JP2017534237A - 抵抗器エミュレーション及びゲートブースト - Google Patents

Abstract

本発明は、負荷をドライブするためのパワースイッチの制御端子をドライブするためのパワースイッチドライバに関する。このパワースイッチドライバは、この制御端子に供給された電流を制御するために負帰還回路を有する。この負帰還回路は、前記制御端子の電流を供給し、１つの電流出力回路によって供給された電流の大きさを制御するために、出力電流制御信号を受信するように構成されているこの電流出力回路であって、１つの電流源及び１つの電流シンクのうちの少なくとも１つを有するこの電流出力回路と、前記制御端子から電圧を受信し、この電圧の兆候を出力するための１つの端子電圧入力回路と、１つの増幅器の出力を生成するために当該端子電圧の兆候を増幅するために結合された１つの増幅器と、前記増幅器の電荷供給入力部に結合された１つの基準電圧入力回路であって、少なくとも１つの抵抗器を有し、１つの基準電圧を受信するためのこの基準電圧入力回路とから構成されている。前記パワースイッチドライバが、前記増幅器の出力に応じて前記出力電流制御信号を生成するように構成されている。前記パワースイッチドライバが、前記端子電圧入力回路によって受信された電圧の増大の直後に応答して、前記電流出力回路によって供給された電流を減少させるように構成されている。（図１）

Description

本発明は、総じて電力変換装置に関するものであって、負荷をドライブするためのパワースイッチの制御端子をドライブするためのパワースイッチドライバと、このようなパワースイッチドライバを有する電力変換装置と、負荷をドライブするためのパワースイッチの制御端子に対してドライブ信号を制御するための方法とに関する。

一般に、交流電力から直流電力に変換する順変換器（コンバータ）又は直流電力から交流電力に変換する逆変換器（インバータ）のような電力変換器は、並列及び／又は直列に接続された複数の絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（ＩＧＢＴ）のような複数のパワースイッチングデバイスから成る回路網を構成する。このような変換器は、低電圧チップからコンピュータ、機関車及び高電圧送電線まで及んで適用し得る。例えば、変換器は、例えば洋上風力発電所から電力を搬送し得る種類の高電圧直流送電線における変換のために使用されてもよいし、例えば機関車の電動機等のような電動機用に変換する（例えば１ｋＶよりも大きい）中電圧のために使用されてもよい。

以下の説明は、一般に、同様に電力変圧器の負荷をドライブするために構成されている１つ又はそれより多いパワースイッチをドライブすることに関する。当該パワースイッチとしては、ＩＧＢＴ、例えば１２００Ｖ若しくは１７００Ｖ及び／又は１２００Ａの定格出力を有するＩＧＢＴが、例えば、低レベルの電圧又は電流のアプリケーションによって大電流を制御するために使用される。しかしながら、ここで説明されている原理及び実施の形態は、当該ＩＧＢＴではなくて、パワースイッチが、（バーティカル又はラテラル型の）シリコンカーバイドＭＯＳＦＥＴ、ＨＥＭＴ、ＪＦＥＴ又はその他の種類のようなＭＯＳＦＥＴである場合にも大体において適用可能である。したがって、ＩＧＢＴ又はパワースイッチの任意の記載は、このような任意のデバイスと入れ替えられ得る。さらに、我々が説明するこれらの技術は、特定の種類のデバイスアーキテクチャに限定されず、したがって当該パワースイッチングデバイスは、例えばバーティカルデバイス又はラテラルデバイスでもよい。当該パワースイッチングデバイスは、限定されないものの、シリコン、シリコンカーバイド又は窒化ガリウムを含む技術の範囲内で製造され得る。

しかしながら、我々が関心を持っている電力半導体スイッチング装置は、一般に１Ａよりも大きい通電容量を有し、１００Ｖよりも大きい電圧で動作可能であり、１０Ａ、５０Ａ若しくは１００Ａよりも大きい電流を通電し得る装置であり、及び／又は５００Ｖ又は１ｋＶよりも大きい当該装置にわたる電圧差に耐え得る装置である。

一般的なＩＧＢＴゲートドライブが、図１に示された複数の要素から構成されている。ゲートドライブ論理部が、パワースイッチ（例えばＩＧＢＴ）を何時オンにしオフにするかを示す入力信号（ＰＷＭ）を受け取る３．３Ｖ又は５Ｖを基準としたデジタル論理回路から構成されている。このゲートドライブ論理部は、電流が何時供給されるべきか、何時当該パワースイッチから遮断されるべきかをそれぞれ示す（ＳＯＵＲＣＥ及びＳＩＮＫ）信号を生成する。レベル変換段が、より広い電圧範囲、例えば−１０Ｖ〜＋１５Ｖにわたって当該パワースイッチをドライブするために一般に必要とされる。１つのＩＧＢＴをドライブするための出力段が、当該パワースイッチ及び／又は負荷の特性に整合するように選択されているターンオン抵抗（Ｒｏｎ）及びターンオフ抵抗（Ｒｏｆｆ）を伴うトランジスタである（ＰＭＯＳと表記される）Ｐ型チャネルＭＯＳＦＥＴ及び（ＮＭＯＳと表記される）Ｎ型チャネルＭＯＳＦＥＴ又はＰＮＰバイポーラトランジスタ及びＮＰＮバイポーラトランジスタから構成されている。これらの出力段トランジスタは、高電流を処理し得たり、通常はデジタル論理部としてドライブ段を必要とし得たりし、そしてレベル変換段は、これらの出力段トランジスタを直接にオン及びオフするのに十分な電流を供給し得ない。

１つのＩＧＢＴが、好ましくは、逆並列にあるＩＧＢＴデバイスと１つの転流ダイオード、すなわちフリーホイーリングダイオードとを有する１つのモジュールとして設けられてもよい。一般に、ＩＧＢＴモジュールのメーカは、最小損失に対して推奨されるゲート抵抗値を公表する。ＩＧＢＴターンオンの場合には、ＩＧＢＴ変換損失とダイオード逆回復損失とは、トレードオフの関係にある。一般に、総損失を減少させるためのあらゆる試みが、ダイオードをその安全動作領域（ＳＯＡ）内に留まらせることが望ましい。この安全動作領域（ＳＯＡ）は、好ましくは交差しない最大電力損失の１つのラインによって電流に対する電圧のグラフ上に示され得る。例えば、コンバータの出力回路のスイッチング速度が非常に速い場合、ダイオードが損傷し得る。一般に、ＩＧＢＴのメーカは、電圧ソースドライブが抵抗（抵抗性ドライブ）を有するとみなして、最小総損失に対して当該メーカの製品を最適化する。このため、あらゆるドライブ回路（ドライバ）は、好ましくは、ＩＧＢＴのメーカの指定範囲内にある出力（ゲートドライブ）抵抗を有する抵抗性ドライブであることが望ましい。

導電損失を減少させるためには、当該デバイスが導通状態にあるときに、パワースイッチの制御端子、例えばＩＧＢＴゲートを、最高許容電圧に保持することが望ましい。一般に、デバイスデータシートは、２０Ｖの絶対最大定格と一緒に通常動作点として１５Ｖを明記している。その一方で、一般に、炭化珪素（ＳｉＣ）ＭＯＳＦＥＴは、より高い絶対最大定格に起因して１８〜２０Ｖで動作することが想定される。汎用ゲートドライブを製作するためには、ゲート電圧を設定することが望ましい。

ほとんどの電力半導体は、短絡耐量を有する。この短絡耐量は、デバイスが故障なしに過電流に耐え得る期間（一般に、１０μｓ）である。ゲートドライブが、この条件を検出し、ＩＧＢＴをこの期間内にターンオフさせることが望ましい。一般に、この期間は、特定のゲート電圧で決定される。

当該１０μｓの短絡電流定格を達成するため、多くの場合、ＩＧＢＴのメーカは、導電損失又はシリコン面積をトレードオフする。換言すれば、当該１０μｓの要件が緩和されれば、より高性能のデバイスが実現され得るであろう。異常な条件下で依然として保護され得るより高性能のデバイスを創作する機会をデバイスのメーカに提供するため、改良された測定及び制御回路が望ましい。

したがって、例えば、特にコストダウン、信頼性、複雑でない回路、少ない部品点数及び／又は低い電力損失等のような、利点を提供するため、パワースイッチ制御端子の電圧レベルを制御する改善された方法が望ましい。

本発明の理解を助けるため、以下の刊行物を引用する。

独国特許出願公開第１０２００６０３４３５１号明細書

"Ａｄｖａｎｔａｇｅｓ ｏｆ Ａｄｖａｎｃｅｄ Ａｃｔｉｖｅ Ｃｌａｍｐｉｎｇ"，Ｐｏｗｅｒ Ｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃｓ Ｅｕｒｏｐｅ，２００９年８月発行、第２７頁〜第２９頁

本発明の第一の側面によれば、負荷をドライブするためのパワースイッチの制御端子をドライブするためのパワースイッチドライバが提供される。

このパワースイッチドライバは、この制御端子に供給された電流を制御するために負帰還回路を有する。この負帰還回路は、前記制御端子の電流を供給し、１つの電流出力回路によって供給された電流の大きさを制御するために、出力電流制御信号を受信するように構成されているこの電流出力回路であって、１つの電流源及び１つの電流シンクのうちの少なくとも１つを有する１つの電流出力回路と、前記制御端子から電圧を受信し、この電圧の兆候を出力するための１つの端子電圧入力回路と、１つの増幅器の出力を生成するために当該端子電圧の兆候を増幅するために結合された１つの増幅器と、前記増幅器の電荷供給入力部に結合された１つの基準電圧入力回路であって、少なくとも１つの抵抗器を有し、１つの基準電圧を受信するための１つの基準電圧入力回路とから構成されている。この場合、前記パワースイッチドライバが、前記増幅器の出力に応じて前記出力電流制御信号を生成するように構成されている。そしてこの場合、前記パワースイッチドライバが、前記端子電圧入力回路によって受信された電圧の増大の直後に応答して、前記電流出力回路によって供給された電流を減少させるように構成されている。

一実施例では、このようなパワースイッチドライバは、前記パワースイッチをドライブするために、制御される出力インピーダンスを提供し得る。好ましくは、このような制御される出力インピーダンスは、エミュレートされる抵抗とみなされ得る。

複数の実施例では、少なくとも１つの抵抗器が、前記パワースイッチドライバのこのようなエミュレートされる抵抗を決定し得る。特に、一実施例では、基準電圧と少なくとも１つの（固定、可変及び／又はプログラマブル）抵抗器とが、前記増幅器に対して設定されるべき供給電流又は基準電流（Ｉｒｅｆ）を決定し得る。前記基準電流は、例えば、固定された基準電圧、例えば０Ｖ又は３．３Ｖによって決定され得る。好ましくは（すなわちオプションとして）、前記基準電圧入力回路のインピーダンスは、ほぼ（例えば、完全に）純抵抗性である。このとき、抵抗性インピーダンスが、抵抗性の出力インピーダンスを前記パワースイッチの制御端子に効果的に提供するために、前記パワースイッチドライバによってエミュレートされ得る。

したがって、前記パワースイッチドライバの出力インピーダンスは、出力構成要素、例えば、図１の装置に示されたようなＲｏｎ又はＲｏｆｆのような固定された抵抗器によって決定され得るのではなくて、前記ドライバの１つの入力段上の抵抗器のような構成要素によって少なくとも部分的に決定され得る。実際に、このような固定された出力抵抗器は必要とされない。したがって、電力損失が有益に減少され得、及び／又は、例えば、基板レイアウト及び／又は構成要素の数若しくは選択に関する熱的な制約が軽減され得る。

前記基準電圧入力回路の前記構成要素は、可変な基準インピーダンスを提供するために、デジタル式又はアナログ式の手段によってプログラマブルであり、制御可能である。複数の実施例では、例えば、前記少なくとも１つの抵抗器は、デジタル式の抵抗器及び／又は制御可能な抵抗器ネットワークから成る。したがって、一実施例が、パワースイッチモジュール及び／又は負荷特性に応じてゲートドライブの抵抗器を変更することの必要なしに、及び／又は異なる複数のパワースイッチ及び／又は複数の負荷用の異なる複数のパワースイッチドライバをストックすることをオペレータに要求することなしに、好ましくは広範囲の（一般に誘導性の）負荷を有する広範囲のパワースイッチをドライブするために適切であり得る。

