에 걸친 전압으로 간주하는 증폭기를 제공하는 것으로 간주 될 수 있다. (증폭기는 예를 들어, 버퍼 및/또는 콜렉터 팔로워의 표준 구성을 가질 수 있다). 도 6a 또는 6b에서, Q1의 에미터(emitter)는 증폭기의 전하 공급 입력으로 간주 될 수 있다. R6 및 R7은 R5, R4 및 Q1의 온 저항에 비해 상당히 높은 임피던스(예를 들어, 50x)를 가질 수 있으므로, 이 경로에서 상당한 전류가 흐르지 않는다는 것에 주목할 수 있다. R6은 단자 전압 입력 회로와 기준 전압 입력 회로 사이의 결합으로 간주 될 수 있다. 이득(k1)으로 증폭된, R4 전반에 걸쳐 측정된 전압은 전류 소스(Isource: 다른 실시 예에서는 전류 싱크의 전류 레벨이 대신 설정 될 수 있다)와 같은 전류 출력 회로의 전류 레벨을 설정하는데 사용된다. 일 실시 예에서, k1은 Iref 대 Isource의 비율이 1: 250가 되도록 설정되지만, 이득 및 소스/싱크 전류의 다양한 조합이 상이한 파워 스위치의 요건을 충족시키도록 선택될 수 있다. 이득 k1을 갖는 증폭기의 출력은 실시 예에서 출력 전류 제어 신호로 고려 될 수 있다.

제어 단자에서의 전압은 IGBT와 같은 파워 스위치에 대해, 예를 들어 -10V 내지 + 15V의 범위에서 변한다. 저항성 드라이버에서, 제어 단자 전류는 공급 전압과 제어 단자 전압의 차이에 비례 할 수 있다. 즉, 턴-온 동안 제어 단자(게이트) 전압이 +15V에 가까워짐에 따라 전류는 0으로 감소한다. 단자 전압 입력 회로와 관련하여 R7을 갖거나 갖지 않는 R6을 사용하여 제어 단자 전압을 측정할 수 있다. R6과 R7 사이의 노드(node)에서 전압이 증가함에 따라 트랜지스터(Q1)이 구동되어 R4의 전류가 비례하여 감소된다. 이것은 저항기 거동을 에뮬레이팅하는 방식으로 제어 단자 전류를 감소시킬 수 있다. 따라서, 출력 전류 소스/싱크가 저항기를 에뮬레이팅할 수 있게 하는 네거티브 피드백 루프가 형성 될 수 있다.

바람직하게는, 도 6a 또는 6b에 도시된 바와 같이 SW1에 이르는 비교기 및 버퍼를 바람직하게 포함하는 오프셋 전압 입력 회로와 관련하여, 비교기의 입력 라인상의 오프셋 전압(Vdc_offset)은 제어 단자의 전압 범위가 가변될 수 있게 한다. 이는 비교기가 증폭 제어 신호를 생성함으로써 달성 될 수 있다. IGBT를 위한 전압 범위는 -10V 내지 +15V 일 수 있다. 실리콘 카바이드(SiC) MOSFET를 위한 게이트 전압 범위는 -5V 내지 +20V일 수 있다. Vdc_offset에서 인가되는 일정한 전압은 R6 및 R7과 함께 논리 레벨들(예를 들어, 0V 및 3V3) 및 제어 단자 전압 사이의 병진(translation)을 설정할 수 있다.

선택적 커플링 스위치(SW1)는 저항기 에뮬레이션 기능이 턴-오프되거나(Q1 개방 회로의 베이스), 정전류 싱크(Q1이 접지에 연결됨)로 동작하거나 인에이블되도록 할 수 있다. 전류 구동은 바람직하게는 후술하는 특정 조건 하에서 전압 소스 및 저항(저항성 구동)일 수 있다.

도 6a 또는 6b에 도시된 것과 같은 어댑티브 드라이버 회로의 실시 예는 적은 수의 구성 요소로 구현 될 수 있으므로 콤팩트 할 수 있다. 또한, 실시 예들에서, 파워 손실은 출력 스테이지 전류 소스 또는 싱크를 구현하는 트랜지스터들에 항상 존재할 수 있으며, 이는 단순화된 레이아웃 및/또는 보다 쉬운 냉각을 유도 할 수 있다.

에뮬레이팅된 저항을 변경하려면 R5가 변경될 수 있는 것이 바람직하다. 이는 예를 들어, 도 7에 도시된 회로로 구현될 수 있다. 이러한 실시 예에서, SW1a는 저항 R1을 구동하는 버퍼를 통해 논리 0 또는 1을 선택하는데 사용된다. SW1b는 출력을 활성화 또는 비활성화하는 데 사용되므로, R1은 0V, 3V3로 구동되거나 개방 회로이다. SW2a/b와 R2는 R2의 값이 R1의 값의 두 배가되는 순서로 다음 저항을 형성한다. SW3a/b 및 R3은 R3이 4배(R1)인 다음 스테이지를 형성한다. 이는 도 7에서 N, 2^N-1 개의 가능한 저항기로 주어지는, 필요한 만큼 많은 스테이지 동안 계속된다. 스위치와 버퍼는 디지털 논리 회로(PLD 또는 FPGA와 같은)에서 쉽게 구현되며, 저항기는 파워 스위치 제어 터미널 전류를 소실할 필요가 없으므로 작은 신호 타입일 수 있으며, 그 중 극소수에 불과하다. 이것의 이점은, 실시 예들에서, 다수의 저항들이 매우 적은 기판 면적으로 에뮬레이팅될 수 있다는 것이다.

다른 IGBT 모듈 및 파워 루프 토폴로지(스트레이 인덕턴스)의 범위를 충족시키기 위해서는 에뮬레이팅된 저항을 구성할 수 있는 것이 바람직하다는 것에 주목한다. 예를 들어 도 6a 또는 6b에 기초한 어댑티브 드라이버의 실시예는 n-비트 디지털-아날로그 컨버터(DAC)로 저항을 설정할 수 있다. 예를 들어, 8-비트 DAC는 256 (2에서 8 파워) 저항값을 구성할 수 있다. 이러한 방식은 다중 병렬 저항기로 구현될 수 있지만, 이것은 여분의 비트를 추가하는 것이 펄스 저항기가 상당한 파워를 손실시킬 수 있으므로 기판 면적이 더 많이 소요된다는 것을 포함하는 많은 단점을 가질 수 있으며, 그리고/또는 파워 손실이 저항기 전반에 걸쳐 균일하게 분배되지 않는다. 어댑티브 드라이버의 이러한 실시 예는 여분의 1 비트 당 1 개의 여분의 핀(프로그램 가능한 장치상의) 및/또는 2 개의 작은 저항기를 요구할 수 있으므로, 기판 면적은 무시할 만하며, 파워 손실은 에뮬레이팅된 저항에도 불구하고 출력 트랜지스터에 집중된다.

일 실시 예에서, 파워 손실은 출력 스테이지에 제한되어 에뮬레이팅된 저항기의 광범위한 범위를 위한 관리를 용이하게 한다. 따라서, 향상된 열 성능이 달성될 수 있다.

dv /dt를 고려한 제어

그 일 예가 도 1에 도시된 일반적인 파워 컨버터는 다수의 파워 스위치들, 예들 들어, IGBT(U1 내지 U4), 부하(L1) 및 컨버터(DCIink) 전반에 걸쳐 전압을 유지하는 커패시터 뱅크(C1)를 포함할 수 있다. 도 11은 부하(L1)를 구동하기 위한 풀 브릿지 회로를 제공하는 2 개의 하프 브릿지 회로(U1/ D1 + U2/ D2 및 U3/ D3 + U4/ D4)를 나타내는 것으로 간주 될 수 있다. 따라서, U1 및 U2(유사하게는 U3, U4)는 하프 브릿지 회로의 제1 및 제2 파워 스위치의 직렬 연결을 제공한다. 도 11에서, 각각의 파워 스위치는 선택적인 프리-휠링 다이오드(D1 내지 D4)와 역 병렬로 결합된다.

파워 흐름을 제어하기 위해 부하(예:모터)의 전류를 측정하여 컨트롤 유닛에 피드백 할 수 있다. DC 링크 전압은 또한 모니터링될 수 있으며, 바람직하게는 파워 스위치의 최대 차단 전압 이상으로 상승하지 않도록 조절될 수 있다.

부하가 모터와 같은 권선된 구성 요소인 경우에는 부하 전반에서 보여지는 최대 전압 변화율(dv/dt)을 제한하는 것이 바람직하다. 이것은 권선 사이의 절연 커패시턴스를 통해 흐르는 전류로 인해 권선된 부품의 절연이 손상될 수 있기 때문이다. 과도한 dv/dt는 또한 컨버터와 모터 사이의 케이블을 따라 전송선 효과로 인해 모터에서 전압 스파이크를 유발할 수 있다. IGBT가 스위칭됨에 따라, U1과 U2, U3과 U4 사이의 중간 지점에 갑작스러운 전압 변화(dv/dt)를 부과할 수 있다. 실시 예에서 이러한 dv/dt는 각 IGBT에 부착된 게이트 드라이버에 의해 제어될 수 있다.

게이트 드라이버가 전압 소스 및 저항(저항성 드라이버)인 경우, 부하에 의해 보여지는 dv/dt는 턴-온 및 턴-오프에서 저항에 비례하거나 반비례한다. 높은 부하 전류에서 dv/dt는 낮고, 낮은 부하 전류에서 dv/dt는 높다(예를 들어, 4 배 크다). 낮은 부하에서 dv/ dt를 제한하고자 할 경우, 높은 부하에서보다 큰 게이트 저항을 선택하는 것이 바람직할 수 있다. 이것의 부작용은 파워 컨버터에서 바람직하지 않은 파워 손실을 증가시키는 것일 수 있다.

예를 들어, 도 6a 또는 6b에 도시된 바와 같이, 상술한 어댑티브 드라이버는 이 문제에 대해 비용 효과적인 해결책을 제공할 수 있다. 에뮬레이팅된 저항은 실시 예들에서, 예를 들어 소프트웨어 제어 하에서 변경될 수 있기 때문에, 실시 예들에서 저항은 부하 조건들에 따라 변경될 수 있다. 피드백 제어 방식은 부하 전류를 측정하고 비례적으로 저항을 설정하기 위해 신호를 게이트 드라이버(예를 들어, 도 11의 CTRL1 내지 CTRL4)에 전송할 수 있다.

부가적으로 또는 대안적으로, IGBT의 전류는 게이트 드라이버에 의해 국부적으로 측정될 수 있고 시스템 제어기의 간섭 없이 적절한 저항이 설정될 수 있다. 스트레이 이미터 인덕턴스(도 9의 Le)에 의해 발생된 전압을 측정함으로써 발견되는 di/dt의 적분과 같은 게이트 드라이버에서 전류를 측정하는 다양한 수단이 사용될 수 있다. 다른 방법으로는 홀 효과 센서, 자기 저항 센서 또는 전류 감지 이미터(IGBT) 또는 전류 감지 소스(MOSFET, JFET 또는 HEMT)를 포함하는 파워 스위치가 있습니다.

dv/dt를 제어하는 추가적인 또는 대안적인 방법은 IGBT를 일정한 전류로 구동하는 것이다. 이 경우 dv/dt는 소스 또는 싱크 전류에 비례하며 부하에 의존하지 않는다. 저항기 에뮬레이션 회로는 에뮬레이션 기능(도 6a 또는 6b의 SW1)을 턴-오프함으로써 정전류 소스로 변환될 수 있다.

어떤 경우에는 저항기 에뮬레이션과 전류 소스 사이에서 변경하는 것이 바람직하다.

도 12에 도시된 바와 같이 예시적인 파형을 고려하면, IGBT 스위칭 파형의 각 위상(1 내지 10) 동안, 상이한 구동 메카니즘이 거동을 최적화하기 위해 사용될 수 있다. 이와 관련하여, 도 12의 파형은 IGBT의 하나의 스위칭 사이클을 보여주며, 이는 (i)적어도 위상 3 내지 6중 위상 4 내지 6을 포함하는 완전 온(on) 기간; (ii) 위상 1 및 10을 포함하는 완전 오프(off) 기간; 위상 2 및/또는 3을 포함하는 턴-온 기간; 위상 7 내지 9를 포함하는 턴-오프 기간을 갖는 온 간격을 갖는다. 위상 3은 턴-온 기간의 일부이거나, 턴-온 위상 2와 관련하여 후속 기간, 즉 바로 다음 기간인 온 위상으로 간주 될 수 있다. 따라서, 도 12는 스위칭 사이클이 IGBT의 ON 간격 및 OFF 간격을 포함할 수 있음을 나타낸다. 어떤 경우에는 구동 전류를 설정하는 저항을 갖는 전압 소스가 최적이며, 다른 경우에는 전류 소스가 바람직하고, 다른 경우에는 게이트가 특정 전압으로 유지되는 것이 더 좋다. 도 6a 또는 6b과 같은 어댑티브 드라이브는 하나의 최적 회로 설계에서 이들 3 가지 작업을 수행할 수 있다. 드라이브 프로파일은 부하 조건의 변화로 인해 사이클마다, 또는 파라미터 변동(예를 들어: 에이징으로 인한 성능 저하)으로 인해 장기간에 걸쳐 단일 사이클 내에서 작동 중에 고정되거나 변경될 수 있다.

도 12를 참조하면, 저항기 에뮬레이션과 전류 소스 사이에서 어떻게 변하는지를 고려하여, 예를 들어, 위상 2 및/또는 3을 포함하는 턴-온 기간 동안 턴-온되는 것을 고려한다. 위상 2 및 3 사이의 콜렉터 전류(중간 회색으로 표시된 lc)의 피크는 다이오드 역 회복(reverse recovery)으로 인한 것이다. 과도한 파워 손실로부터 다이오드를 보호하려면 다이오드 전반에 걸쳐 전압과 전류가 높은 이 위상에서 다이오드가 안전한 작동 영역(SOA) 내에 있도록 하는 것이 바람직하다. 다이오드 특성은 기준 구동 회로로서 저항성 IGBT 게이트 드라이버로 튜닝될 수 있다. 따라서 위상 2 동안 저항성 에뮬레이션이 바람직할 수 있다. dv/dt가 제어되도록 원하는 경우, 부하에 따라 저항을 변경하거나 일정한 전류 소스를 사용하는 것을 고려할 수 있다. 그러므로, 위상 3(위상 2를 포함하는 턴-온 기간에 이어지는 기간으로 간주될 수 있음)에서, 전압이 급격하게 변화하는 경우, 상이한 저항 설정 또는 정전류 소스로 스위칭하는 것이 바람직할 수 있다.

마찬가지로 위상 7 내지 9의 턴 오프 동안, dv/dt, IGBT 전반에 걸친 최대 전압(검은 색으로 표시된 Vce) 또는 콜렉터 전류(dlc/dt)의 변화율을 제한하기 위하여 게이트 전류 또는 저항을 변경해야 할 필요가 있다.

예를 들어, 도 6a 또는 6b에 기초한 어댑티브 드라이버 회로는 2 개 또는 그 이상의 다른 회로를 사용할 필요 없이 이러한 구성 변경을 가능하게 할 수 있다.

추가 회로가 필요 없는 부하 전류를 측정하는 한 가지 방법은 특정 위상에서 시간을 측정하는 것이다. 턴 온 동안, 위상 2 또는 위상 2와 3에서 소비된 시간은 부하 전류의 크기를 나타낼 수 있다. 턴 오프 동안, 위상 8에서 소비된 시간은 유사하게 부하 전류의 크기를 나타낼 수 있다. 이는 di/dt가 일정하거나 부가가 조금이라도 변하면 특히 그렇다. 적은 수의 다른 저항기를 선택하기 위한 해상도는 충분하다. 예를 들어, 100MHz 시스템 클록은 IGBT가 각 위상에서 소비하는 시간을 10ns의 정확도로 카운터를 사용하여 측정할 수 있다. 위상 2 또는 8의 예시적인 시간은 0 내지 50의 카운트 값에 대응하는 0 내지 500ns 일 수 있다. 이 경우 0 내지 10, 11 내지 20, 21 내지 30, 31 내지 40 및 41+의 카운트에 대해 5 개의 다른 저항기 중 하나를 선택하는 것이 적절할 수 있다.

또한, 상기에 관련하여,

- 위상 2의 시작은 di/dt 센서로 di/dt(전류 i는 예를 들어 콜렉터 전류)의 양극 측정(일반적으로 작은)을 검출함으로써 표시될 수 있다. 이러한 측정은 일 실시 예에서 이미터 스트레이 인덕턴스에 전반에 걸친 전압 강하를 나타낼 수 있다.

- 위상 3의 시작은 전류의 변화율의 방향, 예를 들어 콜렉터 전류 방향의 반전을 검출함으로써 표시될 수 있다. di/dt가 음이면 이러한 반전이 발생할 수 있다.

위상 4의 시작은 파워 스위치 전반에 걸친 전압, 예를 들어 IGBT의 Vce이 임계 값, 예컨대 10V 아래로 떨어질 때 검출될 수 있다; 그리고/또는

di/dt가 음이면 위상 8의 시작이 감지될 수 있다. 위상 8의 종료는 di/dt가 음의 임계 값 아래로 떨어지는 때를 검출함으로써 표시될 수 있는데, 이것은 일 실시 예에서 전류가 변하지 않음을 나타낸다.

클램프

파워 컨버터에서 턴-오프 시에는 일반적으로 파워 반도체에 의해 경험되는 DC 버스 전압(Vdc), 전류 변화율(di/dt), 정류 루프 인덕턴스(L) 및 피크 전압(Vpeak) 사이의 관계가 존재한다. 이것은 Vpeak = Vdc + L di/dt의 방정식으로 설명된다. 피크 전압은 IGBT 최대 정격보다 낮게 유지하는 것이 바람직하다. 주어진 레이아웃 토폴로지에 대해 인덕턴스가 고정된다. 최대 허용 DC 버스 전압과 최대 스위칭 속도(di/dt) 사이에 트레이드-오프가 있을 수 있다.

이는 di/dt를 미리 측정하여 제한하거나 IGBT 전반에 걸친 전압을 측정하고 스위칭 속도를 제한하여 정격 전압 이내로 유지함으로써 달성할 수 있다. 후자는 능동 클램핑으로 알려져 있으며 종종 콜렉터와 게이트 사이에 연결된 과도 전압 보호기(TVS 또는 트랜소브)에 의해 수행된다. TVS는 그 전반에 걸친 전압이 특정 값을 초과할 때 수행되는 수동 부품의 일종이다. IGBT의 전압이 미리 결정된 클램프 전압을 초과하면, TVS 체인이 게이트로 전류를 주입한다. 이것은 게이트에서 흘러 나가는 턴-오프 전류를 반대하는 효과를 가지며 스위칭 프로세스를 느리게하고 di/dt를 제한한다.

TVS 클램프 회로에는 다음과 같은 제한 사항이 있을 수 있다:

- TVS 체인의 파워 손실은 제한되어 있어 클램프 회로는 주기적으로만 사용할 수 있으며 일반적으로 연속 작동에는 적합하지 않다.

- 전류와 항복 전압(TVS가 수행되기 시작하는 지점) 사이의 관계는 넓은 허용 오차를 갖는다. 항복 전압은 온도에 따라 달라지므로 클램프 전압을 정확하게 보장하기가 어려우며, 달리 요구되는 것보다 최대 DC 버스 전압이 낮아지도록 디레이팅이 요구된다.

- TVS 체인에 흐르는 전류를 감지하고 드라이버 회로를 턴-오프해서 서로 대향하는 두 개의 회로가 과도한 파워 손실을 일으키는 것을 방지해야 한다(이를 진보된 액티브 클램핑이라고 함).

- 턴-오프 동안 IGBT를 보호하는 데 필요한 클램프 전압이 너무 낮아서 컨버터가 정상적으로 작동하지 못할 수 있다. TVS 체인을 분리할 수 없으므로 2-레벨 클램프를 사용하여 IGBT가 오프될 때 클램프 전압을 높일 수 있다.

고전압 TVS 체인의 연면(creepage) 및 간격(clearance)(부품 간 간격)은 필요한 기판 영역이 중요하다는 것을 의미한다. 이 영역은 진보된 능동 클램핑 및 2-레벨 턴-오프의 추가된 복잡성으로 인해 훨씬 더 커졌다.

이러한 이유로 하나 또는 그 이상의 상기와 같은 임의의 단점(들)을 해소하기 위해 개선된 클램핑 구조가 요구된다.

일 실시 예에서, 클램프 전압은 n-비트(DAC)로 정확하게 설정될 수 있다. 턴-오프 동안(그리고 턴-오프 동안에 만), IGBT 전반에 걸친 전압이 클램프 전압을 초과하는 경우, 싱킹(sinking) 전류 인 드라이버 회로는 턴-오프되고 게이트에 전류가 주입되어 턴-오프 및 콜렉터 전류(di/dt)의 제한 속도 변화를 느리게 할 수 있다. 공통 구동 스테이지가 사용되고 구동 회로가 전류를 동시에 소싱 및 싱킹할 수 없는 실시 예에서, 일반적으로 과도한 파워 손실의 가능성은 없을 수 있다. 전압은 TVS 체인과 유사한 연면 및 간격 요건을 가질 수 있는 전위 분배기에 의해 측정될 수 있지만 전위 분배기에서 일반적으로 상당한 파워 손실이 없기 때문에 부품을 TVS와 비교하여 크기(TVS 체인과 비교하여)를 줄일 수 있고/거나 “포팅(potting)” 화합물로 캡슐화하여 크기를 더 줄일 수 있다.

실시 예에서, 클램프 전압은 넓은 범위에 걸쳐 설정될 수 있어서 단일 설계가 IGBT의 범위 및 작동 조건에 적용될 수 있다. 또한, 전압 측정 회로는 과전류 보호(IGBT 전반에 걸친 온 전압 강하 측정)와 같은 다른 기능과 공유할 수 있다. 한 가지 향상된 점은 IGBT가 클램프 전압에 도달한다는 사전 경고를 제공하는 dv/dt의 구성 요소를 추가하는 것이다.

트랜소브를 이용한 클램핑을 고려하면, 도 13은 도 11의 H-브릿지 회로의 일부를 도시한다. IGBT U2는 정류 다이오드(D1)과 실용적인 구현에서 항상 존재하는 임의의 스트레이 인덕턴스(Lstray)로 표시된다. 게이트 드라이버의 출력 스테이지는 T1 및 R1을 포함하는 전압 클램핑 회로로 도시된다.

U2가 턴-오프되는 동안, 전류 di/dt의 변화로 인해 Lstray 전반에 걸쳐 전압이 발생한다. 전압은 Lstray 및 di/dt에 비례한다. 이 전압은 C1 전반에 걸친 전압에 추가된다. 이들 전압의 합이 IGBT(U2)의 최대 정격 전압을 초과하면 이는 파괴될 수 있다. 클램핑 회로는 IGBT 전반에 걸친 전압을 제한하는 데 사용된다. T1은 또한 트랜소보라고 알려진 과도 전압 보호 장치(TVS)이다. T1은 항복 전압을 가지며, 초과된 전류는 IGBT 콜렉터(c)에서 게이트(g)로 흐른다. 효과는 게이트에 전류를 주입하고 턴-오프를 효과적으로 늦추는 것이다. 이것은 di/dt를 제한하고 따라서 Lstray를 통해 개발된 최대 전압을 제한한다.

또 다른 방법에서, 과도한 파워 손실을 피하고 클램핑 동작의 효과를 높이기 위해 전류가 R1에서 검출될 때 NMOS 트랜지스터가 오프된다.