さらに、前記エミュレーションに関しては、前記電流出力回路によって供給される電流が、前記端子電圧入力回路によって受け取られる電圧の増大にほぼ（例えば、正確に又は例えば１％、２％、５％又は１０％の公差範囲内で）比例して有益に減少される。前記端子電圧の兆候を増幅するために一実施例で考えられる増幅器が、電圧バッファ及び／又は電流増幅器から成り得る。この増幅器は、好ましくは高い入力インピーダンス及び／又は低い出力インピーダンスを有する。この増幅器の電荷供給入力部が、前記基準電圧入力回路に結合され得る。複数の実施例では、この電荷供給入力部は、電力供給入力部、電流供給入力部又は電荷供給入力部と称し得る。一実施例が、前記パワースイッチドライバの低圧側と高圧側とのために、出力電流回路と端子電圧入力回路と増幅器（例えばバッファ、コレクタフォロワ）との配置を複製（ｖｅｐｌｉｃｅｔｅ）し得る。前記基準電圧入力回路が、当該両電圧側によって共有され得る。低電圧側では、前記出力電流回路は、電流シンクを有し得る一方で、高電圧側では、前記出力電流回路は、電流源を有し得る。当業者は、例えばディスクリート解決手段によって若しくはＡＳＩＣで又は例えば演算増幅器に基づいて、電流源又は電流シンクを実装する様々な手段に想到するであろう。

前記端子電圧入力回路は、高いインピーダンスを前記制御端子に提供し得る。このような高いインピーダンスは、例えば、１０ｋΩ以上、１００ｋΩ以上、１ＭΩ以上又は１０ＭΩ以上でもよい。好ましくは、当該高いインピーダンスは、前記端子電圧入力回路の入力部上の電流を制限するために十分である。その結果、前記制御端子の電流及び／又は電圧が、前記端子電圧入力回路の入力インピーダンスによってほとんど影響されない。

さらに、前記パワースイッチドライバが提供され得る。この場合、好ましくは、前記端子電圧入力回路によって前記制御端子に提供されるインピーダンスを効果的に増大させるため、前記端子電圧入力回路が、前記基準電圧入力回路に対するカップリング（例えば、１つの抵抗器又は直列に接続されている複数の抵抗器）を有する。さらに、このようなカップリングは、前記端子電圧入力回路を前記増幅器に結合し得る。

さらに、オフセット電圧を受け取るための１つの入力ライン（例えば、トラック、ワイヤ、コネクタ及び／又はピンのような導体）を有する（例えば比較器及び／又はバッファから成る）１つのオフセット電圧入力回路と、前記端子電圧入力回路の電圧の兆候を前記オフセット電圧と比較するための１つの比較器とを備えるパワースイッチドライバが提供され得る。前記オフセット電圧入力回路は、好ましくは前記パワースイッチドライバが前記パワースイッチをドライブするために動作されるときに、前記パワースイッチの制御端子からの電圧の変化範囲が前記オフセット電圧によって設定されることを可能にする。

さらに、前記端子電圧入力回路の電圧に対する前記増幅器の制御に依存して無効にするための１つのカップリングスイッチを有するパワースイッチドライバが提供され得る。前記電力変換装置（例えば、前記電力変換装置の特にパワースイッチドライバ）は、前記負荷に通電する（及び／又は前記ドライバによってドライブされる前記パワースイッチに通電する）（監視出力を提供するために処理、例えば平均され得る）電流を監視するための１つの電流検出器を有し、この電流検出器が、１つの閾値電流未満の当該監視される電流を示すときに、当該依存を無効にし、当該依存が無効であるときに、前記パワースイッチドライバが、前記電流出力回路のほぼ（例えば、正確に又は５％又は１０％の公差範囲内で）一定の電流を供給するように構成されている。好ましくは、このような実施例は、一定のドライブ電流を提供し、したがって１つの負荷にわたるｄｖ／ｄｔの変化率を有益に制限するために、抵抗器のエミュレーションを停止（ターンオフ）することを可能にし得る。このことは、例えば電動機の誘導性負荷の巻線を或る程度保護し得る。

さらに、このような一実施例では、上記のエミュレーションが、例えば低い負荷で停止され得る。監視される電流が閾値電流未満であるときの前記依存のこのような無効は、例えば、低い負荷でエミュレートされる大きい抵抗器を効果的に可能にし得る。

前記パワースイッチドライバは、前記端子電圧入力回路によって受け取られる電圧の減少（増大）の直後に応答して、前記電流出力回路によって供給される電流を増大（減少）させるように構成され得る。電流又は電圧の増大又は減少のこのような参照は、大きさだけを参照するものである。

同様に、ここでは、前記電流出力回路は、この電流出力回路によって供給される電流の大きさ及び／又は方向を制御するために、出力電流制御信号を受信するように構成され得る。

前記パワースイッチドライバを有する電力変換装置が、第１パワースイッチと第２パワースイッチとの直列接続から成る少なくとも１つのハーフブリッジ回路を有する。この第１パワースイッチ及びこの第２パワースイッチは、前記ハーフブリッジ回路の１つの出力ラインに結合された前記負荷をドライブするための電流を交互に通電するように構成されている。それぞれの前記パワースイッチが、１つのダイオードに並列に結合されている。この場合、前記電力変換装置が、それぞれの前記パワースイッチをドライブするために少なくとも１つの前記パワースイッチドライバを有する。この場合、前記パワースイッチドライバの少なくとも１つの抵抗器が、（例えば、デジタル抵抗器及び／又は制御可能な抵抗器ネットワークとして提供される）制御可能な抵抗器から成る。前記電力変換装置が、複数の前記パワースイッチのうちの少なくとも１つのパワースイッチに通電する増大している電流のターンオン期間の少なくとも１つの開始を示すための１つのターンオン検出器を有する。この場合、前記電力変換装置は、前記ターンオン期間中に前記ドライバの前記端子電圧入力回路の電圧に対するこのドライバの前記増幅器の制御の前記依存を有効にするために、前記ターンオン検出器の兆候に基づいて、少なくとも１つの前記パワースイッチドライバの前記カップリングスイッチを制御するように構成されている。したがって、抵抗器のエミュレーションが、少なくとも１つの前記パワースイッチのターンオンフェーズ中に、さらにオプションとして引き続く完全なオン期間中に提供され得る。

幾つかの回路構成では、前記監視される電流は、例えば、ＩＧＢＴのコレクタ電流（ここでは、例えば、ＩＧＢＴのコレクタ端子に通電する電流又はＭＯＳパワースイッチのドレイン−ソース電流でもよい、パワースイッチに通電する電流を一般的に示す「コレクタ電流」）でもよい。直列接続を想定する場合、前記第１パワースイッチ若しくは前記第２パワースイッチ又は両パワースイッチが、直列に接続されている複数のパワースイッチと置換されてもよい。（ここで説明されているその他のダイオードに関する）前記ダイオードは、対応するパワースイッチと一緒にモジュール内に有益に設けられるフリーホイーリングダイオード又は転流ダイオードでもよい。それぞれのパワースイッチドライバによってドライブされるそれぞれのパワースイッチに関しては、当該複数のドライバのうちの１つのドライバが、１つ又は複数のパワースイッチをドライブしてもよく、別のドライバが、別の１つ又は複数のパワースイッチをドライブしてもよい、等々。

前記ターンオン検出器は、前記負荷に向かう前記出力ラインに存在してもよく、及び／又は前記パワースイッチの主導電端子、例えばコレクタ又はエミッタに結合されてもよい。前記ターンオン検出器は、例えばドライバモジュール内に設けられる前記ドライバの構成要素でもよい。１つのターンオン期間の少なくとも開始の兆候が、例えば、アクティブ信号（例えばデジタル「１」）を出力する前記ターンオン検出器によって供給され得る。その一方で、電流の変化率は、１つの閾値レベルの上に保持される。当該電流が、１つの閾値よりも上の変化率を呈するときに、変化率の値を検出することによって、前記パワースイッチに通電する増大している電流が検出され得る。

好ましくは、前記ターンオン検出器は、前記ターンオン期間の継続を示すために、前記少なくとも１つのパワースイッチに通電する電流の変化率の増大を検出し、引き続く当該変化率の減少を検出するように構成されている。当該増大は、当該変化率が１つの閾値を超える、例えば上回るときに検出され得る。同様に、当該減少は、当該変化率が１つの閾値を下回るときに検出され得る。

前記電力変換装置は、前記ターンオン期間に引き続く（好ましくは、直後に後続する）１つの期間中に前記ドライバの前記端子電圧入力回路の電圧に対するこのドライバの前記増幅器の制御の前記依存を有効にするために、少なくとも１つの前記パワースイッチドライバの前記カップリングスイッチを制御するように構成されている。この電力変換装置は、当該引き続く期間の開始時に前記ドライバの前記制御可能な抵抗器の抵抗を増大させるように構成されている。このような引き続く期間は、前記パワースイッチの完全オン期間でもよい。したがって、前記パワースイッチがオンにされた後に、抵抗器のエミュレーションが、ターンオンされ得、及び／又は、出力インピーダンスが、増大又は減少され得る。

前記電力変換装置は、前記ターンオン期間に引き続く（例えば、直後に続く）１つの期間中に前記ドライバの前記端子電圧入力回路の電圧に対するこのドライバの前記増幅器の制御の前記有効を無効にするために、少なくとも１つの前記パワースイッチドライバの前記カップリングスイッチを制御し、この電力変換装置が、当該引き続く期間中に前記ドライバの電流出力回路のほぼ一定の電流を供給するように構成されている。

さらに提供され得る前記電力変換装置は、前記引き続く期間の開始時に少なくとも１つのパワースイッチに通電する電流の変化率の方向の反転（例えば、正から負又は負から正）と、（例えば、前記変化率が、１つの閾値未満に降下するときに検出される）前記引き続く期間の終了時に前記少なくとも１つのパワースイッチに通電する電流の変化率の減少と、前記引き続く期間の終了時の１つの閾値未満の前記パワースイッチに印加する電圧とのうちの少なくとも１つを示すために、１つのタイミング検出器を有する。前記電力変換装置は、少なくとも１つの当該表示の直後に応答して、前記依存の１つの期間を制御するために、前記カップリングスイッチの制御を実行するように構成されている。このようなタイミング検出器は、前記負荷に向かう前記出力ラインに設けられ得、及び／又は前記パワースイッチの１つの端子（例えばコレクタ又はエミッタ）に結合され得る。当該検出器は、１つのパワースイッチドライバモジュールの構成要素でもよい。

さらに、第１パワースイッチと第２パワースイッチとの直列接続から成る少なくとも１つのハーフブリッジ回路とパワースイッチドライバとを有する電力変換装置が提供され得る。この第１パワースイッチ及びこの第２パワースイッチは、前記ハーフブリッジ回路の１つの出力ラインに結合された前記負荷をドライブするための電流を交互に通電するように構成されている。それぞれの前記パワースイッチが、１つの転流ダイオードに並列に結合されている。この場合、前記電力変換装置が、それぞれの前記パワースイッチをドライブするために少なくとも１つの前記パワースイッチドライバを有する。この場合、前記パワースイッチドライバの少なくとも１つの抵抗器が、制御可能な抵抗器から成る。前記電力変換装置が、１つの前記パワースイッチのスイッチングサイクルの少なくとも１つのフェーズの期間を測定するために１つのタイマー回路を有する。この場合、前記電力変換装置（好ましくは、前記電力変換装置の前記パワースイッチドライバ）は、少なくとも１つの前記測定期間に応じて前記制御可能な抵抗器の抵抗を調整するように構成されている。このようなフェーズは、例えば、ターンオンフェーズ、ターンオフフェーズ、完全オンフェーズ及び／又は完全オフフェーズから成り得る。このようなスイッチングサイクルは、前記パワースイッチのオフ（オン）期間に続くオン（オフ）期間から成り得る。当該オン（オフ）期間は、ターンオン（オフ）期間と完全オン（オフ）期間とから成る。

さらに、巻線を有する誘導性負荷をドライブするための電力変換装置が提供され得る。前記電力変換装置は、第１パワースイッチと第２パワースイッチとの直列接続から成る少なくとも１つのハーフブリッジ回路を有する。この第１パワースイッチ及びこの第２パワースイッチは、前記ハーフブリッジ回路の１つの出力ラインに結合された前記負荷をドライブするための電流を交互に通電するように構成されている。この場合、この電力変換装置は、それぞれの前記パワースイッチをドライブするために、少なくとも１つの前記パワースイッチドライバを有する。この場合、当該パワースイッチドライバの少なくとも１つの抵抗器が、制御可能な抵抗器（例えば、デジタル抵抗器、制御可能な抵抗器ネットワーク）から成る。この電力変換装置は、前記負荷に通電する電流を監視するための１つの電流検出器を有する。この場合、前記電力変換装置は、前記電流検出器が１つの閾値電流未満の当該監視される電流を示すときに、少なくとも１つの前記ドライバの前記制御可能な抵抗器の（全）抵抗を増大させるように構成されている。

このような一実施例は、誘導性負荷、例えば電動機の巻線を保護するために有益であり得る。好ましくは、当該実施例は、当該負荷に印加する電圧の最大変化率を減少させる。

特別の配置を想定する場合、前記直列接続は、直列に接続されている複数の第１パワースイッチ及び／又は第２パワースイッチから成り得る。前記監視される電流は、前記パワースイッチ及び／又は前記負荷で測定される平均負荷電流でもよい。