트랜소브(T1)는 두 개 또는 그 이상의 장치로 대체하여 IGBT와 일치하는 특정 항복 전압에 도달할 수 있다. 예를 들어, 1200V IGBT 용 게이트 드라이버에서 6 개의 130V 트랜소브의 스트링을 사용하여 780V의 항복 전압을 제공할 수 있다. IGBT 전반에 걸친 전압이 780V를 초과하면, 전류가 트랜소브에 흐르게 되어 전압을 제한하거나 클램핑한다. 그러나, 트랜소브는 넓은 허용 오차 범위와 온도 종속성을 보여준다. 따라서, 1200V 디바이스를 위한 항복 전압을 780V로 설정하는 것이 좋다. 직류 링크가 780V 이상이면, 트랜소브는 지속적으로 전도될 수 있다. 이는 파워 손실이 수명을 제한하기 때문에 바람직하지 않다. 그러므로, 실제적으로 이러한 접근법은 일반적으로 트랜소브가 과다 평가되지 않는 한 드물거나 비정상적인 조건에서만 잘 작동한다. 최대 DC 링크 전압 또한 IGBT 제한보다 훨씬 낮을 수 있다.

그러나, 실시 예들은 파워 스위치 전반에 걸친 전압, 예를 들어 IGBT(U2)를 측정하기 위해 전위 분배기를 사용한다. 그 일 예는 4에 도시되어 있으며, 하프 브릿지 회로(이 암의 선택적인 정류 다이오드, 미도시)의 하부 암의 제1 파워 스위치(U2) 및 하프 브릿지 회로의 상부 암의 정류 다이오드(D1)(제2 파워 스위치 즉, 상부 암(upper arm)의 것, 미도시)을 단지 예로서 보여준다. 일반적으로 유도성 부하(L1)는 하부 및 상부 암 사이에 연결된 출력 라인에 연결된다. R1/C1과 R2/C2 시리즈 용량성 임피던스의 조합은 전위 분배기를 형성한다. (예시적인 성분 값은 R1 = 3kQ, R2 = 1.5MQ, C2 = 20pF 및/또는 C1 = 10nF이다). R1 전반에 걸친 전압이 측정되고 클램프 비교기에 의해 기준 전압(Vclamp)과 비교된다. 따라서, 본 예에서, R1 전압은 파워 스위치(U2)의 에미터-콜렉터 전압의 형태로 파워 스위치 변수의 표시기로서 사용된다. R1 전반에 걸친 전압이 클램프 값(Vclamp)를 초과하면, 비교기의 출력은 로직 하이(1)이고, Vclamp보다 작으면, 출력은 로직 로우(0)이다. 바람직하게는, 직렬 임피던스는 DC로부터, 예를 들어 R1 C1:R2 C2에 대해 500:1과 같은 비율을 가지며, 그 비율은 DC의 비율이 롤(roll) 증가의 감소 또는 롤 오프/업 할 수 있는 이상의 고주파까지의 요구된 대역폭을 갖는다.

비교기 출력은 게이트 드라이버 제어 로직으로 피드백되어 차례로 전류 흐름을 역전시킨다. 이벤트의 순서는 도 15에 도시된다.

여기에 도시된 구동 스테이지는, 예를 들어 도 6a 또는 6b에 도시된 바와 같이, 초기에 설명된 표준 저항 구동 장치 또는 어댑티브 드라이브일 수 있다. 신호(SOURCE 및 SINK)는 구동 회로가 소싱(sourcing) 또는 싱킹(sinking) 전류인지 여부를 나타내며, 바람직하게는 구현과 관계없다.

보다 효과적인 동작을 위해, 예컨대 전압 센스로부터 비교기, 게이트 드라이버 로직, 구동 스테이지 및 출력 스테이지를 통한 피드백의 전파 지연을 최소화하는 것이 바람직하다. 실제로, 일부 실시 예에서는, 디지털 논리가 제거되고 전체 회로가 아날로그 전자 기기에 구현되는 경우에도, 이 피드백 제어 회로의 높은 대역폭을 달성하는 것이 어렵다. 루프에서 불충분 한 대역폭으로 인해, 그 결과는 도 15에 도시된 바와 같이, 클램프 전압(Vclamp)을 초과하여 오버슈트(overshoot)될 수 있다.

그러나, 적절한 턴-오프 저항을 선택하거나 또는 출력 전류, 예를 들어, 도 6a 또는 6b의 전류 출력 회로에 의해 제공된 전류를 감소시키기 위해 사용된 사이클 별 제어 방식이 사용될 수 있다. (이러한 출력 전류는 예를 들어 제어 가능한 저항기(R5)에 의해 결정된다). 실시 예들에서, 이러한 방식은 이러한 오버슈트를 감소시키거나 방지할 수 있다. 이러한 방식의 일 예가 16에 도시된다. 실시 예에 있어서, 도 16의 실시 예들은 제어 가능한 상태의 저항기(Roff)(도 1 또는 도 13 참조)(디지털 저항기 및/또는 저항기 네트워크), 파워 스위치 전반에 걸치 전압 (IGBT에 대한 콜렉터-이미터 전압(Vce)), 파워 스위치의 제어 단자(예를 들어:게이트) 전류, 파워 스위치를 통한 전류 변화율(예를 들어:IGBT의 콜렉터 전류(di/dt)), 파워 스위치의 전압 변화율 및/또는 클램프 값 (Vclamp)을 언급하는 것으로 이해될 수 있다.

기본적으로 높은 값의 저항기(Roff)가 선택 될 수 있다. 턴-오프 시 파워 스위치의 전압(Vc, Vce)이 설정된 클램프 전압을 초과하지 않으면, 저항기 설정이 다음 사이클에서 감소될 수 있다. 이것은 클램프에 도달할 때까지 지속될 수 있다. 클램프 전압이 초과되면, 저항기 설정이 증가될 수 있다. 클램프 전압과의 비교는 한계 비교기, 예를 들어 상기 도 14의 클램프 비교기에 의해 수행될 수 있다.

보다 일반적으로, 비교는 di/dt 한계 값에 관련된 파워 스위치(IGBT를 위한 dlc/dt)를 통한 전류 변화 비율 또는 dv/dt 제한 값에 관련된 파워 스위치(예를 들어:dVc/dt) 상에/전반에 걸친 전압의 변화율일 수 있다.

일정한 게이트 전류(Ig)를 사용하는 유사한 방식이 구현될 수 있다. 이러한 방식은 스위치 드라이버와 제어 단자 사이의 전류를 역전시킬 수 있다. 이는 고정 및/또는 정전류 또는 에뮬레이팅된 저항을 스위칭하거나 변경하는 것을 포함할 수 있다. 저항성 구동의 경우, 파워 스위치에 걸리는 전압의 변화율(dv/dt)은 발생하는 di/dt(예를 들어, 콜렉터 전류의 변화율)의 일부 진보된 표시를 제공할 수 있다. 예를 들어, IGBT 콜렉터 단자(c)에 대한 커패시터로 구현되는 dv/dt의 측정은 도 16에 기술된 피드백 제어 루프에서 사용될 수 있다. 유사하게, di/dt는 이 프로세스의 입력으로 사용될 수 있다.

부가적으로 또는 대안적으로, 도 6a 또는 6b에 도시된 바와 같이, 제어 가능한 출력 저항(들) 또는 어댑티브 드라이버를 갖지만, 저항은 예를 들어, 도 1에서와 같이, 표준 드라이버를 사용함으로써 DC 링크 전압에 기초하여 변경될 수 있다. 턴-오프 저항이 증가하거나 턴-오프 전류가 감소하면, 턴-오프 di/dt가 감소될 수 있으며, 스트레이 인덕턴스로 인한 전압 오버슈트가 감소될 수 있다. 제어 가능한 출력 저항(Roff)을 NMOS 제어 스위치와 직렬로 제어 가능한 저항기로 구현하는 경우(다른 실시 예에서는 제어 스위치는 p-형일 수 있다), 턴-오프 저항은 도 1의 Roff 일 수 있다. 어탭티브 드라이버를 갖는 실시 예에서, 예를 들어, 도 6에 도시된 바와 같이, 제어 가능한 출력 저항은 에뮬레이팅된 저항, 예를 들어, 도 6a 또는 6b에서 R5의 에뮬레이션일 수 있다.

높은 값의 저항기는 IGBT의 파워 손실(턴-오프 스위칭 손실)이 증가함에 따라 클램핑이 필요하지 않을 수 있는 낮은 DC 링크 전압에서 바람직하지 않다. 높은 DC 링크 전압에서 파워 손실은 스트레이 인덕턴스에 저장된 에너지에 의해 지배될 수 있으므로, 높은 값의 저항기(천천히 스위칭)를 사용하면, 고속 스위칭 및 클램핑과 동일한 파워 손실이 발생할 수 있다.

DC 링크 모니터링에 기반한 피드백 제어 기법이 제안된다. 이것은 중앙 컨트롤러 또는 게이트 드라이버에서 구현될 수 있다.

도 17은 시간에 따라 상승하는 DC 링크를 갖는 타이밍 다이어그램의 예를 보여준다. 바람직하게는, 예를 들어, 전위 분할기(도 18 참조)에 의해 콜렉터 전압에 기초하여 DC 링크가 측정되고, Roff는 다음 턴-오프 이벤트에서 스위칭 속도를 제한하도록 변경된다. 실제로 DC 링크의 변화는 느릴 수 있으므로, 매 스위칭 사이클마다 저항기 설정을 변경할 필요가 없지만, 이는 가능하다.

주어진 컨버터에 대해 Lstray를 측정하고, 측정된 DC 링크 전압에 적합한 저항을 선택하기 위해 룩업 테이블을 생성 할 수 있다.

도 18은 도 6a 또는 6b와 같은 어댑티브 드라이버를 이용하는 방식을 구현하는 피드백 제어 다이어그램을 보여준다. DC 링크는 U1/U2 및 U3/U4 위상 레그 양단 전반에 걸쳐 연결된 커패시터(C1)을 포함하는 것으로 도시된다. 도 18에서 "DC 링크"로 표시된 라인상의 DC 링크 전압, 바람직하게는 Vce에 의해 모니터링될 수 있다.

더 나아가서는 부하 전류와 DC 링크 전압을 측정하고, 보다 복잡한 룩업 테이블을 작성하는 것이 더 낫다. 이는 DC 링크 전압이 부하와 함께 변하는 상황에서 특히 유용하다. 예를 들어, 태양 광 컨버터에서, DC 링크는 저 부하 조건(예를 들어:컨버터가 그리드(grid)에서 분리된 경우)에서 높을 수 있지만, 정상 작동 조건에서는 DC 링크가 더 낮은 전압에서 작동한다. 두 경우에 대해 두 개의 개별 저항기를 선택할 수 있다.

게이트 부스트

전도 손실을 줄이기 위해, IGBT 게이트와 같은 파워 스위치 제어 단자는 장치가 온일 때 가능한 한 최고 전압으로 유지되는 것이 바람직하다. 이와 관련하여, 게이트 드라이버는 고전류를 검출 할 수 있고, 단락 내구성 시간 내에 IGBT를 안전하게 턴-오프할 수 있는 것이 바람직하다.

상기 시간은 일반적으로 특정 게이트 전압에서 지정된다. IGBT가 더 높은 게이트 전압에서 동작하는 경우, 이 시간은 정의되지 않기 때문에, 고전류 조건을 검출하고, 예를 들어, 15V로 게이트 전압을 매우 신속하게 감소시키는 것이 바람직하다. IGBT에 흐르는 전류를 제한하기 위해, 전류가 안정화 될 때까지 전압을 더욱 더 감소시키는 것이 바람직할 수 있으며(예를 들어, 10V), IGBT는 안전하게 스위치 오프될 수 있다. 전류가 계속 변화하는 동안 빠르게 턴-오프되면, IGBT는 파괴 될 수 있다.

또한, 파워 스위치 제어 단자가 유지될 수 있는 게이트 전압(들)을 구성할 수 있는 범용 게이트 드라이버를 만드는 것이 바람직하다.