一実施例では、前記電流検出器が、閾値未満の電流の大きさを示すときに、前記ハーフブリッジ回路に結合されたそれぞれのパワースイッチドライバの前記制御可能な抵抗器の抵抗が増大され得る。それにもかかわらず、一実施例では、当該増大された抵抗は、低い負荷でのエミュレートされる大きい抵抗器を可能にし得る。さらに又は当該抵抗の増大の代わりに、前記電流検出器が、１つの変化率の閾値電流よりも上の前記監視される電流を示すときに、前記電力変換装置が、当該抵抗を減少させ得る。

さらに、前記電力変換装置が提供され得る。この場合、それぞれの前記パワースイッチをドライブするために結合された前記パワースイッチドライバは、それぞれの前記パワースイッチに通電する電流を監視するために構成された前記電流検出器を有する。当該パワースイッチドライバは、この電流検出器が前記閾値電流未満の当該監視される電流を検出するときに、当該パワースイッチドライバの前記制御可能な抵抗器の抵抗を増大させるように構成されている。このような一実施例は、局所的な電流測定及び／又はエミュレートされる抵抗器の制御を可能にする。

さらに又はこの代わりに、前記電力変換装置は、前記監視される電流にほぼ（正確に、又は少なくとも例えば±２％、５％又は１０％の公差範囲内で）反比例して（好ましくは線形に）、前記制御可能な抵抗器の抵抗を増大させるように構成されている。

前記抵抗は、前記ハーフブリッジ回路の前記第１パワースイッチ及び第２パワースイッチの少なくとも１つのパワースイッチからの電流の通電中に、前記出力ライン上の電圧の変化率を減少させるために増大される。このことは、（例えば、前記第１（第２）パワースイッチからこの第２（第１）パワースイッチに並列の１つのフリーホイーリングダイオードに向かう）電流がパワースイッチとダイオードとの間で通電するように、前記複数のパワースイッチのうちの少なくとも１つのパワースイッチが逆並列のダイオードを有する場合に有益に使用され得る。しかしながら、幾つかのパワースイッチは、逆導通であり（例えば、ＧａＮ ＨＥＭＴ又はＭＯＳＦＥＴのボディ・ダイオードが考えられる）、したがってこのようなパワースイッチに逆並列に接続されるディスクリートダイオード又は内蔵ダイオードは必要とされない。

さらに、前記電力変換装置が提供され得る。この電力変換装置は、少なくとも２つの前記ハーフブリッジ回路を有する。当該電力変換装置は、当該第１ハーフブリッジ回路の第１パワースイッチと当該第２ハーフブリッジ回路の第２パワースイッチとに電流を通電することによって前記負荷をドライブするように構成されている。当該電力変換装置は、前記負荷の巻線に印加する電圧の変化率を減衰させるために、前記第１ハーフブリッジ回路の第１パワースイッチ及び前記第２ハーフブリッジ回路の第２パワースイッチのうちの少なくとも１つのパワースイッチの前記制御可能な抵抗器の抵抗を増大させるように構成されている。例えば、前記第１パワースイッチは、１つのハーフブリッジ回路の上アーム（相脚部）に存在してもよく、前記第２パワースイッチは、別のハーフブリッジ回路の下アーム（相脚部）に存在してもよい。

本発明の第２の側面によれば、負荷をドライブするための１つのパワースイッチの１つの制御端子をドライブするための少なくとも１つのパワースイッチドライバを有する電力変換装置提供されている。この電力変換装置は、第１パワースイッチと第２パワースイッチとの直列接続から成る少なくとも１つのハーフブリッジ回路を有する。この第１パワースイッチ及びこの第２パワースイッチは、前記ハーフブリッジ回路の１つの出力ラインに結合された前記負荷をドライブするための電流を交互に通電するように構成されている。それぞれの前記パワースイッチが、１つのダイオードに並列に結合されている。この場合、前記少なくとも１つのパワースイッチドライバは、それぞれの前記パワースイッチをドライブするように構成されていて、前記電力変換装置は、前記パワースイッチの変数の兆候を１つのクランプ値と比較するために、少なくとも１つのクランプ比較器を有する。この場合、前記パワースイッチドライバは、前記パワースイッチの変数の兆候が前記クランプ値を超えることを、前記クランプ比較器が示すときに、前記パワースイッチドライバとそのパワースイッチの前記制御端子との間の電流の流れの方向を反転させるように構成されている。この場合、前記パワースイッチの変数が、前記パワースイッチに印加する電圧と、前記パワースイッチに通電する電流の変化率と、前記パワースイッチに印加する電圧の変化率とのうちの少なくとも１つの変数から成る。

一実施例では、制御回路、例えばゲートドライブ論理部が、前記パワースイッチを特定の条件下で部分的に又は完全にターンオフさせることを可能にするため、高速フィードバックが、１つの比較器を経由した前記パワースイッチから提供され得る。このような条件は、前記パワースイッチが最大安全電圧又は電流で動作していることの検出でもよい。したがって、一実施例では、好ましくはトランゾーブなしのクランピングが達成され得る。

標準的なドライブでは、前記パワースイッチドライバと前記制御端子との間の電流の流れの方向の反転は、上アームの出力段スイッチ（例えば、図１のＰＭＯＳ）をターンオンし、下アームの出力段スイッチ（例えば、図１のＮＭＯＳ）をターンオフすることによって、又はこれとは逆に上アームの出力段スイッチ（例えば、図１のＰＭＯＳ）をターンオフし、下アームの出力段スイッチ（例えば、図１のＮＭＯＳ）をターンオンすることによって達成され得る。

しかしながら、前記パワースイッチドライバは、上記のように抵抗エミュレーション用でもよい。この場合、及び、前記第１の側面のパワースイッチドライバを想定する場合、一実施例では、前記パワースイッチドライバと前記制御端子との間の電流の流れの方向の反転が、例えば、ＩＧＢＴとしての前記パワースイッチのゲート電流を反転させるために、前記基準電圧を、例えば０Ｖから３．３Ｖに変更することによって達成され得る。前記第１パワースイッチ及び前記第２パワースイッチのうちの１つのパワースイッチを有する上アームと、その他のパワースイッチを有する下アームとを有する一実施例では、このような基準電圧の変更は、この下アーム（パワースイッチ）をターンオフさせ、及び／又はこの上アーム（パワースイッチ）をターンオンさせることによって達成され得る。当該クランプ値は、極性を有する必要がない。その結果、当該クランプ値を超えていることを示すための比較は、大きさの比較でもよい。

前記パワースイッチに印加する電圧は、ＩＧＢＴ又はＭＯＳＦＥＴのようなパワースイッチのコレクタとエミッタとの間の電圧でもよく、又はソースとドレインとの間の電圧でもよい。同様に、前記パワースイッチに通電するこのような電流は、このようなパワースイッチのコレクタとエミッタとの間の電流でもよく、又はソースとドレインとの間の電流でもよい。したがって、前記パワースイッチの変数は、例えばＶｃｅ、ｄＩｃ／ｄｔ又はｄＶｃ／ｄｔでもよい。それぞれのダイオードは、前記パワースイッチを有するモジュール内に有益に設けられたフリーホイーリングダイオードでもよい。このダイオードに結合している前記パワースイッチは、逆並列である。当該直列接続は、直列に接続されている複数の第１パワースイッチ及び／又は複数の第２パワースイッチから成る。

さらに、前記パワースイッチの変数の兆候が、前記パワースイッチのオフ期間中に前記クランプ値を上回るか又は超えることを、前記クランプ比較器が示すときに、前記反転を実行するように構成されている電力変換装置が提供され得る。このようなオフ期間は、前記パワースイッチのターンオフ期間及び／又は完全オフ期間から成り得る（１つのクランプ値を超える任意の基準が、このクランプ値の大きさを超える前記パワースイッチの変数の兆候の大きさを示し得る）。

さらに、前記パワースイッチにわたって結合された容量性インピーダンスから成る前記電力変換装置が提供され得る。この場合、好ましくは、この容量性インピーダンスは、前記パワースイッチにわたって直列のインピーダンスを有する１つの分圧器から成る。当該直列インピーダンスの結合が、前記パワースイッチに印加する電圧の兆候を提供するように構成されている。この場合、それぞれの前記直列インピーダンスは、１つのコンデンサ（静電容量）を有する。このような分圧器は、電圧を使用可能な値にステップ状に下げることができる。その一方で、例えば、抵抗器だけから成る分圧器を有する一実施例と比較して、抵抗と静電容量との組み合わせは、この分圧器が広い周波数応答を有することを可能にする。したがって、当該静電容量は、一実施例のクランピング制御を向上させるように、フィードバックの速さを増進させ得る。好ましくは、当該直列インピーダンスは、直流から高周波までの必要とされる帯域幅にわたって一定の比を有する。当該必要とされる帯域幅を超えると、当該比は、増大又は減少し得る。

さらに、前記パワースイッチの変数の兆候を１つのリミット値と比較するために、少なくとも１つのリミット比較器を有する前記電力変換装置が提供され得る。この場合、前記パワースイッチドライバは、前記パワースイッチの連続するそれぞれのオン・オフスイッチングサイクル中に、前記パワースイッチの変数の兆候が、このパワースイッチのオフ期間中に前記リミット値未満を保持することを、前記リミット比較器が示すならば、回路変数を減少させ、前記パワースイッチの変数の兆候が、このパワースイッチのオフ期間中に前記リミット値を超えることを、前記リミット比較器が示すならば、前記回路変数を増大させるように構成されている。前記回路変数は、前記パワースイッチドライバの制御可能な出力抵抗と、前記パワースイッチの制御端子に対する電流とのうちの少なくとも１つの回路変数から成る。前記パワースイッチの変数は、前記パワースイッチに印加する電圧と、前記パワースイッチに通電する電流の変化率と、前記パワースイッチに印加する電圧の変化率とのうちの少なくとも１つの変数から成る。

ここでは、１つのリミット比較器と１つのクランプ比較器とが一緒に、一実施例における単一の比較器として一体に実装されてもよい。

一実施例は、フィードバックが前記パワースイッチの変数を（例えば、１％、５％又は１０％の公差範囲内で）前記クランプ値に又はその近くに保持することを可能にする。好ましくは、クランピングが、前記パワースイッチに印加する前記クランプ値を超える電圧のオーバーシュートを減少させて、又は当該オーバーシュートをほぼ無くして達成され得る。一実施例では、このことは、前記クランプ値によるクランピングが達成されるまで、例えば、前記変数の大きさが１つのクランプ値未満になるまで、サイクルごとに基づいて出力抵抗器を調整することによって達成され得る。一実施例では、前記変数に基づくクランピングは、前記パワースイッチに印加する電圧がその最大電圧定格を超えないことを保証する。同様に、このことは、パワースイッチに通電する電流にも成立し得る。

前記パワースイッチに印加する電圧は、ＩＧＢＴ又はＭＯＳＦＥＴのようなパワースイッチのコレクタとエミッタとの間の電圧でもよく、又はソースとドレインとの間の電圧でもよい。同様に、前記パワースイッチに通電するこのような電流は、このようなパワースイッチのコレクタとエミッタとの間の電流でもよく、又はソースとドレインとの間の電流でもよい。したがって、前記パワースイッチの変数は、例えばＶｃｅ、ｄＩｃ／ｄｔ又はｄＶｃ／ｄｔでもよい。

１つのクランプ値又は１つのリミット値との前記比較又はそれぞれの比較は、大きさの比較でもよい。すなわち、その結果、当該値の極性、パワースイッチの変数、及び／又はパワースイッチの変数の兆候が、任意の前記比較の出力に影響しない。

１つのスイッチングサイクルが、１つのパワースイッチのオフ（オン）間隔によって追従される１つのオン（オフ）間隔（１つのターンオン（オフ）期間と完全オン（オフ）期間とから成る１つのオン（オフ）間隔）から成り得る。前記オフ期間は、１つのターンオフ期間及び／又は１つの完全オフ期間から成り得る。連続するスイッチングサイクルは、１つ、２つ又はそれよりも多いこのようなサイクルから成り得る。

ＩＧＢＴのような前記パワースイッチの前記制御端子、例えばゲートに向かう電流は、調整可能であるにもかかわらず、好ましくはほぼ一定の電流である。

さらに、前記電力変換装置が設けられ得る。この場合、前記回路変数は、前記制御可能な出力抵抗から成り、前記パワースイッチドライバは、１つの制御スイッチと前記制御可能な出力抵抗を有する制御可能な１つの抵抗器との直列接続から成る１つの出力段を有する。前記直列接続は、前記パワースイッチをターンオフするために前記制御端子の電流を供給する、例えば低下させる。

前記制御スイッチと制御可能な抵抗器との直列接続は、例えば、ｎ型ＭＯＳ（別の実施例では、ｐ型）と制御可能な抵抗器とから成り得る。前記制御スイッチと制御可能な抵抗器との直列接続は、１つの出力段の前記下アーム又は上アームに存在し得る。前記制御可能な抵抗器は、デジタル抵抗器及び／又は制御可能な抵抗器ネットワークでもよい。

前記電力変換装置の一実施例では、前記パワースイッチドライバは、適応型ドライブである。特に、前記パワースイッチドライバは、上記のように第１の側面用にし得る。この場合、前記回路変数は、前記制御可能な出力抵抗を含み、前記パワースイッチドライバは、前記回路変数の減少及び増大のうちの少なくとも１つを実行するために、前記少なくとも１つの抵抗器の抵抗を調整するように構成されている。さらに又はこの代わりに、前記制御端子に向かう電流が、前記出力回路によって供給される電流でもよい。前記パワースイッチドライバは、第１の側面の一実施例用の上記のようなカップリングスイッチでもよい。

したがって、１つの抵抗器エミュレーションのゲートドライブが、前記パワースイッチに印加する前記クランプ値を超える電圧のオーバーシュートを減少させて有益にクランピングすることをさらに可能にし得る。

一実施例では、この場合、前記電力変換装置は、１つのＤＣリンク、すなわち位相脚部に印加する電圧を有する。当該ＤＣリンク、すなわち位相脚部に印加する電圧は、クランピングに関する電圧のオーバーシュートを同様に減少させるために監視され得る。このような電力変換装置は、ＡＣ−ＡＣ、ＡＣ−ＤＣ、ＤＣ−ＤＣ又はＤＣ−ＡＣ用の変換装置でもよい（一般に、ここで述べられるような「変換装置」は、直流から交流に変換するインバータ、交流から直流に変換する整流器及び／又はＤＣ−ＤＣ電圧レベルコンバータ若しくはＡＣ−ＡＣ電圧レベルコンバータ等を含む）。例えばＤＣリンクが設けられ得る。この場合、変換器回路に基づく１つのハーフブリッジのそれぞれの位相脚部が、直列に接続されているパワースイッチを有する１つの上アームと、直列に接続されているパワースイッチを有する１つの下アームとを有する。負荷をドライブするために結合されたこの上アームとこの下アームとが結合されている。このＤＣリンクが、これらの相脚部に印加する共通の電圧を安定化するように動作し得る。

特に、前記電力変換装置は、少なくとも２つの相脚部に共通の電圧を印加するために、これらの相脚部と当該それぞれの相脚部にわたって結合された１つのＤＣリンクとを有する。この場合、前記パワースイッチドライバは、制御可能な１つの出力抵抗を提供し、前記パワースイッチをターンオフするための前記制御端子の電流を通電するための１つの出力段と、（例えば、１つのパワースイッチのコレクタ電圧に基づく）前記共通の電圧の兆候を受信するための１つのフィードバック線路と、前記フィードバック線路に結合され、且つこのフィードバック線路上で受信された当該電圧の兆候に基づいて前記制御可能な出力抵抗を制御するように構成されている１つのドライブ段制御装置とを有する。

前記ドライブ段制御装置は、前記電圧の兆候が前記共通の電圧の増大（減少）を示すときに、前記制御可能な出力抵抗を増大（減少）させるように有益に構成されている。さらに又はこの代わりに、前記ドライブ段制御装置は、前記共通の電圧が１つの閾値リンク電圧値よりも上（下）にあることを、前記電圧の兆候が示すときに、前記制御可能な出力抵抗を増大（減少）させるように構成される（好ましくは、当該上（下）にある電圧は、単なる電圧の大きさとみなされる）。ここでは、前記兆候は、平均のＤＣリンク電圧の閾値を超える及び／又は上回る増大を示し得る。したがって、前記制御可能な出力抵抗が、少ない（減少した）頻度で、例えば、少なくともスイッチングサイクルごとではなしに変更され得る。

好ましくは、複数のパワースイッチドライバを制御するために、前記ドライブ段制御装置から成る１つの中央制御装置が設けられる。

一実施例では、前記パワースイッチドライバは、１つの制御スイッチと前記制御可能な出力抵抗を有する制御可能な１つの抵抗器との直列接続から成る１つの出力段を有する。

前記パワースイッチドライバは、適応型ドライブでもよい。この場合、前記制御可能な出力抵抗が、電流源又は電流シンクによってエミュレートされ得る。前記パワースイッチドライバが、上記のように第１側面用である場合、前記出力段が、前記電流出力回路を有してもよく、前記パワースイッチドライバが、前記制御可能な出力抵抗の制御を実行するために、前記少なくとも１つの抵抗器の抵抗を調整するように構成されてもよい。

製品として提供される場合、前記電力変換装置は、前記パワースイッチドライバとＤＣリンクとを有し得る。

ここでは、上記の任意の側面のパワースイッチドライバを有する任意の上記の側面の任意の電力変換装置が提供され得る。

さらに、上記の任意のパワースイッチドライバ又は電力変換装置が提供され得る。この場合、前記パワースイッチは、（オプションとしてＩＧＢＴと同じモジュール内にある、好ましくは逆並列ダイオード、すなわち所謂フリーホイーリングダイオードを含む）ＩＧＢＴ、シリコンカーバイドＭＯＳＦＥＴのようなＭＯＳＦＥＴ、ＨＥＭＴ若しくはＪＦＥＴ又はその他の種類のパワースイッチから成る。これらのいずれのスイッチも、シリコンカーバイド、窒化ガリウム又はシリコンの技術に基づき得る。

本発明の第３の側面によれば、負荷をドライブするための１つのパワースイッチの１つの制御端子をドライブするための１つのパワースイッチドライバが提供される。当該パワースイッチドライバは、制御端子基準電圧を供給するための制御可能な１つの電圧源と、前記制御端子基準電圧にしたがって前記パワースイッチの前記制御端子の電圧を制御するために、前記制御端子の電圧を変更する出力信号を供給するように構成された１つの電圧制御回路と、前記パワースイッチの電流又は電圧のうちの少なくとも１つの電流又は電圧の変化率を示す信号を生成し、このパワースイッチの出力回路のインピーダンスの減少を示す前記信号に応じて、前記制御端子基準電圧を減少させて、制御される電圧を減少させるために前記制御可能な電圧源を制御する１つのフィードバック回路とを有する。

前記出力回路は、（例えば、１つのブリッジ回路の１つの位相脚部の１つの上アーム又は下アーム内の）少なくとも１つの前記パワースイッチ（この出力回路のその他のパワースイッチは、この位相脚部の当該アーム又は別のアーム内に構成され得る）、オプションとしてパワースイッチに逆並列に接続されている少なくとも１つの転流ダイオード、及び／又は（一般に誘導性の）前記負荷を有し得る。このようなダイオードは、制御される前記制御端子電圧を呈する前記パワースイッチに逆並列に存在し得たり、及び／又は制御される電圧を呈する前記パワースイッチ、例えば当該制御される電圧を呈するパワースイッチを有する１つの位相脚部の別のアーム内のパワースイッチに直列なパワースイッチと共に存在し得る。

一実施例では、（一般に、１つのハーフブリッジ路又は相脚部の上アームと下アームとの間の１つの中心点の）１つの負荷端子が、１つの母線に接続するならば、例えば、１つ又は複数のパワースイッチ及び／又はダイオードが、故障するか、又は、前記負荷が、１つの母線と短絡するならば、前記出力回路の短絡条件が発生し得る。このような短絡条件が発生する場合、上記のパワースイッチの制御端子の電圧が有益に減少され得る。

前記出力回路のインピーダンス、例えば抵抗の減少が、当該インピーダンスの急激な及び／又は異常な減少を呈し得る。一実施例が、前記パワースイッチに通電する電流が増大するときに、前記制御端子（例えばゲート）の電圧を減少させることによって、前記パワースイッチ、例えばＩＧＢＴを保護する一方で、安全動作条件下でのより低い電力損失を可能にするために適用され得る。したがって、ブースト制御端子電圧での前記パワースイッチの動作中に、前記出力回路の電位短絡条件が検出されると、当該制御される電圧の減少が発生し得る。このような電圧の減少は、前記パワースイッチがターンオンする程度を減少させ得る。このとき、好ましくは、前記パワースイッチが、安全電圧で、例えばメーカの推奨正常動作電圧未満の制御端子電圧で動作し得る。

特別な一実施例は、前記変化率を示すため、例えば、（好ましくは漂遊）インダクタンス、例えばＩＧＢＴのケルビンエミッタのインダクタンスに印加する電圧を検出することによって、前記パワースイッチに通電する電流の変化率を、例えば監視し得る。前記制御可能な電圧源は、デジタル・アナログ変換器（ＤＡＣ）を有し得る。前記制御端子の電圧の制御が、前記制御端子に向かう／前記制御端子からの電流を供給する電流シンク又は電流源の電流を制御することから成り得る。したがって、前記出力信号は、電流信号でもよい。

ここでは、制御端子基準電圧及び／又は制御される電圧の減少に対する基準が、当該電圧の大きさだけを示し得る。

前記電圧制御回路は、前記制御端子基準電圧と前記制御端子の電圧の兆候とに依存して、前記パワースイッチドライバの出力段を制御するように構成された１つのゲート電圧フィードバック回路を有し得る。このような出力段は、１つの電流源若しくは電流シンクを有し得るか、又は制御可能な１つの抵抗器（例えば、可変及び／又はプログラマブルなＲｏｆｆ又はＲｏｎ）及び／又は１つの制御スイッチ（例えばＮＭＯＳ又はＰＭＯＳ）を有し得る。このような制御可能な出力抵抗は、図１に示されているような標準的なゲートドライブの固定された出力抵抗器と置換され得る。前記ゲート電圧フィードバック回路は、前記制御端子基準電圧及び／又は制御端子電圧に依存して第１入力を受け取り、バイアス信号を受信するために第２入力を受け取るために、１つの比較器を有し得る。この比較器の出力が、前記出力段を制御する。前記ドライブ出力段、すなわち制御端子電圧を制御するため、１つの増幅器及び／又は電圧バッファが、前記比較器の前方に前記ドライブ段、例えば抵抗器エミュレーション段に対してさらに設けられてもよい。

したがって、１つのゲート電圧フィードバック回路が、制御端子基準電圧、前記制御端子電圧の兆候、及び／又は１つの出力段のインピーダンスの減少を示す信号に基づいて、制御端子電圧を制御し得る。

さらに、前記パワースイッチドライバが提供され得る。このパワースイッチドライバは、前記パワースイッチのターンオンを指示するためにターンオン信号を受信するための１つの入力ラインを有する。この場合、前記電圧制御回路が、前記ターンオン信号に応じて、前記制御端子の電圧をブースト電圧に上昇させるように構成されている。前記制御される電圧の減少は、前記ブースト電圧からの減少である。前記ターンオン信号後に、当該電圧が直ちに上昇するか、又は好ましくは（すなわち、オプションとして）既定された遅延時点で上昇する。前記ブースト電圧は、（例えば、メーカのデータシートに示されているように）好ましくは、前記パワースイッチの正常動作点よりも高い電圧である。同様に、前記ブースト電圧は、（例えば、メーカのデータシートに示されているように）前記パワースイッチの最大安全電圧よりも低く推奨されている。（例えば、トラック、ワイヤ、コネクタ及び／又はピン等から成る）前記入力ラインは、パルス幅変調信号のエッジとして、ターンオン信号を受信し得る。

前記フィードバック回路は、前記変化率を示す信号を受信し、当該受信された信号を１つの閾値、例えば限界値と比較するために１つの比較器を有し、この比較器は、インピーダンスの減少の兆候を提供するためにこの比較器の結果を出力するように構成され得る。

前記電圧制御回路は、前記ターンオン信号に応じて、前記パワースイッチの前記制御端子に第１電圧を生成するために、前記出力信号を制御するように構成され得る。前記電圧制御回路は、前記第１電圧が生成された後の時間遅延時点で前記パワースイッチの制御端子に第２ブースト電圧を生成するために、前記出力信号をさらに制御するように構成され得る。前記第１電圧は、好ましくは、前記パワースイッチをターンオンさせるために十分である。前記ブースト電圧は、前記パワースイッチを、前記第１電圧の状態に比べてより高い損失状態又はより低い損失状態にターンオンし得る。一実施例では、このことは、前記パワースイッチ制御端子がブーストされる前に、このパワースイッチ制御端子がその正常動作電圧に上昇されることを意味し得る。前記時間遅延は、前記パワースイッチが短絡されないことを保証するためでもよい。前記遅延時間は、例えば数マイクロ秒、例えば５〜７μ秒でもよい。

前記ブースト電圧よりも下に減少した前記制御端子基準電圧は、前記第１電圧と同じ電圧レベルでもよいが、さらに好ましくは前記第１電圧（の大きさ）未満である。このことは、前記出力回路の短絡条件が検出されるときに、前記パワースイッチの制御端子の電圧が前記正常動作電圧以下に引き戻されることを意味し得る。したがって、前記パワースイッチは、より安全な損失状態及び／又はより高い損失状態に引き戻され得る。