이러한 관점에서, 보다 높은 제어 단자 전압에서 IGBT와 같은 파워 스위치의 동작은 파워 손실을 감소시킬 수 있다. 그러나, 파워 스위치를 보호하기 위해서는 스위치를 통해 고전류가 흐를 때 전압을 낮추는 것이 바람직하다. 게이트 전압의 “게이트 부스트(gate boost)” 제어는 단락 회로 조건 하에서 전압을 감소시키면서, 고전압에서 IGBT와 같은 파워 스위치를 구동하는 데 유리하다. 이러한 장점은 파워 컨버터가, 예를 들어 유도성 부하를 구동하기 위해 파워 컨버터에 제공되는 경우 달성될 수 있다.

제어 단자, 예를 들어 게이트 상의 전압을 제어하기 위해, 2 개의 파워 공급 레일(예를 들어, +15V 및 +18V)을 구현하고 이들 사이를 스위칭하는 것이 고려될 수 있다. 그러나, 추가 파워 공급 평활 콘덴서 및/또는 보다 복잡한 DC-DC 컨버터가 필요할 수 있다. 더욱이, 컨버터 및/또는 드라이버의 커패시턴스는 레일 간의 스위칭을 상당히 느리게 할 수 있다.

실시 예에서, 피드백 스위치는 파워 스위치를 보호하기 위한 제어 단자 전압 조정을 활성화하기 위해 사용될 수 있다. 실시 예는 하나의 레일만을 사용할 수 있으며, 레일은 정상보다 높은 전압, 예를 들어 제조자가 권장하는 파워 스위치의 동작 전압을 갖는다. 제어 단자는 고압에서 동작 할 수 있지만, 예를 들어, 파워 스위치의 콜렉터(1c), 이미터, 소스 또는 드레인 단자를 통한 전류와 같은 고파워 스위치 전류의 검출을 감지하면, 피드백 회로에 의해 감소될 수 있다. 표시(indication)는 그러한 높은 전류, 또는 그러한 전류의 높은 변화율(바람직하게는 크기의 증가) 또는 실시 예에서, 파워 스위치 전반에 걸쳐/상에서 전압의 높은 변화율을 나타낼 수 있다.

예를 들어, 파워 스위치와 직렬 인 인덕턴스 전반에 걸친 전압(예를 들어:파워 스위치 모듈의 스트레이 인덕턴스)을 측정하여 전류(di/dt)의 변화율을 나타낼 수 있으며, 이 표시는 제어 회로(예를 들어:게이트 구동 로직)를 사용하여 파라미터를 조정함으로써 파워 스위치 제어 단자 전압을 감소시킨다. 부가적으로 또는 대안적으로, 파워 스위치(예를 들어, Vc, Vce) 전반에 걸친/상에서 스위치의 전압 또는 변화율은 파라미터(들)를 조정하기 위해 제어 회로에 표시를 다시 공급하도록 모니터링될 수 있다. 전류, di/dt, 전압 및/또는 dv/dt의 값(예들 들어: 크기)이 임계 값을 초과하면(예를 들어:임계 값 이상), 파워 스위치를 제어하여 예를 들어, 18V 내지 15V로부터 제어 단자 전압을 감소시킬 수 있다.

(전위) 단락 상태의 경우, 제어 단자 전압을 바람직하게 감소시키기 위한 이러한 피드백은 도 6a 또는 6b와 같은 어댑티브 드라이버를 사용하거나, 사용하지 않고 적용될 수 있다. 예를 들어, 이러한 피드백은 도 1의 드라이버를 제어하는데 사용될 수 있다(도 19b에 다른 출력 스테이지가 도시됨). 저항기 에뮬레이션의 사용은 게이트 부스트 실시 예를 구현하는데 요구되는 것은 아니지만, 바람직하게는, 피드백은 전류 출력 회로의 Isource 구성 요소, 단자 전압 입력 회로의 구성 요소(R7), Q1을 포함하는 증폭기, 저항기(R5)를 포함하는 기준 전압 입력 회로를 포함하는 네거티브 피드백 회로를 나타내는 것으로 간주 될 수 있으며, 증폭기의 에미터(이 경우, 전하 공급 입력)에 연결될 수 있는, 도 6a, 6b 및 8a에 도시 된 바와 같은 어댑티브 드라이버를 구비한다. 제어 단자 전압을 제어하기 위한 출력 신호는 도 6a, 6b 및 8a / b에 도시된 바와 같이 전류 소스(싱크)로부터의 전류 신호일 수 있다.

또한, 도 6a 또는 6b의 것과 같은 어댑티브 드라이버를 보여주는 도 8a 및 8b는 입력(Vref1)을 갖는 게이트 전압 피드백 회로와 결합될 수 있다. 게이트 전압 피드백 회로는 게이트가 Vrefl에 대한 디지털-아날로그 컨버터(DAC) 입력에 의해, 바람직하게는 상기 언급된 고전류 표시에 기초하여 설정되는 수의 상이한 전압 레벨들 중 임의의 수로 유지될 수 있게 할 수 있다. 이러한 전압 레벨은 IGBT에 대해 +15V(온) 및/또는 -10V(오프)를 포함할 수 있다. 이러한 DAC는 제어 단자 기준 전압, 예를 들어, Vref1을 제공하기 위한 제어 가능한 전압 소스의 일 예이다.

또한, 도 8a 및 8b는 예를 들어, 전류 소스(싱크), R8, Q2 및 이득(k1)을 갖는 증폭기를 포함하는 전압 제어 회로를 도시하는 것으로 고려 될 수 있으며, 이러한 회로는 스위치(SW1)을 결합함으로써 저항기 에뮬레이션이 비활성화될 때(실시 예에서 SW1은 단자 전압 입력 회로의 출력에서 증폭기의 제어의 종속성을 선택적으로 비활성화시킴) 바람직하게 활성화될 수 있다. 게이트 전압 피드백 회로에 의한 제어 단자 전압 제어를 활성화하기 위해, 어댑티브 드라이버의 정전류 및 저항기 에뮬레이션 기능은 스위치, 예를 들어 도 6a, 6b의 SW1에 의해 비활성화될 수 있다. 전압 제어 회로는 스위치(SW2)(Vref1 상의 증폭기 출력의 종속성을 선택적으로 활성화하는 실시 예에서 SW2)를 결합함으로써 인에이블될 수 있다. 저항기 에뮬레이션이 턴-오프될 때, 제어 단자 전압은 바람직하게 전류 출력 회로, 예컨대 소스 또는 싱크(도 8a의 Isource로 표시됨)를 포함하는 드라이버 출력 스테이지로부터의 출력 신호에 의해 제어될 수 있다. 저항기(R8)은 제어 단자상의 전압 표시기(즉, 제어 전압), 즉 IGBT 게이트를 게이트 전압 피드백 회로에 제공 할 수 있다.

노드(Vref1)에서의 전압은, 예를 들어 IGBT 온(역 소스 회로 (도 8a에 미도시)에 의해 +Vsupply로 구동되는 부하) 및 IGBT 오프(-Vsupply로 구동되는 부하)에 대해 3V3 일 수 있다. SW2가 도 8a 및 8b에 도시된 위치에 있을 때, 게이트 전압 피드백 회로는 Q2가 턴-오프됨에 따라 비활성화된다. SW2가 Vbias2에 연결되면, 게이트 전압 피드백 제어 루프가 인에이블될 수 있다. Vbias2는 예를 들어, 0V 내지 3V3 범위의 전압이고, 회로가 과도한 파워를 방산하지 않도록 선택될 수 있다. 예를 들어, DAC에 의한 Vref 제어는, 전압 범위가 상이한 파워 스위치들, 예를 들어, IGBT를 위한 -10V 내지 +15V 및 실리콘 카바이드 MOSFET를 위한 -5V 내지 +20V로 스위치들에 적합하도록 조정될 수 있다. Vbias1은 3V3 시스템에서 0V 내지 3V3 범위의 전압, 예를 들어, 1V65일 수 있지만, 그 값은 덜 중요하다.

이러한 게이트 전압의 제어는 고전압에서 파워 스위치, 예를 들어 IGBT의 구동을 활성화하지만, 단락 회로 조건 하에서 전압을 감소시키도록 더 정제될 수 있다. 도 9는 바람직하게는 게이트 구동 논리에 의해, 8a 또는 8b의 것과 같은 게이트 전압 피드백 회로를 제어하기 위해 파워 스위치 전류의 변화율이 어떻게 측정되고 피드백될 수 있는지의 예를 보여준다. 특히, 출력 회로의 임피던스의 감소를 표시하기 위해(바람직하게는 임계 값 비교를 사용하여) 파워 스위치로부터 피드백된 신호가 Vref1을 제어하는데 사용될 수 있다. 선택적으로 또는 부가적으로, 콜렉터 전압(및/또는 그의 변화율)은 출력 회로 임피던스의 감소를 나타내기 위해 피드백될 수 있다. 바람직하게는, R1, R2가 전압을 낮추고 선택적 커패시터(C1 및/또는 C2)가 응답 속도를 향상시키는 전위 분배기를 사용하여 이를 달성할 수 있다.

명료함을 위해서, 게이트 전압 피드백은 도 9에 도시되지 않으며, 예를 들어 단락 검출 회로를 보여준다. 그러나, 게이트 전압 피드백 및 제어는 도 8a 및 8b에 도시되며, 도 9의 D1, U2 및 L1은 파워 컨버터의 일부이며, 그 일 예는 도 11에 도시된다.

상기의 관점에서, 도 9에 도시된 바와 같이, 인덕턴스(L2)에 연결된 전압 검출기 및 피드백(F/B) 입력에 결합된 비교기는 파워 스위치의 전류 또는 전압의 변화율을 표시하고, 드라이버 출력 회로(예를 들어, 파워 스위치(U2), 정류 다이오드(D1) 및/또는 부하(도 8a, 8b 및 9에 도시되지 않음)를 포함하는 출력 회로)의 임피던스의 감소를 나타내는 신호에 응답하는 신호(예를 들어, 도 9의 비교기의 IN+ 입력 상에서의 신호)를 생성하는 피드백 회로의 적어도 일부를 형성하는 것으로 고려 될 수 있다.

따라서, di/dt 비교기로부터의 출력이 기준 전압 입력(Vrefl)을 제어하는 임피던스의 전술한 제어를 나타내는 출력에 응답하여 게이트 구동 제어 회로(도 9의 게이트 구동 논리)에 피드백되도록 8a 및/또는 8b는 도 9와 결합될 수 있다. 부가적으로 또는 대안적으로, 콜렉터 전압 피드백 신호를 임계 값과 비교하기 위해, 예를 들어 게이트 구동 로직 내에 비교기가 제공될 수 있다. 유사하게, 전압 변화율의 비교를 위해 제공될 수 있다.

예시적인 일련의 이벤트가 도 4에 도시된다. 구체적으로, 도 10은 단락 검출에 의한 턴-온 시퀀스를 도시하며, 여기서 턴-온 신호(예를 들어, 펄스 폭 변조(PWM) 신호의 에지)는 수신되고(예를 들어,도 9의 PWM 입력 라인 상에서), 드라이버가 파워 스위치를 턴-온 시작한다. 따라서, 제어 단자 전압(Vge)은, 도 10에 도시된 바와 같이, 선택적으로 비선형적으로 증가된다. 턴-온 및 바람직하게 미리 결정된/미리 설정된 지연, 예를 들어, 장치 전반에 걸리는 전압이 떨어지도록(즉, 일반적으로 스위치가 단락 회로로 턴-온 하지 않도록 하는) 적절한 안정화 시간 후에, 게이트 전압(Vge)은 승압될 수 있다(예들 들어: +18V). 이러한 Vge의 증가는 지연의 만료에 응답하는 BOOST 신호에 대한 응답일 수 있다. BOOST가 활성화되어 있는 동안, 콜렉터 전류의 높은 di/dt가 검출되면, 높은 di/dt는 IGBT 및/또는 부하의 단락을 신호로 알리고, BOOST 신호는 비활성 상태로 되돌아 갈 수 있으며, 결과적으로 더 지연(바람직하게는 소정의 지연)한 후 턴-오프전에, 게이트 전압은 즉시, 예를 들어, +15V(또는 그 미만)로 복귀된다. 이 "게이트 부스트"능력은 실시 예에서 전도 손실을, 예를 들어, 약 10% 감소시킬 수 있다.