さらに、これに関して、当該減少した制御端子の基準電圧は、前記パワースイッチをオンに有益に保持する。このような一実施例では、前記ブースト電圧は、一時的でもよい一方で、前記パワースイッチは、前記第１電圧から減少後にオンを保持し得る。

前記フィードバック回路は、前記制御端子基準電圧を減少させるために制御した後の（好ましくは、既定の）時間遅延時点で、この制御端子基準電圧を減少させて前記パワースイッチをターンオフするために、前記制御可能な電圧源を制御するように構成されている。したがって、前記制御端子基準電圧は、前記ブースト電圧から、減少された好ましくは推奨される正常動作電圧を経過した段階でターンオフされ得る。

好適な一実施例では、前記パワースイッチドライバは、適応型ドライブと組み合わせられ得る。適応型ドライブは、例えば、出力段の固定抵抗器又は可変抵抗器を使用するのではなくて、好ましくは、インピーダンスのエミュレーション、例えば抵抗器のエミュレーション用の回路を有する。

前記パワースイッチドライバは、前記制御端子に供給される電流を制御するために負帰還回路を有し得る。当該負帰還回路は、１つの電流出力回路によって供給される電流の大きさを制御するために、前記制御端子の電流を供給し、出力電流制御信号を受信するように構成された、１つの電流源及び１つの電流シンクのうちの少なくとも１つから成る前記電流出力回路と、前記制御端子から電圧を受信し、前記電圧の兆候を出力するための１つの端子電圧入力回路と、当該端子電圧の兆候を増幅し、増幅器の出力を生成するために結合された１つの増幅器と、少なくとも１つの抵抗器から成り、前記増幅器の電荷供給入力部に結合され、１つの基準電圧を受信するための１つの基準電圧入力回路とを有する。この場合、前記パワースイッチドライバが、前記増幅器の出力に応じて前記出力電流制御信号を生成するように構成されている。そして、この場合、前記パワースイッチドライバが、前記端子電圧入力回路によって受信された電圧の増大の直後に応答して、前記電流出力回路によって供給された電流を減少させるように構成されている。

一実施例では、このようなパワースイッチドライバは、前記パワースイッチをドライブするために、制御される出力インピーダンスを提供し得る。好ましくは、このような制御される出力インピーダンスは、エミュレートされる抵抗とみなされ得る。一実施例では、１つ又は複数の固定抵抗器、可変抵抗器及び／又はプログラマブルな抵抗器が、供給又は基準電流（Ｉｒｅｆ）を前記増幅器に設定することを可能にする。当該基準電流は、固定基準電圧（例えば０Ｖ又は３．３Ｖ）にさらに依存する。好ましくは、前記基準電圧入力回路のインダクタンスは、ほぼ（例えば、正確に）純粋な抵抗性である。このとき、抵抗性インピーダンスが、抵抗性出力インピーダンスを前記パワースイッチの制御端子に効果的に提供するために、パワースイッチドライバによってエミュレートされ得る。

したがって、前記複数の実施例では、前記少なくとも１つの抵抗器は、前記パワースイッチドライバのエミュレートされる抵抗を決定し得る。

前記端子電圧の兆候を増幅するために一実施例で考えられる前記増幅器は、１つの電圧バッファ及び／又は電流増幅器から成り得る。前記増幅器は、高い入力インピーダンス及び／又は低い出力インピーダンスを有する。前記基準電圧入力回路は、前記増幅器の電荷供給入力部に結合され得る。複数の実施例では、この電荷供給入力部は、電力入力部、電流入力部又は電荷供給入力部とみなされ得る。

したがって、前記パワースイッチドライバの出力インピーダンスは、出力構成要素、例えば、図１の装置に示されたようなＲｏｎ又はＲｏｆｆのような固定された抵抗器によって決定され得るのではなくて、前記ドライバの１つの入力段上の抵抗器のような構成要素によって少なくとも部分的に決定され得る。実際に、このような固定された出力抵抗器は必要とされない。したがって、電力損失が減少され得、及び／又は、例えば、基板レイアウト及び／又は構成要素の数若しくは選択に関する熱的な制約が軽減され得る。

前記基準電圧入力回路の前記構成要素は、可変な基準インピーダンスを提供するために、デジタル式又はアナログ式の手段によってプログラマブルであり、及び／又は制御可能である。複数の実施例では、例えば、前記少なくとも１つの抵抗器は、少なくとも１つのデジタル式の抵抗器及び／又は制御可能な抵抗器ネットワークから成る。したがって、一実施例が、パワースイッチモジュール及び／又は負荷特性に応じてゲートドライブの抵抗器を変更することの必要なしに、及び／又は異なる複数のパワースイッチ及び／又は複数の負荷用の異なる複数のパワースイッチドライバをストックすることをオペレータに要求することなしに、好ましくは広範囲の（一般に誘導性の）負荷を有する広範囲のパワースイッチをドライブするために適切であり得る。

さらに、前記エミュレーションに関しては、前記電流源によって供給される電流が、前記端子電圧入力回路によって受け取られる電圧の増大にほぼ（例えば、正確に又は例えば１％、２％、５％又は１０％の公差範囲内で）比例して有益に減少される。

前記パワースイッチドライバは、前記端子電圧入力回路に対する前記増幅器の制御に依存して無効にするための１つのカップリングスイッチを有する。同様に、１つのカップリングスイッチが、前記制御端子基準電圧に対する前記増幅器の制御に依存して有効にするため提供され得る。したがって、前記ドライバが、ゲートブーストモードで動作されている間は、抵抗器のエミュレーションが無効にされ得る。

前記パワースイッチドライバは、前記パワースイッチの電流の前記変化率を示す信号を提供するために、インダクタンス（例えば、前記パワースイッチモジュールの１つの端子の好ましくは漂遊誘導成分）に印加する電圧を監視するように構成されている。例えば、当該インダクタンスは、１つのＩＧＢＴモジュールのケルビンエミッタ端子のインダクタンスでもよい。

前記パワースイッチドライバは、（オプションとして転流ダイオードを有する）前記パワースイッチ及び／又は前記負荷を有し得る。

ここでは、上記のパワースイッチドライバは、前記パワースイッチを有し得る。同様に、１つの電力変換装置が、上記のパワースイッチドライバを有して提供され得る。

さらに、上記の任意のパワースイッチドライバ又は電力変換装置が提供され得る。この場合、前記パワースイッチは、（オプションとしてＩＧＢＴと同じモジュール内にある、好ましくは逆並列ダイオード、すなわち所謂フリーホイーリングダイオードを含む）ＩＧＢＴ、シリコンカーバイドＭＯＳＦＥＴのようなＭＯＳＦＥＴ、ＨＥＭＴ若しくはＪＦＥＴ又はその他の種類のパワースイッチから成る。これらのいずれのスイッチも、シリコンカーバイド、窒化ガリウム又はシリコンの技術に基づき得る。

本発明の第４の側面によれば、負荷をドライブするパワースイッチの制御端子に対してドライブ信号を制御するための方法が提供される。当該方法は、１つのターンオン信号に応じて、１つのブースト電圧を前記制御端子に生成するために前記ドライブ信号を制御し、このブースト電圧が、前記パワースイッチをターンオンすることと、前記制御端子の電圧が、前記ブースト電圧であるときに、前記パワースイッチを有する出力回路のインピーダンスの減少を検出するために、前記パワースイッチの電流及び電圧のうちの少なくとも１つを監視することと、当該監視される電流又は電圧が、前記インピーダンスの減少を示すときに、前記制御端子の電圧を前記ブースト電圧未満に減少させることとを有する。

前記第３の側面と同様に、前記出力回路のインピーダンス、例えば抵抗の減少が、当該インピーダンスの急激な及び／又は異常な減少を呈し得る。一実施例が、前記パワースイッチに通電する電流が増大するときに、前記制御端子（例えばゲート）の電圧を減少させることによって、前記パワースイッチ、例えばＩＧＢＴを保護する一方で、安全動作条件下でのより低い電力損失を可能にするために適用され得る。したがって、ブースト制御端子電圧での前記パワースイッチの動作中に、前記出力回路の電位短絡条件が検出されると、当該制御される電圧の減少が発生し得る。このような電圧の減少は、前記パワースイッチがターンオンする程度、一実施例ではパワースイッチをターンオンさせる程度を減少させ得る。このとき、好ましくは、前記パワースイッチが、安全電圧で、例えばメーカの推奨正常動作電圧未満の制御端子電圧で動作し得る。

さらに同様に、前記出力回路は、（例えば、１つのブリッジ回路の１つの位相脚部の１つの上アーム又は下アーム内の）少なくとも１つの前記パワースイッチ（この出力回路のその他のパワースイッチは、この位相脚部の当該アーム又は別のアーム内に構成され得る）を有し得るし、（前記第３の側面に対して上述されているような）オプションとしてパワースイッチに逆並列に接続されている少なくとも１つの転流ダイオード、及び／又は前記負荷を有し得る。一実施例では、（１つのハーフブリッジ回路又は相脚部の上アームと下アームとの間の中心点の）１つの負荷端子が、１つの母線に接続するならば、例えば、１つ又は複数のパワースイッチ及び／又はダイオードが、故障するか、又は、前記負荷が、１つの母線と短絡するならば、短絡条件が発生し得る。このような短絡条件が発生する場合、上記のパワースイッチの制御端子の電圧が減少され得る。

一実施例が、前記パワースイッチに通電する電流が増大するときに、前記制御端子（例えばゲート）の電圧を減少させることによって、前記パワースイッチ、例えばＩＧＢＴを保護する一方で、安全動作条件下でのより低い電力損失を可能にするために適用され得る。このとき、好ましくは、前記パワースイッチが、安全電圧で、例えばメーカの推奨正常動作電圧未満の制御端子電圧で動作し得る。

好ましくは、当該電圧の減少は、前記パワースイッチがターンオンする程度に減少する。したがって、当該減少は、前記パワースイッチを直ぐにパワーオフさせ得るが、さらに好ましくは前記パワースイッチを減少した制御端子電圧に保持し得る。前記電圧をブースト電圧未満に減少させることは、前記電圧を前記第１電圧に減少させること、又は前記第１電圧未満に減少させることからであってもよく、例えば、前記パワースイッチを完全にターンオフにすることでもよい。

前記ブースト電圧を生成するために前記ドライブ信号を制御する方法は、前記ターンオン信号に応じて、第１電圧を前記制御端子に生成するために前記ドライブ信号を制御し、この第１電圧が、前記パワースイッチをターンオンすることと、前記ターンオン信号後の時間遅延時点で、第２電圧を前記制御端子に生成するために前記ドライブ信号をさらに制御することとを有する。前記第１電圧及び／又は第２電圧の生成は、前記第１電圧に対する１つのステップの変更を引き起こし得るか、又は徐々の変更及び／又は複数のステップの変更を引き起こし得る。前記時間遅延は、前記パワースイッチが短絡されないことを保証するためでもよい。前記遅延時間は、例えば数マイクロ秒、例えば５〜７μ秒でもよい。

好ましくは、前記時間遅延は、前記パワースイッチに印加する電圧（例えば、コレクタ又はコレクタ−エミッタ電圧）が１つの閾値未満に低下するときに終了する。このような時間遅延を提供するため、前記ドライバは、当該電圧が正常な状態に低下する（例えば、前記パワースイッチに印加する電圧は、１〜４Ｖである）まで待機するように構成され得る。当該時間遅延は、前記装置が短絡されないことを保証するためでもよい。適切な閾値は、例えば、５Ｖ、１０Ｖ又は２０Ｖでもよい。

一実施例では、前記パワースイッチは、前記制御端子の電圧を前記ブースト電圧未満に減少させた後の時間遅延時点でターンオフされ得る。この場合、好ましくは、前記時間遅延は、プリセットされた時間遅延である。あるいは、前記時間遅延の終了は、１つの閾値を前記パワースイッチの電圧信号及び電流信号（例えば、コレクタ電流若しくは電圧、又はコレクタ電流若しくは電圧の変化率、ここでは、「コレクタ」又は「エミッタ」に対する基準が、前記パワースイッチに応じて「ソース」又は「ドレイン」と置換される）のうちの少なくとも１つと比較することによって決定され得る。幾つかのパワースイッチ（例えば、幾つかの種類のＩＧＢＴ）にとっては、前記時間遅延を決定するために、前記パワースイッチのコレクタ電流が上昇し終わるまで待機することが望ましいであろう。１つの閾値未満の正のｄｉ／ｄｔの検出が、前記パワースイッチの上昇の終了を検出することを可能にし得る。さらに又はこの代わりに、前記時間遅延は、前記パワースイッチに印加する電圧が不飽和を示す１つの閾値を超えて、例えば上回って上昇したことを検出することによって決定され得る。

したがって、前記監視は、前記パワースイッチに通電する電流の変化率を監視することから成り得る。当該監視された電流の変化率は、インピーダンスの減少の兆候を提供するために、１つの閾値と比較され得る。

さらに、これに関しては、前記監視は、前記パワースイッチとオプションとして前記パワースイッチの出力部に結合された負荷とを有する前記出力回路の短絡条件を検出することでもよい。前記出力回路は、１つのパワースイッチに逆並列に結合された１つの転流ダイオードをさらに有してもよい。

好適な複数の実施例が、添付された従属請求項に記載されている。

上記の複数の側面のうちのいずれか１つ又は複数の側面、及び／又は、好適な複数の実施例の上記のオプション的な複数の特徴のうちのいずれか１つ又は複数の特徴が、任意の順序で組み合わせられ得る。さらに、方法が、上記の複数の機器のうちのいずれかの機器に対応して提供され得、機器が、上記の複数の方法のうちのいずれかの方法に対応して提供され得る。

本発明のより良好な理解のため、本発明がどのようにして実効され得るかを示すため、図面を用いて例示する。

ＩＧＢＴゲートドライブのドライブ段を示す。 ＩＧＢＴゲートドライブの代表的なドライブ段を示す。 皮相抵抗を変化させるための出力トランジスタの変調部を示す。 抵抗器の挙動が、出力トランジスタに再現され得ることを示す。 可変抵抗を設定するために使用され得るカレントミラー部を示す。 （表示を簡単にするためにＩｓｏｕｒｃｅと表記された）出力電流シンクと抵抗器エミュレーション段とから構成されている適応型ドライブを示す。この適応型ドライブは、１つのパワースイッチドライブの低圧側を構成し得る。 高圧側と低圧側とから構成されている適応型ドライブを示す。 抵抗器選択部の例を示す。 ゲート電圧フィードバック回路を有する適応型ドライブを示す。この適応型ドライブは、パワースイッチドライブの低圧側を構成する。 高圧側用と低圧側用とのゲート電圧フィードバック部を有する適応型ドライブを示す。 Ｖｒｅｆ１を制御するために図８ａ又は図８ｂにオプションで結合された、ｄｉ／ｄｔ検出部を有するゲート電圧フィードバック回路を示す。 短絡検出によるターンオンシーケンスの例を示す。 電力変換装置を示す。 複数のフェーズから成るＩＧＢＴスイッチング波形の例を示す。 トランゾーフクランピングを有する抵抗性ドライブの例を示す。 分圧器を使用してクランプ電圧を測定する回路構成を示す。 ソース信号とシンク信号とによる比較器フィードバックのタイムチャートの例を示す。 Ｒｏｆｆ又はＩｇを選択するためのサイクルごとの制御手順の例を示す。 好ましくはＶｃｅに基づいてＤＣ（直流）リンク電圧を測定し、次のサイクルに対するＲｏｆｆを変更するための処理手順を示す。 好ましくはＶｃｅに基づくＤＣリンク電圧の測定例と、フィードバック回路とを示す。 出力段のための選択肢を示す。 出力段のための選択肢を示す。ゲートをブーストするための図１９ｂの例が、図示されているように追加の２つのＰＭＯＳトランジスタを有して実装されていて、追加の電圧レール（例えば１８Ｖ）を、関連するコンデンサと一緒に要求してもよい。 ゲートブースト方法の実施例を示す。

以下は、例えば、
−電流源が、有効抵抗を制御するために、どのようにしてフィードバックで使用され得るかを示す、エミュレートされる抵抗器のための回路、
−異常な条件下で保護するために高いｄｉ／ｄｔを検出することを包含する、導電損失を減少させるためのゲートブースト、
−特定の状態で時間を測定することによってｄｖ／ｄｔを制御し、抵抗を一定に保持するために変更するための方法及び装置、
−高いＤＣリンク電圧、クランプレベル及びアルゴリズムを可能にするための適応手順、
−（ゲート電圧フィードバックモードにあるときに無効にされ得る）抵抗器のように挙動する電流源、
−短絡化でデバイスを保護するゲート電圧フィードバックループ、
−負荷電流を測定し、ドライブ特性を適合させることによってｄｖ／ｄｔを制御するための方法、
−ＤＣリンク電圧、電圧測定からのフィードバック、ｄｖ／ｄｔ測定及び／又はｄｉ／ｄｔ測定に応じて制御ループ内で適切な抵抗器を選択することによって過電圧を阻止するための方法のような、概念及び関連する実施例を記載している。

上記の概念及び関連する事項のうちの１つ又はそれよりも多い概念及び関連する事項が、ただ１つの実施例で達成及び／又は実行され得る。したがって、複数のパワースイッチングアプリケーションを処理し得るただ１つの製品が提供され得る。
エミュレーション
典型的な実装では、Ｒｏｎ及びＲｏｆｆが、物理的な抵抗器である。場合によっては、はんだ付けなしに抵抗器を変更し得ることが望ましい。したがって、当該抵抗器が、ソフトウェア制御下で動作中に静的に又は動的に変更され得るように、当該抵抗器をプログラマブルにすることが有益であり得る。

ここで規定され発明を考案中に本発明者によって想起されたこのことを達成するための１つの方法は、レベル変換段、ドライブ段及び出力段を何段にも繰り返し複製することである。このとき、Ｒｏｎ及びＲｏｆｆが、様々な抵抗を選択するために、異なった組み合わせで結合され得る。Ｎ個の抵抗器では、２^Ｎ−１通りの抵抗器の組み合わせが存在する。例えば８個の出力段は、２５５通りの異なる抵抗器の設定を可能にする。

本発明者によってここで想起された回路構成が、図２に示されている。この場合、レベル変換段とドライブ段とが結合されていて、出力段が、ソースブロックとシンクブロックとに分離されてある。（留意すべきは、当該回路のソースとシンクとが、コンプリメンタリである点である。その他の回路図は、ここではシンク又はソースだけを示すことがある。）
この手法は、状況によっては望ましいかもしれない。しかしながら、幾つかの欠点が存在する。第一に、抵抗器の値の（１０通りよりも多い）妥当な組み合わせを提供するためには、非常に多くの部品が必要とされ得る。このことは、基板の面積を非常に大きくし得る。また、幾つかの部品が、特定の実装内で永久にオフにされ得るので、出力段内のトランジスタ及び抵抗器の電力損失が、全ての部品にわたって均等に分散され得ない。このことは、部品を過大に仕様決定する結果につながる。すると、当該部品の過大な仕様決定は、基板の面積及び／又はコストを増大させる。

別の手法は、それぞれのＲｏｎ及びＲｏｆｆをデジタル式にプログラム可能な抵抗器と交換することである。しかしながら、このような部品は存在するとしても、当該部品は、パルス電流及び高い電力損失に対応し得る必要があり得るので、当該部品は、このような状況においては一般に適しない。

したがって、例えば、例えばファンによる周囲環境の制御が、（例えばコストに起因して）可能でない及び／又は望ましくないことを考慮すると、電力損失及び／又は温度性能は、抵抗性ドライブの設計に関して重要であり得る。同様に、温度を監視することによって高い電力損失を軽減すること、及び／又は、例えばスイッチング速度を制限することによって回路をディレーティングすることは、特にコスト及び／又はコンバータの性能の観点から望ましくない。

図１及び２を参照して上で説明したように、場合によっては、はんだ付けなしにゲートドライブ回路の出力段の抵抗を変更し得ることが望ましい。好ましくは、このことは、例えば電力変換装置の良好な電力変換及び／又は温度性能を可能にする限り、実行され得る。

追加の実施例又は上で説明したようなデジタル式にプログラム可能な抵抗器若しくは複製された複数の段とは違う実施例は、図３に示されたようなデューティーサイクルを変化させることによって、出力段のトランジスタをターンオンし、ターンオフする（例えば、当該トランジスタを当該回路に接続し、当該回路から切り離す）ことである。（この思想は、ここで本発明者によって同様に想起されたものである）。当該ターンオフ抵抗器の値（Ｒｏｆｆ）は、Ｒ１とトランジスタＭ１のデューティーサイクルとに比例する。このことを実効させるため、Ｍ１の変調周波数は、好ましくは高く（＞１ＭＨｚ）、当該パワースイッチに流入する電流とそこから流出する電流とを平滑するために適する。幾つかのインダクタンスが必要とされ得る。一般に、高い周波数は、Ｍ１の高いスイッチング電力損失を引き起こし、幾つかの制御アプリケーションにおいて望ましくない外部インダクタンスが、制御端子（例えばゲート）の電流を変化させ得る当該速度を制限するかもしれない。

この思想のさらなる発展形態が、図４に示されている。この場合には、出力段が、抵抗器の特性を有するように、固定抵抗器Ｒ２が使用される。しかしながら、駆動トランジスタＭ２の抵抗が、Ｒ２の数倍であるように、可変抵抗が、この駆動トランジスタＭ２によってその線形領域内で形成される。Ｒ２にわたる電圧降下は、Ｒ２×制御端子電流である。この電圧は、測定され、次いで利得ｋ１を呈する増幅器を通過する。この電圧は、Ｍ２にわたって測定された電圧と比較される。Ｍ２は、利得ｋ２の増幅器によってドライブされる。フィードバック制御ループが形成される。このフィードバック制御ループは、その定常状態中に、Ｍ２にわたる電圧降下がｋ１とＲ２にわたる電圧降下との乗算であることを保証する。したがって、この場合には、Ｒｏｆｆは、Ｒ２×（１＋ｋ１）である。

このような回路は、状況によっては望ましいかもしれない。しかしながら、この回路の潜在的な欠点は、可変利得増幅器（ｋ１）が必要とされる点であり、そしてこの可変利得増幅器（ｋ１）は実装し、デジタル論理部からドライブすることが困難であり得る。

図４の変更態様が、図５に示されている。ここでは、Ｒ２が、トランジスタＭ４の抵抗を設定するために使用されるさらなるトランジスタＭ５を伴うこのトランジスタＭ４に取って代えられている。好ましくは、Ｍ４及びＭ５は、ワンパッケージ化されている。したがって、当該Ｍ４及びＭ５は、同じ特性を有し、Ｍ４及びＭ５として共通の１つのゲート接続を共有し、Ｍ４の抵抗とＭ５の抵抗とが等しい。Ｍ５にわたる電圧降下、したがってその抵抗が、論理レベルからドライブされ得る入力電圧基準（Ｖｒｅｆ）によって設定される。この設計では、利得ｋ１，ｋ２及び／又はｋ３が固定され得る。しかしながら、当該回路は、高価な多数の演算増幅器を使用し、その精度がＭ４及びＭ５の良好な整合に依存する。

しかしながら、好ましい手法は、例えば図６ａ又は６ｂに示されたような「適応型ドライブ」としてのパワースイッチドライバである。適応型ドライブが、固定又は可変の出力段抵抗器を使用するのではなくて、抵抗器エミュレーション用の回路から有益に構成されている。図６ａ又は６ｂの例の回路では、一般に、このことは、抵抗器に通電する電流に等しい制御端子電流を提供するための電流源を使用することによって達成される。基準電圧（Ｖｒｅｆ）が、デジタル論理部によって提供される。当該基準電圧入力部は、例えば０Ｖ、論理レベルの高（例えば３．３Ｖ）又はオープンサーキットでもよい。基準電圧Ｖｒｅｆを受け取る基準電圧入力回路が、エミュレートされるために望まれる抵抗を選択するために使用される抵抗器Ｒ５を有し得る。Ｖｒｅｆ上の論理高の電圧が、電流ＩｒｅｆをＲ５、Ｑ１及びＲ４に通電させる。少なくともＱ１及びＲ４が、Ｒ４に通電する又はＲ４に印加する電圧とみなされる増幅器出力を増幅器に提供するものとみなされ得る。（この増幅器は、例えばバッファ及び／又はコレクタフォロワから成る標準構成を有し得る）。図６ａ又は６ｂでは、Ｑ１のエミッタが、当該増幅器の電荷供給入力部とみなされ得る。留意すべきは、Ｒ６及びＲ７が、Ｒ５、Ｒ４及びＱ１のオン抵抗に比べて著しく高いインピーダンス（約５０倍）を有し得るので、相当な電流が、この経路に通電する点である。Ｒ６は、端子電圧入力回路と基準電圧入力回路との間のカップリング抵抗とみなされ得る。利得（ｋ１）で増幅されたＲ４にわたって測定された電圧が、電流源（Ｉｓｏｕｒｃｅ；もう一つの実施例では、この代わりに、電流シンクの電流レベルが設定され得る）のような電流出力回路の電流レベルを設定するために使用される。或る実装例では、Ｉｓｏｕｒｃｅに対するＩｒｅｆの比が、１：２５０であるようにｋ１がセットされる。しかし、利得及びソース／シンク電流の様々な組み合わせが、異なるパワースイッチの要求に合わせるために選択され得る。一実施例では、利得ｋ１を呈する増幅器の出力が、出力電流制御信号とみなされ得る。