도 10의 BOOST 신호는 임계 값을 초과하는 콜렉터 전류(1c)(또는 MOSFET에 대한 드레인-소스 전류)의 변화율을 나타내는 피드백 신호(F/B)에 응답 할 수 있다. 동일하거나 상이한 문턱 값들이 BOOST를 활성화 및 비활성화하는데 사용될 수 있다. 그러나, BOOST 신호의 사용은 선택 사항이다. Vge를 승압된 전압으로 올리거나, Vge를 더 낮은 전압으로 복귀시키고 그리고/또는 파워 스위치를 턴-오프하는 임의의 하나 또는 그 이상의 타이밍은, 예를 들어 di/dt의 측정에 기초한 검출, 파워 스위치(예를 들어, Vc, Vce) 상에서/전반에 걸친 전압의 측정 및/또는 이러한 감지 이상의 임의의 지연을 구현하는 타이머의 사용에 의해 결정될 수 있다. 예를 들어, 게이트 드라이버는 게이트 전압이 낮은 레벨(예를 들어, 15V)로 복귀 한 후 미리 설정된 지연 시간 동안 di/dt가 임계 값을 초과하지 않을 때 파워 스위치를 턴-오프 시키도록 동작할 수 있다.

상기와 일치하게, 도 10에 도시된 바와 같이, 특징 1 내지 6이 다음과 각각 대응한다: (1)턴-온 신호; (2)증가된 게이트 전압; (3)단락 발생; (4)dlc/dt 임계 값 초과; (5)게이트 전압 감소; 및 (6) 1c가 안정화 된 턴-오프. 특징 2에 선행하는 Vge 전압은 첫 번째 전압으로 간주 될 수 있으며, 특징 2와 5 사이의 Vge 전압은 두 번째 부스트 전압으로 간주 될 수 있다. 특징 5와 6 사이의 Vge 전압은 제1 전압과 실질적으로(예를 들어, 정확히 또는 10 % 이내) 같거나 적을 수 있다.

보조 또는 켈빈 에미터(ke)와 파워 에미터(e) 사이의 스트레이 인덕턴스(Leay) 전반에 걸친 전압을 측정하는 것을 포함하는, 도 9에 도시 된 것과 같이 전류 및/또는 di/dt를 검출하는 많은 다른 방법이 있다. 이 전압이 특정 임계 값을 초과하면, 게이트 드라이버가 신호를 보내 게이트 전압을 낮출 수 있다.

추가 코멘트

단일 실시 예는 "에뮬레이션", "dV/dt에 관한 제어", "클램핑" 및 "게이트 부스트"와 같은 하나 또는 그 이상의 표제 하에서 전술한 바와 같은 기술 또는 회로 중 임의의 하나 또는 그 이상을 구현할 수 있다.

임의의 하나 또는 그 이상의 이러한 실시 예에 의해 달성될 수 있는 예시적인 이점들은, 무엇보다도 다음 중 임의의 하나 또는 그 이상이다:

- 하나의 회로에서 소프트웨어로 제어할 수 있는 다양한 저항기를 에뮬레이션하는 능력; 따라서 다수의 스테이지가 필요하지 않을 수 있다;

- 전도 손실을 감소, 바람직하게는 단락 하에서 소자를 보호;

- 주어진 dv/dt에 대한 손실의 트레이드-오프을 개선하여 전도 손실을 감소;

- 절연 파괴를 야기하는 높은 dv/dt로부터 모터 권선을 보호;

- 더 높은 DC 링크 전압에서, 예를 들어, 파워 컨버터의 동작에 의하여 컨버터에서의 더 큰 파워를 처리;

- 드라이버 전류의 특정 프로파일을 통해 스위칭 손실을 감소 또는 절충;

- 예를 들어, 게이트 전압을 상승시킴으로써 전도 손실을 감소;

- 향상된 과전압 클램프를 향상-트랜스보의 필요성을 제거;

- 턴-온 및/또는 턴-오프 저항기를 에뮬레이팅;

- 공장 또는 현장에서 구성할 수 있는 빌딩 블록 사용을 통한 제품 변형을 감소;

-비용 절감 및/또는 기판 면적 감소, 예를 들어 다중 특성을 통합한 설계;

- 예를 들어, 사이클 분석 기준(cycle by cycle basis)으로 조정하는 능력을 통한 일정한 상승/하강 시간(dv/dt);

- 예를 들어, 사이클 분석 기준으로 조정하는 능력을 통한 과전압 클램핑을 제한한다.

본 발명의 임의의 실시 양태는 추가적으로 또는 대안적으로, 아래의 E1 내지 E25 및 F1 내지 F34에서와 같은 임의의 하나 또는 그 이상의 배열의 정의에 부합할 수 있다.

E1. 파워 스위치의 제어 단자를 구동하여 부하를 구동하는 파워 스위치 드라이버에 있어서,

- 제어 단자 기준 전압을 제공하기 위한 제어 가능한 전압 소스;

- 상기 제어 단자 기준 전압에 따라 상기 파워 스위치의 상기 제어 단자 상의 전압을 제어하고, 상기 제어 단자 상의 상기 전압을 가변시키는 출력 신호를 제공하도록 구성된 전압 제어 회로; 및

- 상기 파워 스위치의 전류 또는 전압 중 적어도 하나의 변화율을 나타내는 신호를 생성하고, 상기 파워 스위치 드라이버의 출력 회로의 임피던스의 저하를 나타내는 상기 신호에 응답하여 상기 제어 가능한 전압 소스를 제어하여 상기 제어된 전압을 감소시키도록 상기 제어 단자 기준 전압을 감소시키는 피드백 회로를 포함하는 파워 스위치 드라이버.

E2. E1에 있어서, 상기 전압 제어 회로는 상기 제어 단자 기준 전압에 따른 상기 스위치 드라이버의 출력 스테이지를 제어하도록 구성되는 게이트 전압 피드백 회로를 포함하되, 상기 출력 스테이지는 상기 게이트 전압 피드백 회로에 따라 제어된 전압의 상기 감소를 제어하도록 구성되는 파워 스위치 드라이버.

E3. E1 또는 E2에 있어서,

- 상기 파워 스위치의 턴-온을 표시하기 위한 턴-온 신호를 수신하는 입력 라인을 더 포함하되,

- 상기 전압 제어 회로는 상기 턴-온 신호에 응답하여 상기 제어 단자 상의 상기 전압을 부스트 전압으로 상승시키도록 구성되고; 그리고

- 상기 제어된 전압의 상기 감소는 상기 부스트 전압으로부터의 감소인 파워 스위치 드라이버.

E4. E1 내지 E3에 있어서, 상기 피드백 회로는 상기 변화율을 나타내는 신호를 수신하고, 상기 수신된 신호를 임계 값과 비교하기 위한 비교기를 포함하되, 상기 비교기는 임피던스 감소의 상기 표시를 제공하도록 상기 비교 결과를 출력하도록 구성되는 파워 스위치 드라이버.

E5. E1 내지 E4 중 어느 하나에 있어서,

- 상기 전압 제어 회로는 상기 턴-온 신호에 응답하여 상기 파워 스위치의 상기 제어 단자 상에 제1 전압을 생성하도록 상기 출력 신호를 제어하고,

- 상기 전압 제어 회로는 상기 턴-온 신호에 대한 상기 응답 이후에 시간 지연에서 상기 파워 스위치의 상기 제어 단자 상의 제2 부스트 전압을 생성하기 위한 상기 출력 신호를 더 제어하도록 구성되는 파워 스위치 드라이버.

E6. E1 내지 E5 중 어느 하나에 있어서, 상기 제1 전압은 상기 파워 스위치를 턴-온하기 위한 것인 파워 스위치 드라이버.

E7. E6에 있어서, 상기 부스트 전압 미만의 상기 감소된 제어 단자 기준 전압은 상기 제1 전압이며, 보다 바람직하게는, 상기 제1 전압보다 작은 파워 스위치 드라이버.

E8. E1 내지 E7 중 어느 하나에 있어서, 상기 감소된 제어 단자 기준 전압은 상기 파워 스위치를 온으로 유지하는 파워 스위치 드라이버.

E9. E1 내지 E8 중 어느 하나에 있어서, 상기 피드백 회로는, 상기 제어 단자 기준 전압을 감소시키는 상기 제어 이후의 시간 지연에서, 상기 제어 단자 기준 전압을 감소시키도록 상기 제어 가능한 전압 소스를 제어하여 상기 파워 스위치를 턴-오프시키는 파워 스위치 드라이버.

E10. E1 내지 E9 중 어느 하나에 있어서, 상기 파워 스위치 드라이버는 상기 제어 단자에 전달된 전류를 제어하도록 네거티브 피드백 회로를 포함하되, 상기 네거티브 피드백 회로는:

- 전류 소스 및 전류 싱크 중 적어도 하나를 포함하는 전류 출력 회로를 포함하되, 상기 제어 단자의 상기 전류를 제공하고 상기 전류 출력 회로에 의해 제공되는 상기 전류의 크기를 제어하기 위해 출력 전류 제어 신호를 수신하도록 구성되고;

- 상기 제어 단자로부터 전압을 수신하고, 상기 전압의 표시를 출력하는 단자 전압 입력 회로;

- 증폭기 출력을 생성하기 위해 상기 단자 전압 표시를 증폭하도록 결합된 증폭기; 및

- 적어도 하나의 저항기를 포함하는 기준 전압을 수신하기 위한 기준 전압 입력 회로를 포함하되, 상기 기준 전압 입력 회로는 상기 증폭기의 전하 공급 입력에 결합되고,

여기서

- 상기 파워 스위치 드라이버는 상기 증폭기 출력에 따른 상기 출력 전류 제어 신호를 생성하도록 구성되며, 그리고

- 상기 파워 스위치 드라이버는 상기 단자 전압 입력 회로에 의해 수신된 상기 전압의 증가에 응답하여 상기 전류 출력 회로에 의해 제공된 상기 전류를 감소시키도록 구성되는 파워 스위치 드라이버.

E11. E10에 있어서, 상기 전류 출력 회로는 상기 기준 전압 입력 회로를 에뮬레이팅하도록 구성되는 파워 스위치 드라이버.

E12. E10 또는 E11에 있어서,

- 상기 단자 전압 입력 회로 상의 상기 증폭기의 제어의 종속성을 비활성화하는(disable) 결합 스위치를 포함하는 파워 스위치 드라이버.

E13. E10 내지 E12 중 어느 하나에 있어서,

- 상기 제어 단자 기준 전압에 대한 상기 증폭기의 제어의 종속성을 활성화하는(enable) 결합 스위치를 포함하는 파워 스위치 드라이버.

E14. E1 내지 E13 중 어느 하나에 있어서, 인덕턴스 전반에 걸친 전압을 모니터링하여 상기 파워 스위치의 상기 전류 변화율을 나타내는 신호를 제공하도록 구성된 파워 스위치 드라이버.

E15. E1 내지 E14중 어느 하나에 있어서, 상기 파워 스위치는 IGBT, MOSFET, HEMT 또는 JFET 중 하나를 포함하고, 바람직하게는 실리콘 카바이드, 갈륨 나이트라이드 및/또는 실리콘을 포함하는 파워 스위치 드라이버.

E16. E1 내지 E15 중 어느 하나에 있어서, 상기 파워 스위치를 포함하는 파워 스위치 드라이버.

E17. E16의 상기 파워 스위치 드라이버를 포함하는 파워 컨버터.