制御端子の電圧が、ＩＧＢＴのようなパワースイッチのための範囲、例えば−１０Ｖ〜＋１５Ｖの範囲にわたって変化する。抵抗性ドライブでは、制御端子電流が、供給電圧と制御端子電圧との差に比例し得る。換言すれば、制御端子（ゲート）電圧が、ターンオン中に＋１５Ｖに近づくに連れて、電流が、零に向かって減少する。端子電圧入力回路に関しては、Ｒ７を有する／有しないＲ６が、制御端子電圧を測定するために使用され得る。Ｒ６とＲ７との間のノードの電圧が上昇するに連れて、Ｒ４の電流が比例して減少するように、トランジスタＱ１がドライブされる。次いで、このことは、抵抗器の挙動をエミュレートするように、当該制御端子電流を減少させ得る。したがって、出力電流ソース／シンクに抵抗器をエミュレートさせることを可能にするネガティブフィードバックループが形成され得る。

図６ａ又は６ｂに示されたようなＳＷ１につながる好ましくは比較器とバッファとから成るオフセット電圧入力回路に関しては、当該比較器の入力ライン上のオフセット電圧Ｖｄｃ＿ｏｆｆｓｅｔが、制御端子の電圧範囲を変更することを可能にし得る。このことは、増幅制御信号を生成する当該比較器によって達成され得る。ＩＧＢＴに対しては、その電圧範囲は、−１０Ｖ〜＋１５Ｖにし得る。シリコンカーバイド（ＳｉＣ）ＭＯＳＦＥＴに対しては、そのゲート電圧範囲は、−５Ｖ〜＋２０Ｖにし得る。Ｒ６及びＲ７と組み合わせてＶｄｃ＿ｏｆｆｓｅｔに印加する定電圧が、論理レベル（例えば０Ｖ及び３．３Ｖ）と制御端子電圧との間でレベル変換を設定し得る。

オプションのカップリングスイッチＳＷ１が、抵抗器エミュレーション機能をターンオフさせる（Ｑ１のベースをオープンサーキットにする）こと、定電流シンクとして動作させる（Ｑ１のベースを接地接続する）こと、又は使用可能にすることを可能にし得る。電流ドライブが、後で説明する特定の条件下での電圧源と抵抗（抵抗性ドライブ）とに対して望ましい。

図６ａ又は６ｂの適応型ドライブのような適応型ドライブの一実施例が、少数の部品で実装され得、したがってコンパクトにし得る。さらに、複数の実施例において、電力損失が、出力段電流ソース又はシンクを構成する複数のトランジスタで常に発生し得る。このことは、簡易なレイアウト及び／又は簡単な冷却につながる。

エミュレートされる抵抗を変更するためには、Ｒ５が変更し得ることが望ましい。このことは、例えば図７に示された回路によって実行され得る。このような実施例では、ＳＷ１ａが、１つのバッファを介して論理０又は１を選択し、抵抗器Ｒ１をドライブするために使用される。ＳＷ１ｂが、出力部を使用可能又は使用不可能にするために使用される。したがって、Ｒ１が、０Ｖ若しくは３．３Ｖでドライブされるか又はオープンサーキットになっている。ＳＷ２ａ／ｂ及びＲ２が、その次の抵抗を連続して形成している。この場合、Ｒ２の値は、Ｒ１の値の２倍である。ＳＷ３ａ／ｂ及びＲ３が、その次の段を形成している。この場合、Ｒ３は、Ｒ１の４倍である。このことは、必要とされる段数に対して継続する。図７中のＮが、２^Ｎ−１通りの可能な抵抗器を提供する。当該複数のスイッチ及び複数のバッファが、（ＰＬＤ又はＦＰＧＡのような）デジタル論理回路内に簡単に実装され、当該複数の抵抗器が、パワースイッチの制御端子の電流を消費することを要求されず、当該電流のほんの一部しか消費されないので、これらの抵抗器は、小信号タイプにし得る。このことの１つの利点は、複数の実施例において、複数の抵抗値が非常に小さい基板面積でエミュレートされ得ることである。

留意すべきは、様々なＩＧＢＴモジュール及び電力ループトポロジー（漂遊インダクタンス）の要求を満足させるため、当該エミュレートされる抵抗が設定可能であることが望ましい点である。例えば図６ａ及び６ｂに基づく適応型ドライブの一実施例が、ｎビットのデジタル・アナログ変換器（ＤＡＣ）で抵抗を設定することを可能にし得る。例えば、８ビットＤＡＣが、２５６（２の８乗）通りの抵抗値を設定することを可能にする。このような構成・手順は、複数の並列抵抗によって実装され得るが、この構成は、複数のパルス抵抗器が著しい電力を消費するので、特別なビットを追加することがより多くの基板面積を占めること、及び／又は電力損失が当該複数の抵抗にわたって均等に分布されないことを含む幾つかの欠点を有する。さらに留意すべきは、これらの適応型ドライブの実施例が、（プログラマブルデバイス上に）特別な１つのピンを必要とし得る点、及び／又はそれぞれの特別なビットに対して小さい２つの抵抗器を必要とし得る点である。したがって、当該エミュレートされる抵抗にもかかわらず、当該基板面積が無視できず、当該電力損失が、出力トランジスタに集中する。

一実施例では、電力損失が、出力段に限定される結果、エミュレートされる広範囲の複数の抵抗器に対する管理を簡単にする。したがって、改良された温度性能が達成され得る。
ｄｖ／ｄｔに関する制御
図１１に例示されている典型的な電力変換装置が、複数のパワースイッチ、例えばＩＧＢＴ（Ｕ１〜Ｕ４）と、１つの負荷（Ｌ１）と、当該電力変換装置で発生する電圧を保持する１つのコンデンサバンク（Ｃ１）（ＤＣリンク）とを有し得る。図１１は、負荷Ｌ１をドライブするための１つのフルブリッジ回路を提供する２つのハーフブリッジ回路（Ｕ１／Ｄ１＋Ｕ２／Ｄ２及びＵ３／Ｄ３＋Ｕ４／Ｄ４）を示すとみなされ得る。したがって、Ｕ１及びＵ２（同様にＵ３，Ｕ４）が、１つのハーフブリッジ回路の第１パワースイッチと第２パワースイッチとの直列接続を提供する。図１１では、それぞれのパワースイッチが、オプションのフリーホイーリングダイオード（Ｄ１〜Ｄ４）に逆並列に結合されている。

負荷（例えば電動機）の電流が、電力潮流を制御するために測定され、制御装置にフィードバックされ得る。ＤＣリンク電圧が、当該複数のパワースイッチの最大阻止電圧を突破しないことを保証するため、当該ＤＣリンク電圧も、監視され、好ましくは制御され得る。

負荷が、電動機のような巻線部品である場合には、当該負荷にわたって確認される電圧の変化（ｄｖ／ｄｔ）の最大変化率を制限することが望ましいことがある。これは、当該巻線部品の絶縁が複数の巻線間の絶縁静電容量に通電する電流に起因して損傷され得るからである。また、過度のｄｖ／ｄｔは、電力変換装置と電動機との間のケーブルに沿った伝送線路効果に起因して、電圧スパイクを当該電動機に誘発させ得る。複数のＩＧＢＴが切り替わるので、これらのＩＧＢＴは、Ｕ１とＵ２との間、及びＵ３とＵ４との間の中間点の電圧を急激に変化させ得る（ｄｖ／ｄｔ）。このｄｖ／ｄｔは、複数の実施例において、それぞれのＩＧＢＴに取り付けられたゲートドライブによって制御され得る。

ゲートドライブが、電圧源及び抵抗（抵抗性ドライブ）であるならば、負荷によって確認されるｄｖ／ｄｔが、ターンオン及びターンオフ時の抵抗に比例又は反比例する。当該ｄｖ／ｄｔは、高負荷電流時に低く、当該ｄｖ／ｄｔは、低負荷電流時に高い（例えば、４倍大きい）。当該ｄｖ／ｄｔを低負荷に対して制限することが望ましいならば、高負荷の場合よりも大きいゲート抵抗器を選択することが望ましい。この副作用は、電力変換装置において望ましくない電力損失を増大させ得る。

例えば図６ａ又は６ｂに示された上記の適応型ドライブは、この問題に対して費用対効果の高い解決策を提供し得る。エミュレートされる抵抗が、複数の実施例において、例えばソフトウェア制御の下で変更され得るので、当該抵抗は、複数の実施例において、負荷の条件に応じて変更され得る。フィードバック制御系が、抵抗を比例的に設定するために負荷電流を測定し、信号をゲートドライブ（例えば、図１１のＣＴＲＬ１〜ＣＴＲＬ４）に送信する。

これに加えて又はこの代わりに、ＩＧＢＴの電流が、ゲートドライブによって局所的に測定され、適切な抵抗がシステム制御装置の介入なしに設定されてもよい。エミッタの漂遊インダクタンス（図９のＬｅ）によって誘導された電圧を測定することによって検出されるｄｉ／ｄｔの積分のような、当該ゲートドライブで電流を測定する様々な手段が採用され得る。その他の手段は、ホール効果センサ、磁気抵抗センサ、又は電流センスエミッタ付きパワースイッチ（ＩＧＢＴ）若しくは電流センスソース付きパワースイッチ（ＭＯＳＦＥＴ、ＪＦＥＴ又はＨＥＭＴ）を含む。

ｄｖ／ｄｔを制御するための追加又は代わりの方法は、ＩＧＢＴを定電流でドライブすることである。この場合には、ｄｖ／ｄｔが、ソース電流又はシンク電流に比例し、負荷に左右されない。抵抗器エミュレーション回路が、エミュレーション機能を停止することによって定電流源モードにされ得る（図６ａ又は６ｂのＳＷ１参照）。

場合によっては、抵抗器エミュレーションと電流源との間で切り替えることが望ましい。

図１２に示されたような例示波形を考慮すると、異なるドライブメカニズムが、挙動を最適化するために、ＩＧＢＴスイッチング波形のそれぞれのフェーズ（１〜１０）中に採用され得る。その際、図１２の波形は、１つのオン間隔を有するＩＧＢＴの１つのスイッチングサイクルを示す。この１つのオン間隔が、ｉ）フェーズ３〜６のうちの少なくともフェーズ４〜６から成る完全オン期間と、ｉｉ）フェーズ１及び１０から成る完全オフ期間とから成り、フェーズ２及び／又は３から成るターンオン期間と、フェーズ７〜９から成るターンオフ期間とを有する。フェーズ３は、ターンオン期間の一部、又は後続する期間、すなわちターンオンフェーズ２の直後に続くオンフェーズとみなされ得る。したがって、図１２は、１つのスイッチングサイクルが、ＩＧＢＴの１つのオン間隔と１つのオフ間隔とを有し得ることを示す。場合によっては、ドライブ電流を設定するための抵抗を有する電圧源が最適であり、別の期間では、電流源が望ましく、別の時間では、ゲートを特定の電圧に保持する方が良い。図６ａ又は６ｂの適応型ドライブのような適応型ドライブが、これらの３つのタスクを最適な１つの回路設計で実現し得る。ドライブプロファイルが、負荷条件の変化に応じて単一サイクル内に若しくはサイクルごとに、又はパラメータの変化（例えば、経年変化に起因する特性劣化）に応じて長期間にわたって、動作中に固定又は変更され得る。

図１２を参照し、特に、抵抗器エミュレーションと電流源とが、どのようにして入れ替わるかを具体的に考察することは、例えばフェーズ２及び／又は３から成るターンオン期間中のターンオンを考察することである。フェーズ２とフェーズ３との間の（中間的な灰色で示されたＩ_Ｃ）コレクタ電流のピークは、ダイオード逆回復に起因する。ダイオードを過度な電力損失から保護するため、当該ダイオードをこのフェーズ中にその安全動作領域（ＳＯＡ）内に留まらせることを保証することが望ましい。この場合、当該ダイオードに印加する電圧と当該ダイオードに通電する電流との双方が高くし得る。ダイオードの特性は、基準ドライブ回路としての抵抗性ＩＧＢＴゲートドライブによって調整され得る。したがって、フェーズ２中では、抵抗性エミュレーションが望ましいであろう。ｄｖ／ｄｔが制御されることを望まれる場合には、抵抗を負荷に基づいて変更するか、又は定電流源を採用することが考えられる。したがって、電圧が急速に変化している（フェーズ２から成るターンオン周期に後続する期間とみなせ得る）フェーズ３では、異なる抵抗器の設定又は定電流源に切り替えることが望ましいであろう。

同様に、ターンオフのフェーズ７〜９中では、ｄｖ／ｄｔ、ＩＧＢＴに印加する最大電圧（黒色で示されたＶｃｅ）、又はコレクタ電流の変化率（ｄＩｃ／ｄｔ）を制限するため、ゲート電流又は抵抗を変更することが必要とされるであろう。