E18. 부하를 구동하기 위해 파워 스위치의 제어 단자에 구동 신호를 제어하는 방법에 있어서, 상기 방법은:

- 턴-온 신호에 응답하여, 상기 제어 단자 상에 부스트 전압을 발생시키도록 상기 구동 신호를 제어하는 단계로서, 상기 부스트 전압은 상기 파워 스위치를 턴-온시키는 단계;

- 상기 제어 단자의 상기 전압이 상기 부스트 전압일 때, 상기 파워 스위치를 포함하는 출력 회로의 임피던스 감소를 검출하기 위해 상기 파워 스위치의 전류 및 전압 중 적어도 하나를 모니터링하는 단계; 및

- 상기 모니터링된 전류 또는 전압이 상기 임피던스의 감소를 표시할 때 상기 제어 단자 상의 상기 전압을 상기 부스트 전압 미만으로 감소시키는 단계를 포함하는 구동 신호를 제어하는 방법.

E19. E18에 있어서, 상기 부스트 전압을 생성하도록 상기 구동 신호를 제어하는 단계는:

- 상기 턴-온 신호에 응답하여, 상기 제어 단자 상에 제1 전압을 발생시키도록 상기 구동 신호를 제어하는 단계로서, 상기 제1 전압은 상기 파워 스위치를 턴-온시키는 단계; 및

- 상기 제어 신호를 상기 제어 단자 상에 제2 전압을 생성하도록 상기 구동 신호를 더 제어하는 단계를 포함하되, 상기 제 2 전압은 상기 부스트 전압이며, 상기 방법은 더 낮은 손실 상태로 상기 장치가 턴-온되도록 제어하는 단계를 더 포함하는 구동 신호를 제어하는 방법.

E20. E18 또는 E19에 있어서, 상기 시간 지연은 상기 파워 스위치 전반에 걸친 전압이 임계 값 아래로 떨어질 때 만료되는 구동 신호를 제어하는 방법.

E21. E18 내지 E20 중 어느 하나에 있어서, 상기 전압을 상기 부스트 전압 미만으로 감소시키는 단계는 상기 전압을 상기 제1 전압으로 감소시키는 단계를 포함하는 구동 신호를 제어하는 방법.

E22. E 18 내지 E21 중 어느 하나에 있어서, 상기 제어 단자 상의 상기 전압을 상기 부스트 전압 미만으로 감소시킨 후에 시간 지연에서 상기 파워 스위치를 턴-오프하는 단계를 더 포함하되, 바람직하게는 상기 시간 지연은 미리 설정된 시간 지연이고, 대안적으로 바람직하게는, 상기 시간 지연의 만료는 상기 파워 스위치의 전압 신호 및 전류 신호 중 적어도 하나에 대한 임계 값의 비교에 의해 결정되는 구동 신호를 제어하는 방법.

E23. E18 내지 E22 중 어느 하나에 있어서, 상기 모니터링하는 단계는 상기 파워 스위치를 통한 전류의 변화율을 모니터링하는 단계를 포함하는 구동 신호를 제어하는 방법.

E24. E18 내지 E23 중 어느 하나에 있어서, 상기 모니터링된 전류 변화율을 임계 값과 비교하여 임피던스의 감소 표시를 제공하는 단계를 포함하는 구동 신호를 제어하는 방법.

E25. E18 내지 E24 중 어느 하나에 있어서, 상기 모니터링하는 단계는 상기 파워 스위치 및 상기 파워 스위치의 출력에 결합된 부하를 포함하는 상기 출력 회로의 단락 상태를 검출하는 구동 신호를 제어하는 방법.

F1. 부하를 구동하기 위해 파워 스위치의 제어 단자를 구동하고, 상기 제어 단자에 전달되는 전류를 제어하는 네거티브 피드백 회로를 갖는 파워 스위치 드라이버에 있어서, 상기 네거티브 피드백 회로는:

- 전류 소스 및 전류 싱크 중 적어도 하나를 포함하는 전류 출력 회로로서, 상기 제어 단자의 상기 전류를 제공하고 상기 전류 출력 회로에 의해 제공되는 상기 전류의 크기를 제어하기 위해 출력 전류 제어 신호를 수신하도록 구성된 전류 출력 회로;

- 상기 제어 단자로부터 전압을 수신하고, 상기 전압의 표시를 출력하는 단자 전압 입력 회로;

- 증폭기 출력을 생성하기 위해 상기 단자 전압 표시를 증폭하도록 결합된 증폭기; 및

- 적어도 하나의 저항기를 포함하는 기준 전압을 수신하기 위한 기준 전압 입력 회로를 포함하되, 상기 기준 전압 입력 회로는 상기 증폭기의 전하 공급 입력에 결합되고,

여기서

- 상기 파워 스위치 드라이버는 상기 증폭기 출력에 따른 상기 출력 전류 제어 신호를 생성하도록 구성되며, 그리고

- 상기 파워 스위치 드라이버는 상기 단자 전압 입력 회로에 의해 수신된 상기 전압의 증가에 응답하여 상기 전류 출력 회로에 의해 제공된 상기 전류를 감소시키도록 구성되는 파워 스위치 드라이버.

F2. F1에 있어서, 상기 전류 출력 회로는 상기 기준 전압 입력 회로를 에뮬레이팅하도록 구성되는 파워 스위치 드라이버.

F3. F1 또는 F2에 있어서, 상기 적어도 하나의 저항기는 제어 가능한 저항기를 포함하는 파워 스위치 드라이버.

F4. F1 내지 F3 중 어느 하나에 있어서, 상기 단자 전압 입력 회로는 상기 제어 단자에 제공되는 상기 임피던스를 효과적으로 증가시키기 위해, 상기 기준 전압 입력 회로에 대한 결합을 갖는 파워 스위치 드라이버.

F5. F1 내지 F4 중 어느 하나에 있어서, 상기 파워 스위치 드라이버는 오프셋 전압을 수신하기 위한 입력 라인을 가지고, 상기 단자 전압 입력 회로의 상기 전압의 표시를 상기 오프셋 전압과 비교하는 비교기를 포함하는 오프셋 전압 입력 회로를 가지며, 상기 오프셋 전압 입력 회로는 상기 파워 스위치 제어 단자로부터의 상기 전압의 변화의 한계가 상기 파워 스위치 드라이버가 상기 파워 스위치를 구동하도록 동작될 때 상기 오프셋 전압에 의해 설정되도록 허용하는 파워 스위치 드라이버.

F6. F1 내지 F5 중 어느 하나에 있어서, 상기 단자 전압 입력 회로의 상기 전압에 대한 상기 증폭기의 제어의 종속성을 비활성화하기 위한 결합 스위치를 포함하되, 바람직하게는, 상기 드라이버는 상기 부하를 통과하는 전류를 모니터링하고, 상기 전류 검출기가 상기 임계 전류 미만의 상기 모니터링된 전류를 표시할 때 상기 종속성을 비활성화하도록 구성되는 전류 검출기를 포함하며, 상기 종속성이 비활성화될 때 상기 전류 출력 회로의 상기 전류를 실질적으로 일정하게 제공하는 파워 스위치 드라이버.

F7. F6의 상기 파워 스위치 디바이스를 포함하는 파워 컨버터에 있어서, 상기 파워 컨버터는 제1 파워 스위치와 제2 파워 스위치의 직렬 접속을 포함하는 적어도 하나의 하프 브릿지 회로를 포함하되, 각각이 다이오드에 병렬로 결합된 상기 제1 및 제2 파워 스위치는 상기 하프 브릿지 회로의 출력 라인에 결합된 부하를 구동하기 위한 전류를 교번으로 통과시키도록 구성되며, 상기 파워 컨버터는 각각의 상기 파워 스위치를 구동하기 위한 적어도 하나의 상기 파워 스위치 드라이버를 포함하고, 상기 파워 스위치 드라이버의 상기 적어도 하나의 저항기는 제어 가능한 저항기를 포함하되, 상기 파워 컨버터는:

- 상기 파워 스위치들 중 적어도 하나를 통해 증가하는 전류의 턴-온 기간의 적어도 시작을 표시하기 위한 턴-온 검출기를 포함하며,

여기서

- 상기 파워 컨버터는 상기 턴-온 검출기 표시에 기초하여 상기 적어도 하나의 상기 파워 스위치 드라이버의 결합 스위치를 제어하여, 상기 드라이버의 상기 단자 전압 입력 회로의 상기 전압에 대한 상기 드라이버의 상기 증폭기의 제어의 상기 종속성을 상기 턴-온 기간 동안 허용하도록 구성되는 파워 컨버터.

F8. F7에 있어서, 상기 턴-온 검출기는 상기 적어도 하나의 파워 스위치를 통한 상기 전류의 변화율의 증가 및 상기 턴-온 기간의 계류(pendency)를 나타내는 변화율의 후속 감소를 검출하도록 구성되는 파워 컨버터.

F9. F7 또는 F8에 있어서, 적어도 하나의 상기 파워 스위치 드라이버의 상기 결합 스위치를 제어하여 상기 드라이버의 상기 단자 전압 입력 회로의 상기 전압에 대한 상기 드라이버의 상기 증폭기의 제어의 상기 종속성을 상기 턴-온 기간에 뒤따르는 기간 동안 허용하도록 구성되며, 상기 후속 기간의 시작 시 상기 드라이버의 상기 제어 가능한 저항기의 저항을 증가시키도록 구성되는 파워 컨버터.

F10. F7 또는 F8에 있어서, 적어도 하나의 상기 파워 스위치 드라이버의 상기 결합 스위치를 제어하여 상기 드라이버의 상기 단자 전압 입력 회로의 상기 전압에 대한 상기 드라이버의 상기 증폭기의 제어의 상기 종속성을 상기 턴-온 기간에 뒤따르는 기간 동안 비활성화하도록 구성되며, 상기 후속 기간 동안 상기 드라이버의 상기 전류 출력 회로의 상기 전류를 실질적으로 일정하게 전달하는 파워 컨버터.

F11. F7 내지 F10 중 어느 하나에 있어서, 타이밍 검출기를 포함하여:

- 상기 후속 기간의 시작에서 상기 적어도 하나의 파워 스위치를 통한 상기 전류의 변화율의 방향의 역전;

- 상기 후속 기간의 종료 시에 상기 적어도 하나의 파워 스위치를 통한 상기 전류의 변화율의 감소; 및

- 상기 후속 기간의 종료 시에 임계 값보다 낮은 상기 파워 스위치 전반에 걸친 전압 중 적어도 하나를 표시하며,

여기서

- 상기 파워 컨버터는 적어도 하나의 상기 표시에 응답하여 상기 종속성의 지속 기간을 제어하기 위해 상기 결합 스위치의 제어를 수행하도록 구성되는 파워 컨버터.

F12. F1 내지 F6 중 어느 하나에 있어서, 상기 파워 컨버터는 제1 파워 스위치와 제2 파워 스위치의 직렬 접속을 포함하는 적어도 하나의 하프 브릿지 회로를 포함하되, 각각이 정류 다이오드에 병렬로 결합된 상기 제1 및 제2 파워 스위치는 상기 하프 브릿지 회로의 출력 라인에 결합된 부하를 구동하기 위한 전류를 교번으로 통과시키도록 구성되며, 상기 파워 컨버터는 각각의 상기 파워 스위치를 구동하기 위한 적어도 하나의 상기 파워 스위치 드라이버를 포함하고, 상기 파워 스위치 드라이버의 상기 적어도 하나의 저항기는 제어 가능한 저항기를 포함하되, 상기 파워 컨버터는:

- 상기 파워 스위치의 스위칭 사이클의 적어도 하나의 위상의 지속 시간을 측정하기 위한 타이머 회로를 포함하되,

여기서

- 상기 파워 컨버터는 적어도 하나의 상기 측정된 지속 기간에 응답하여 상기 제어 가능한 저항기의 저항을 조정하도록 구성되는 파워 컨버터.

F13. 권선을 포함하는 유도성 부하를 구동하기 위한 파워 컨버터로서, 제 1 파워 스위치와 제 2 파워 스위치의 직렬 접속을 포함하는 적어도 하나의 하프 브릿지 회로를 포함하며, 상기 제1 및 제2 파워 스위치는 상기 하프 브릿지 회로의 출력 라인에 결합된 상기 부하를 구동하기 위한 전류를 교번하여 통과시키도록 구성되며, 상기 파워 컨버터는 각각의 상기 파워 스위치를 구동하기 위해 F1 내지 F6 중 어느 하나에 따른 적어도 하나의 파워 스위치 드라이버를 포함하고, 상기 파워 스위치 드라이버의 상기 적어도 하나의 저항기는 제어 가능한 저항기를 포함하되, 상기 파워 컨버터는:

- 상기 부하를 통과하는 전류를 모니터링하는 전류 검출기를 포함하되,

여기서

- 상기 파워 컨버터는 상기 전류 검출기가 임계 전류 미만의 상기 모니터링된 전류를 표시할 때 적어도 하나의 상기 드라이버의 제어 가능한 저항기의 저항을 증가시키도록 구성되는 파워 컨버터.

F14. F13에 있어서, 상기 각각의 파워 스위치를 구동하기 위해 결합된 상기 파워 스위치 드라이버는 상기 각각의 파워 스위치를 통한 전류를 모니터링하도록 구성된 상기 전류 검출기를 포함하고, 상기 전류 검출기가 상기 임계 전류 미만의 상기 모니터링된 전류를 검출할 때, 상기 파워 스위치 드라이버는 상기 제어 가능한 저항기의 상기 저항을 증가시키도록 구성되는 파워 컨버터.

F15. F13 또는 F14에 있어서, 상기 모니터링된 전류에 실질적으로 반비례하여 제어 가능한 저항기의 저항을 증가시키도록 구성된 파워 컨버터.

F16. F13 내지 F15 중 어느 하나에 있어서, 상기 하프 브릿지 회로의 상기 제1 및 제2 파워 스위치 중 적어도 하나로부터의 전류 정류 중 상기 출력 라인 상의 전압 변화율을 감소시키기 위한 저항이 증가하는 파워 컨버터.

F17. F13 내지 F16 중 어느 하나에 있어서, 적어도 두 개의 상기 하프 브릿지 회로들을 포함하되, 상기 파워 컨버터는 상기 제1 하프 브릿지 회로의 상기 제1 파워 스위치 및 상기 제2 하프 브릿지 회로의 상기 제2 파워 스위치를 통해 상기 전류를 흐르게 함으로써 상기 부하를 구동하도록 구성되고, 상기 제1 하프 브릿지 회로의 상기 제1 파워 스위치 및 상기 제2 하프 브릿지 회로의 상기 제2 파워 스위치 중 적어도 하나의 제어 가능한 저항기의 저항을 증가시키도록 구성되며, 상기 증가는 상기 부하의 권선 전반에 걸친 전압 변화율을 감쇠시키는 파워 컨버터.

F18. 부하를 구동하도록 파워 스위치의 제어 단자를 구동하기 위한 적어도 하나의 파워 스위치 드라이버를 포함하는 파워 컨버터에 있어서, 상기 파워 컨버터는 제1 파워 스위치와 제2 파워 스위치의 직렬 연결을 포함하는 적어도 하나의 하프 브릿지 회로를 포함하고, 상기 제 1 및 제 2 파워 스위치는 상기 하프 브릿지 회로의 출력 라인에 결합된 상기 부하를 구동하기 위한 전류를 교번으로 통과시키도록 구성되며, 각각의 상기 파워 스위치는 다이오드와 병렬로 결합되며, 상기 적어도 하나의 파워 스위치 드라이버는 상기 파워 스위치 각각을 구동시키도록 구성되되, 상기 파워 컨버터는:

- 상기 파워 스위치의 변수의 표시기를 클램프 값과 비교하기 위한 적어도 하나의 클램프 비교기를 포함하되,

여기서

- 상기 파워 스위치 드라이버는 상기 파워 스위치 가변 표시기가 클램프 값을 초과함을 상기 클램프 비교기가 나타낼 때 상기 파워 스위치 드라이버와 상기 파워 스위치의 상기 제어 단자 사이의 전류 흐름의 방향을 반전시키도록 구성되고,

- 상기 파워 스위치 변수는:

· 상기 파워 스위치 전반에 걸친 전압;

· 상기 파워 스위치를 통한 전류의 변화율; 및

· 파워 스위치 전반에 걸친 전압의 변화율 중 적어도 하나를 포함하는 파워 컨버터.

F19. F18에 있어서, 상기 파워 스위치의 OFF 기간 동안 상기 파워 스위치 가변 표시기가 클램프 값을 초과함을 나타낼 때 상기 클램프 비교기가 상기 역전을 수행하도록 구성된 파워 컨버터.

F20. F18 또는 F19에 있어서, 상기 파워 컨버터는 상기 파워 스위치 전반에 걸쳐 연결된 용량성 임피던스를 포함하고, 바람직하게는 상기 용량성 임피던스는 상기 파워 스위치 전반에 걸쳐 직렬로 임피던스를 갖는 전위 분배기를 포함하고, 상기 직렬 임피던스의 결합은 상기 표시기를 제공하도록 구성되며, 각각의 상기 직렬 임피던스는 커패시턴스를 포함하는 파워 컨버터.

F21. F18 내지 F20 중 어느 하나에 있어서, 상기 파워 스위치 드라이버는 F1 내지 F6 중 어느 하나에 정의된 바와 같은 파워 컨버터.

F22. F18 내지 F21 중 어느 하나에 있어서, 상기 파워 컨버터는:

- 상기 파워 스위치의 변수의 표시기를 한계 값과 비교하기 위한 적어도 하나의 한계 비교기를 포함하되,

여기서

- 상기 파워 스위치 드라이버는, 상기 파워 스위치의 일련의 온-오프 스위칭 사이클들 각각 동안;

· 상기 한계 비교기가 상기 파워 스위치의 OFF 기간 동안 상기 파워 스위치 가변 표시기가 상기 제한 값보다 작게 유지되는 것을 나타내는 경우, 회로 변수를 감소시키도록; 그리고

· 상기 비교기가 상기 파워 스위치의 OFF 기간 동안 상기 파워 스위치 가변 표시기가 상기 한계 값을 초과한다고 나타내는 경우 상기 회로 변수를 증가시키도록 구성되며,

- 상기 회로 변수는:

· 파워 스위치 드라이버의 제어 가능한 출력 저항; 및

· 상기 파워 스위치의 제어 단자로의 전류 중 적어도 하나를 포함하고, 그리고

- 상기 파워 스위치 변수는:

· 상기 파워 스위치 전반에 걸친 전압;

· 상기 파워 스위치를 통한 전류의 변화율; 및

· 파워 스위치 전반에 걸친 전압의 변화율 중 적어도 하나를 포함하는 파워 컨버터.

F23. F22에 있어서, 상기 회로 변수는 상기 제어 가능한 출력 저항을 포함하고, 상기 파워 스위치 드라이버는 제어 스위치와 상기 제어 가능한 출력 저항을 갖는 제어 가능한 저항기의 직렬 연결을 포함하는 출력 스테이지를 포함하고, 상기 직렬 연결은 상기 제어 단자에 상기 파워 스위치를 오프하기 위한 전류가 공급되는 파워 컨버터.

F24. F22에 있어서, 상기 파워 스위치 드라이버는 F1 내지 F6 중 어느 하나에 따르며, 상기 회로 변수는 상기 제어 가능한 출력 저항을 포함하고, 상기 파워 스위치 드라이버는 상기 적어도 하나의 저항기의 저항을 조절하여 적어도 하나의 상기 회로 변수의 상기 증가 및 감소의 감소 중 적어도 하나를 수행하는 파워 컨버터.

F25. F22에 있어서, 상기 파워 스위치 드라이버는 F1 내지 F6 중 어느 하나에 따르며, 상기 제어 단자로의 상기 전류는 상기 출력 회로에 의해 제공된 전류인 파워 컨버터.

F26. F18 내지 F25 중 어느 하나에 있어서, 상기 파워 컨버터는 적어도 2 개의 위상 레그들 및 상기 레그들이 공통 전압을 갖도록 상기 위상 레그들 각각에 걸쳐 연결된 DC 링크를 가지며, 상기 파워 스위치 드라이버는:

- 제어 가능한 출력 저항을 제공하는 출력 스테이지를 포함하되, 상기 출력 스테이지는 상기 제어 단자의 전류를 전달하며, 상기 전류는 상기 파워 스위치를 턴-오프하고;

- 상기 전압의 표시기를 공통으로 수신하는 피드백 라인; 및

- 상기 피드백 라인에 결합되고, 상기 피드백 라인 상에 수신된 상기 전압 표시기에 기초하여 상기 제어 가능한 출력 저항을 제어하도록 구성된 구동 스테이지 제어기를 포함하는 파워 컨버터.

F27. F26에 있어서, 상기 구동 스테이지 제어기는 상기 전압 표시기가 공통으로 상기 전압의 증가를 나타낼 때 상기 제어 가능한 출력 저항을 증가시키도록 구성되는 파워 컨버터.

F28. F26 또는 E27에 있어서, 상기 구동 스테이지 제어기는 상기 전압 표시기가 임계 링크 전압 값 이상으로 상기 전압을 공통으로 나타낼 때 상기 제어 가능한 출력 저항을 증가시키도록 구성되는 파워 컨버터.

F29. F26 내지 F28 중 어느 하나에 있어서, 복수의 파워 스위치 드라이버들을 제어하기 위한 중앙 제어기를 포함하고, 상기 중앙 제어기는 상기 구동 스테이지 제어기를 포함하는 파워 컨버터.

F30. F26 내지 F29 중 어느 하나에 있어서, 상기 출력 스테이지는 제어 스위치와 제어 가능한 출력 저항을 갖는 상기 제어 가능한 저항기의 직렬 접속을 포함하는 파워 컨버터.

F31. F26 내지 F29 중 어느 하나에 있어서, 상기 파워 스위치 드라이버는 F1 내지 F6 중 어느 하나에 따르며, 상기 출력 스테이지는 전류 출력 회를 포함하고, 상기 파워 스위치 드라이버는 상기 적어도 하나의 저항기의 저항을 조절하여 상기 제어 가능한 출력 저항의 상기 제어를 수행 파워 컨버터.

F32. F26 내지 F31 중 어느 하나에 있어서, 상기 파워 컨버터는 상기 DC링크를 포함하는 파워 컨버터.

F33. F1 내지 F6 중 어느 하나의 상기 파워 스위치 드라이버를 포함하는 파워 컨버터에 있어서, 바람직하게 F7 내지 F32 중 어느 하나를 더 따르는 파워 컨버터.

F34. F1 내지 E6 중 어느 하나의 파워 스위치 드라이버 또는 F7 내지 F33 중 어느 하나의 파워 컨버터에 있어서, 상기 파워 스위치는 IGBT, MOSFET, HEMT 또는 JFET 중 하나를 포함하고, 바람직하게는 실리콘 카바이드, 갈륨 나이트라이드 및/또는 실리콘을 포함하는 파워 스위치 드라이버 또는 파워 컨버터.

당 분야의 숙련자에게 전술한 내용을 기초로 많은 다른 효과적인 대안이 발생할 수 있다는 것은 의심의 여지가 없다. 예를 들어, IGBT 스위칭 파형(도 12)의 각 위상(1 내지 10) 동안, 동작을 최적화하기 위해 상이한 구동 메카니즘이 사용될 수 있다. 어떤 경우에는 구동 전류를 설정하는 저항을 갖는 전압 소스가 최적이며, 다른 경우에는 전류 소스가 바람직하고, 다른 경우에는 게이트가 특정 전압으로 유지되는 것이 더 좋다. 도 6a, 6b, 8a 또는 8b과 같은 어댑티브 드라이브는 하나의 최적 회로 설계에서 이들 3 가지 작업을 수행할 수 있다. 일 실시예에서, 드라이브 프로파일은 부하 조건의 변화로 인해 사이클마다, 또는 파라미터 변동(예를 들어: 에이징으로 인한 성능 저하)으로 인해 장기간에 걸쳐 단일 사이클 내에서 작동 중에 고정되거나 변경될 수 있다.

본 발명은 설명된 실시 예들에 한정되지 않고 본 명세서에 첨부된 청구항들의 사상 및 범위 내에서 당업자에게 자명한 변경들을 포함하는 것으로 이해될 것이다.

Claims (60)

1. 부하를 구동하기 위해 파워 스위치의 제어 단자를 구동하기 위한 파워 스위치 드라이버로서, 상기 제어 단자에 전달되는 전류를 제어하는 네거티브 피드백 회로를 구비하고, 상기 네거티브 피드백 회로는:
   - 전류 소스 및 전류 싱크 중 적어도 하나를 포함하는 전류 출력 회로로서, 상기 제어 단자의 전류를 제공하고, 상기 전류 출력 회로에 의해 제공되는 상기 전류의 크기를 제어하기 위해 출력 전류 제어 신호를 수신하도록 구성된 전류 출력 회로;
   - 상기 제어 단자로부터 전압을 수신하고, 상기 전압의 표시를 출력하는 단자 전압 입력 회로;
   - 증폭기 출력을 생성하기 위해 상기 단자 전압 표시를 증폭하도록 상기 단자 전압 입력 회로에 결합된 증폭기; 및
   - 적어도 하나의 저항기를 포함하여, 고정된 기준 전압을 수신하기 위한 기준 전압 입력 회로를 포함하되, 상기 기준 전압 입력 회로는 상기 증폭기의 전류 입력에 결합되고,
   - 상기 파워 스위치 드라이버의 저항을 에뮬레이팅하기 위해 상기 기준 전압 및 상기 적어도 하나의 저항기는 상기 증폭기에 설정될 기준 전류를 결정하고,
   - 상기 파워 스위치 드라이버는 상기 증폭기 출력에 따라 상기 출력 전류 제어 신호를 생성하도록 구성되며, 그리고
   - 상기 파워 스위치 드라이버는 상기 단자 전압 입력 회로에 의해 수신된 상기 전압의 증가에 응답하여 상기 전류 출력 회로에 의해 제공된 상기 전류를 감소시키도록 구성되는 파워 스위치 드라이버.
2. 청구항 1에 있어서,
   상기 적어도 하나의 저항기는 가변 저항기를 포함하는 파워 스위치 드라이버.
3. 청구항 1 또는 2에 있어서,
   상기 단자 전압 입력 회로는 상기 제어 단자에 제공되는 임피던스를 증가시키기 위해, 상기 기준 전압 입력 회로에 대한 결합부를 갖는 파워 스위치 드라이버.
4. 청구항 1 또는 2에 있어서,
   상기 파워 스위치 드라이버는, 오프셋 전압을 수신하기 위한 입력 라인을 가지고 상기 단자 전압 입력 회로의 상기 전압의 표시를 상기 오프셋 전압과 비교하는 비교기를 포함하는 오프셋 전압 입력 회로를 구비하며, 상기 오프셋 전압 입력 회로는 상기 파워 스위치 제어 단자로부터의 상기 전압의 변화의 한계가, 상기 파워 스위치 드라이버가 상기 파워 스위치를 구동하도록 동작될 때 상기 오프셋 전압에 의해 설정되도록 허용하는 파워 스위치 드라이버.
5. 청구항 1 또는 2에 있어서,
   상기 단자 전압 입력 회로의 상기 전압에 대한 상기 증폭기의 제어의 종속성을 비활성화(disable)하기 위한 결합 스위치를 포함하는 파워 스위치 드라이버.
6. 청구항 5에 있어서,
   상기 드라이버는 전류 검출기를 포함하며,
   상기 전류 검출기는 상기 부하를 통과하는 전류를 모니터링하고, 상기 전류 검출기가 임계 전류 미만의 상기 모니터링된 전류를 표시할 때 상기 종속성을 비활성화하도록 구성되며, 상기 종속성이 비활성화될 때 상기 전류 출력 회로의 상기 전류를 일정하게 제공하는 파워 스위치 드라이버.
7. 청구항 5의 상기 파워 스위치 드라이버를 포함하는 파워 컨버터에 있어서, 상기 파워 컨버터는 제1 파워 스위치와 제2 파워 스위치의 직렬 접속을 포함하는 적어도 하나의 하프 브릿지 회로를 포함하되, 각각이 다이오드에 병렬로 결합된 상기 제1 및 제2 파워 스위치는 상기 하프 브릿지 회로의 출력 라인에 결합된 부하를 구동하기 위한 전류를 교번으로 통과시키도록 구성되며, 상기 파워 컨버터는 각각의 파워 스위치를 구동하기 위한 적어도 하나의 상기 파워 스위치 드라이버를 포함하고, 상기 파워 스위치 드라이버의 적어도 하나의 저항기는 가변 저항기를 포함하되, 상기 파워 컨버터는:
   상기 파워 스위치들 중 적어도 하나를 통해 전류를 증가시키는 턴-온 기간의 적어도 시작을 표시하기 위한 턴-온 검출기를 포함하며,
   - 상기 파워 컨버터는 상기 턴-온 검출기의 표시에 기초하여 상기 적어도 하나의 상기 파워 스위치 드라이버의 결합 스위치를 제어하여, 상기 드라이버의 상기 단자 전압 입력 회로의 상기 전압에 대한 상기 드라이버의 상기 증폭기의 제어의 상기 종속성을 상기 턴-온 기간 동안 허용하도록 구성되는 파워 컨버터.
8. 청구항 7에 있어서,
   상기 턴-온 검출기는 상기 적어도 하나의 파워 스위치를 통한 상기 전류의 변화율의 증가 및 상기 턴-온 기간의 계류(pendency)를 나타내는 변화율의 후속 감소를 검출하도록 구성되는 파워 컨버터.
9. 청구항 7에 있어서,
   적어도 하나의 상기 파워 스위치 드라이버의 상기 결합 스위치를 제어하여 상기 드라이버의 상기 단자 전압 입력 회로의 상기 전압에 대한 상기 드라이버의 상기 증폭기의 제어의 상기 종속성을 상기 턴-온 기간에 후속하는 기간 동안 허용하도록 구성되며, 상기 후속하는 기간의 시작 시 상기 드라이버의 상기 가변 저항기의 저항을 증가시키도록 구성되는 파워 컨버터.
10. 청구항 7에 있어서,
    적어도 하나의 상기 파워 스위치 드라이버의 상기 결합 스위치를 제어하여 상기 드라이버의 상기 단자 전압 입력 회로의 상기 전압에 대한 상기 드라이버의 상기 증폭기의 제어의 상기 종속성을 상기 턴-온 기간에 후속하는 기간 동안 비활성화하도록 구성되며, 상기 후속하는 기간 동안 상기 드라이버의 상기 전류 출력 회로의 상기 전류를 일정하게 전달하는 파워 컨버터.
11. 청구항 9에 있어서,
    - 상기 후속하는 기간의 시작에서 상기 적어도 하나의 파워 스위치를 통한 상기 전류의 변화율의 방향의 역전;
    - 상기 후속하는 기간의 종료 시에 상기 적어도 하나의 파워 스위치를 통한 상기 전류의 변화율의 감소; 및
    - 상기 후속하는 기간의 종료 시에 임계 값보다 낮은 상기 파워 스위치 전반에 걸친 전압 중 적어도 하나를 표시하는 타이밍 검출기를 포함하며,
    - 상기 파워 컨버터는 적어도 하나의 상기 표시에 응답하여 상기 종속성의 지속 기간을 제어하기 위해 상기 결합 스위치의 제어를 수행하도록 구성되는 파워 컨버터.
12. 청구항 1 또는 2의 파워 스위치 드라이버를 포함하는 파워 컨버터로서,
    상기 파워 컨버터는 제1 파워 스위치와 제2 파워 스위치의 직렬 접속을 포함하는 적어도 하나의 하프 브릿지 회로를 포함하되, 각각이 정류 다이오드에 병렬로 결합된 상기 제1 및 제2 파워 스위치는 상기 하프 브릿지 회로의 출력 라인에 결합된 부하를 구동하기 위한 전류를 교번으로 통과시키도록 구성되며, 상기 파워 컨버터는 각각의 파워 스위치를 구동하기 위한 적어도 하나의 상기 파워 스위치 드라이버를 포함하고, 상기 파워 스위치 드라이버의 적어도 하나의 저항기는 가변 저항기를 포함하되, 상기 파워 컨버터는:
    - 상기 파워 스위치의 스위칭 사이클의 적어도 하나의 위상의 지속 시간을 측정하기 위한 타이머 회로를 포함하되,
    - 상기 파워 컨버터는 적어도 하나의 상기 측정된 지속 기간에 응답하여 상기 가변 저항기의 저항을 조정하도록 구성되는 파워 컨버터.
13. 권선을 포함하는 유도성 부하를 구동하기 위한 파워 컨버터로서, 제 1 파워 스위치와 제 2 파워 스위치의 직렬 접속을 포함하는 적어도 하나의 하프 브릿지 회로를 포함하며, 상기 제1 및 제2 파워 스위치는 상기 하프 브릿지 회로의 출력 라인에 결합된 부하를 구동하기 위한 전류를 교번하여 통과시키도록 구성되며, 상기 파워 컨버터는 각각의 파워 스위치를 구동하기 위해 청구항 1 또는 2에 따른 적어도 하나의 파워 스위치 드라이버를 포함하고, 상기 파워 스위치 드라이버의 적어도 하나의 저항기는 가변 저항기를 포함하되, 상기 파워 컨버터는:
    - 상기 부하를 통과하는 전류를 모니터링하는 전류 검출기를 포함하되,
    - 상기 파워 컨버터는 상기 전류 검출기가 임계 전류 미만의 상기 모니터링된 전류를 표시할 때 적어도 하나의 상기 드라이버의 가변 저항기의 저항을 증가시키도록 구성되는 파워 컨버터.
14. 청구항 13에 있어서,
    각각의 파워 스위치를 구동하기 위해 결합된 상기 파워 스위치 드라이버는 상기 각각의 파워 스위치를 통한 전류를 모니터링하도록 구성된 상기 전류 검출기를 포함하고, 상기 전류 검출기가 상기 임계 전류 미만의 상기 모니터링된 전류를 검출할 때 상기 파워 스위치 드라이버는 상기 가변 저항기의 상기 저항을 증가시키도록 구성되는 파워 컨버터.
15. 청구항 13에 있어서,
    가변 저항기의 저항을 상기 모니터링된 전류에 반비례하여 증가시키도록 구성된 파워 컨버터.
16. 청구항 13에 있어서,
    상기 저항의 증가는, 상기 하프 브릿지 회로의 상기 제1 및 제2 파워 스위치 중 적어도 하나로부터의 전류 정류 동안에 상기 출력 라인 상의 전압 변화율을 감소시키기 위한 것인 파워 컨버터.
17. 청구항 13에 있어서,
    적어도 두 개의 하프 브릿지 회로들을 포함하되, 상기 파워 컨버터는 제1 하프 브릿지 회로의 제1 파워 스위치 및 제2 하프 브릿지 회로의 제2 파워 스위치를 통해 상기 전류를 흐르게 함으로써 부하를 구동하도록 구성되고, 상기 제1 하프 브릿지 회로의 상기 제1 파워 스위치 및 상기 제2 하프 브릿지 회로의 상기 제2 파워 스위치 중 적어도 하나의 파워 스위치의 가변 저항기의 저항을 증가시키도록 구성되며, 상기 증가는 상기 부하의 권선 전반에 걸친 전압 변화율을 감쇠시키 위한 것인 파워 컨버터.
18. 청구항 1 또는 2에 있어서,
    상기 파워 스위치는 IGBT, MOSFET, HEMT 또는 JFET 중 하나를 포함하거나, 또는 실리콘 카바이드, 갈륨 나이트라이드 및/또는 실리콘을 포함하는, 파워 스위치 드라이버.
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