例えば図６ａ又は６ｂに基づく適応型ドライブ回路が、２つ又はそれよりも多い異なる回路を使用することを必要としないで、これらの構成の変更を可能にし得る。

追加の回路を必要としないで負荷電流を測定するための１つの方法は、特定のフェーズ内の期間を測定することである。ターンオン中では、フェーズ２又は２及び３で費やされる期間が、負荷電流の大きさを示唆し得る。ターンオフ中では、同様に、フェーズ８で費やされる期間が、負荷電流の大きさを示唆し得る。ｄｉ／ｄｔが、一定であるか又は負荷によって少し変化するならば、このことは、特に真実である。或る程度の解決手段が、少数の異なる抵抗器を選択するのには十分である。例えば、１００ＭＨｚのシステムクロックが、計数器を使用して、それぞれのフェーズでＩＧＢＴが費やす期間を、１０ｎｓの精度で測定し得る。フェーズ２又は８内のサンプリング時間は、０〜５０の計数値に相当する０〜５００ｎｓにし得る。この場合には、例えば、０〜１０、１１〜２１、２１〜３０、３１〜４０、及び４１以上を計数するための異なる５つの抵抗器から１つの抵抗器を選択することが適切であろう。

ここで、さらに上記に関して留意することは、以下の通りである：
−フェーズ２の開始が、ｄｉ／ｄｔセンサでｄｉ／ｄｔ（電流ｉは、例えばコレクタ電流である）の（一般に小さい）正の測定値を検出することによって表示され得る。一実施例では、このような測定は、エミッタの漂遊インダクタンスにわたって降下する電圧を表示し得る、
−フェーズ３の開始が、電流、例えばコレクタ電流の変化率の方向の反転を検出することによって表示され得る。このような反転は、当該ｄｉ／ｄｔが負になるときに発生する、
−パワースイッチに印加する電圧（例えば、ＩＧＢＴのＶｃｅ）が、閾値、例えば１０Ｖを下回るときに、フェーズ４の開始が検出され得る、及び／又は、
−ｄｉ／ｄｔが負になるときに、フェーズ８の開始が検出され得る。ｄｉ／ｄｔが負の閾値を下回るときを検出することによって、フェーズ８の終了が表示され得る。一実施例では、このことは、電流が変化していないことを示している。
クランピング
電力変換装置では、一般に、ＤＣバス電圧（Ｖｄｃ）と電流の変化率（ｄｉ／ｄｔ）と転流ループインダクタンス（Ｌ）とパワー半導体によって体現されるピーク電圧（Ｖｐｅａｋ）とが、ターンオフ時に或る関係にある。当該関係は、方程式Ｖｐｅａｋ＝Ｖｄｃ＋Ｌｄｉ／ｄｔで表現される。好ましくは、当該ピーク電圧が、ＩＧＢＴ最大定格未満に保持される。当該インダクタンスが、所定のレイアウトトポロジーに対して固定される。最大許容ＤＣバス電圧と最大スイッチング速度（ｄｉ／ｄｔ）とは、トレードオフの関係にある。

このことは、ｄｉ／ｄｔを測定し、既定の値に制限することによって、又はＩＧＢＴに印加する電圧を測定し、当該電圧をその定格内に保持するためにそのスイッチング速度を制限することによって達成され得る。後者は、アクティブクランピングとして知られていて、多くの場合に、コレクタとゲートとの間に接続された一連の複数の過渡電圧サプレッサ（ＴＶＳ又はトランゾーブ）によって実行され得る。ＴＶＳは、それに印加する電圧が特定の電圧を超えるときに導通する受動部品の一種である。ＩＧＢＴに印加する電圧が、既定のクランプ電圧を超えるならば、当該ＴＶＳチェーンが、電流をゲートに注入させる。このことは、ゲートから流れ出るターンオフ電流に対抗し、スイッチング工程を減速させ、ｄｉ／ｄｔを制限する効果を有する。

ＴＶＳクランプ回路は、以下の制約のうちのいずれかの制約を有し得る。
−ＴＶＳチェーンの電力損失が制限される。このことは、当該クランプ回路が専ら定期的に使用され得るにすぎず、連続動作に対しては一般に適しないことを意味する。
−電流と降伏電圧との間の関係（ＴＶＳが導通を開始する地点）が、広い公差を有する。また、当該降伏電圧は、温度と共に変化する。このことは、クランプ電圧を正確に確保することが困難であり、ディレーティングが必要とされる結果、他の場合で要求されるよりも低い最大ＤＣバス電圧になることを意味する。
−互いに対向している２つの回路が、過度の電力損失を引き起こすことを阻止するため、ＴＶＳチェーンに通電する電流を検出し、ドライブ回路を遮断することが必要である（これは、アドバンストアクティブクランピングとして知られている）。
−ターンオフ中にＩＧＢＴを保護するために要求されるクランプ電圧が、低すぎて電力変換装置の正常な動作を不可能にする。ＴＶＳチェーンを遮断することは可能でない。それ故に、回避策は、ＩＧＢＴがオフであるときに、クランプ電圧が上昇され得るように、２レベルクランプ（２−ｌｅｖｅｌ ｃｌａｍｐ）を使用することである。
−高圧ＴＶＳチェーンの沿面（ｃｒｅｅｐａｇｅ）及び間隙（複数の部品間の間隔）は、必要とされる基板面積が重要であることを意味する。アドバンストアクティブクランピングと２レベルターンオンとの複雑さが増すにつれて、当該面積は一層大きくなる。

これらの理由のため、改良されたクランプ手段が、上記の１つ又はそれよりも多い欠点のうちのいずれか１つ又は複数の欠点に対処するために望まれる。

一実施例では、クランプ電圧が、ｎビットＤＡＣによって正確に設定され得る。ＩＧＢＴに印加する電圧が、ターンオフ中に（専らターンオフ中に）そのクランプ電圧以上になる、例えばそのクランプ電圧を超えるならば、電流を低下させるドライブ回路が遮断され、電流がゲートに注入され得る結果、当該ターンオフを鈍化させ、コレクタ電流の変化率（ｄｉ／ｄｔ）を制限する。共通の１つのドライブ段が使用され、当該ドライブ回路が電流を同時に供給し、且つ同時に低下させ得ない一実施例では、一般に、過度な電力損失の可能性がない。当該電圧が、ＴＶＳチェーンと同様な沿面要件と間隙要件とを有し得る分圧器によって測定され得る。しかし、一般に、当該分圧器の電力損失はそれほど大きくないので、部品の大きさが（ＴＶＳチェーンに比べて）削減され得、及び／又は大きさをさらに削減するために「埋め込み用」化合物中に封入されてもよい。

複数の実施例において、クランプ電圧が、広範囲にわたって設定され得る結果、単一設計を一連の複数のＩＧＢＴと複数の動作条件とに適用できる。さらに、当該電圧測定回路が、過電流保護（ＩＧＢＴにわたるオン状態電圧降下の測定）のような、その他の機能と共有され得る。有益であると認識された改良は、ＩＧＢＴが当該クランプ電圧に到達する事前警告を提供するｄｖ／ｄｔの成分を含めることである。

トランゾーブを使用するクランピングを考慮すると、図１３は、図１１から見たＨ型ハーフブリッジ回路の一部を示す。ＩＧＢＴのＵ２が、整流ダイオードＤ１及び実際の実装において常に存在する若干の漂遊インダクタンス（Ｌｓｔｒａｙ）と一緒に示されている。ゲートドライブの出力段が、Ｔ１とＲ１とから成る電圧クランプ回路と一緒に示されている。

電圧が、Ｕ２のターンオフ中に電流の変化ｄｉ／ｄｔに起因して漂遊インダクタンスにわたって発生する。当該電圧は、漂遊インダクタンスとｄｉ／ｄｔに比例する。この電圧は、Ｃ１に印加する電圧に加わる。これらの電圧の総和が、ＩＧＢＴ（Ｕ２）の最大電圧定格を超えるならば、当該ＩＧＢＴが破壊され得る。クランプ回路が、当該ＩＧＢＴに印加する電圧を制限するために採用される。Ｔ１は、トランゾーブとしても知られた過渡電圧サプレッサ（ＴＶＳ）である。Ｔ１は、降伏電圧を有し、当該降伏電圧を超えるときに、電流が、当該ＩＧＢＴのコレクタ（ｃ）からゲート（ｇ）に流れる。当該効果は、電流をこのゲートに注入し、ターンオフを効果的に鈍化させることである。この効果は、ｄｉ／ｄｔ、すなわち当該漂遊インダクタンスにわたって発生した最大電圧を制限する。

別の手順では、過度な電力損失を回避し、クランプ動作の効力を増大させるため、電流がＲ１で検出されたときに、ＮＭＯＳトランジスタがターンオフされる。

トランゾーブＴ１は、ＩＧＢＴに整合するように特定の降伏電圧に到達させるために、２つ又はそれよりも多いデバイスと入れ替えられ得る。例えば、１２００ＶＩＧＢＴ用のゲートドライブでは、連続する６つの１３０Ｖトランゾーブが、７８０Ｖの降伏電圧を供給するために使用され得る。当該ＩＧＢＴに印加する電圧が、７８０Ｖを超えるならば、電流が、当該トランゾーブに通電し、当該電圧を制限又はクランプする。しかしながら、トランゾーブは、広い公差と温度依存性とを呈する。このため、１２００Ｖのデバイスに対して降伏電圧を７８０Ｖに設定することが望ましい。ＤＣリンクが、７８０Ｖよりも上であるならば、当該トランゾーブは、連続して導通し得る。電力損失が、寿命を制限するので、このことは望ましくない。したがって、実際には、当該トランゾーブが、著しくオーバーレートされていない限り、一般に、このような手法は、専ら稀な状態又は異常な状態に対して良好に機能する。最大ＤＣリンク電圧も、ＩＧＢＴ限界よりも下で良好に制限され得る。

しかしながら、複数の実施例は、パワースイッチ、例えばＩＧＢＴ（Ｕ２）に印加する電圧を測定するために１つの分圧器を使用する。例えば、１つのハーフブリッジ回路の下アーム（この下アームのオプションの転流ダイオードは示されていない）の第１パワースイッチＵ２と、このハーフブリッジ回路の上アームの整流ダイオードＤ１（第２パワースイッチ、すなわち上アームの第２パワースイッチは示されていない）とだけを示す一例が、図１４に示されている。通常の誘導性負荷Ｌ１が、当該下アームと当該上アームとの間に接続された出力線に結合されている。Ｒ１／Ｃ１とＲ２／Ｃ２との組み合わせである直列容量性インピーダンスが、１つの分圧器を形成する。（例の部品の値は、Ｒ１＝３ｋΩ、Ｒ２＝１．５ＭΩ、Ｃ２＝２０ｐＦ及び／又はＣ１＝１０ｎＦである）。Ｒ１に印加する電圧が、測定され、クランプ比較器によって基準電圧（Ｖｃｌａｍｐ）と比較される。したがって、この例では、Ｒ１の電圧が、パワースイッチＵ２のエミッタ−コレクタ電圧の形で変化するパワースイッチの兆候として使用される。Ｒ１に印加する電圧が、クランプ値Ｖｃｌａｍｐを超えるならば、当該比較器の出力は、論理Ｈ（１）であり、Ｖｃｌａｍｐ未満であるならば、当該出力は、論理Ｌ（０）である。好ましくは、当該直列インピーダンスは、直流から高周波までの要求される帯域幅にわたって、例えばＲ１Ｃ１：Ｒ２Ｃ２に対して５００：１のような比を有する。これ以外に、当該比は、増減してもよく、又はロールオフ若しくはロールアップしてもよい。

当該比較器の出力が、ゲートドライブ制御論理部にフィードバックされる。次いで、このゲートドライブ制御論理部は、電流フローを反転させる。複数のイベントから成るシーケンスが、図１５に示されている。

ここで示されたドライブ段は、標準的な抵抗性ドライブでもよく、又は例えば図６ａ若しくは６ｂに示されたようなより先に説明された適応型ドライブでもよい。信号ＳＯＵＲＣＥ及び信号ＳＩＮＫは、好ましくは実装に関係なく、ドライブ回路がソース電流又はシンク電流であるか否かを示す。

より効果的に動作させるためには、例えば、比較器とゲートドライブ論理部とドライブ段と出力段とを経由した電圧センス部からのフィードバックの伝播遅延を最少にすることが望ましい。例え、デジタル論理部が取り外され、全回路が、アナログ回路（装置）で実装されているとしても、幾つかの実施例においてフィードバック制御回路の高帯域幅を達成することは実際には困難である。当該フィードバック制御ループにおける帯域幅が不十分であると、図１５に示されたようなクランプ電圧（Ｖｃｌａｍｐ）を超えるオーバーシュートが発生し得る。

しかしながら、サイクルバイサイクル制御手段が、適切なターンオフ抵抗器を選択するために、又は出力電流、例えば図６ａ又は６ｂの電流出力回路によって供給される電流を減少させるために使用されてもよい（このような出力電流は、例えば制御可能な抵抗器Ｒ５によって測定される）。このような手段は、複数の実施例において当該オーバーシュートを減少又は回避し得る。このような手段の一例が、図１６に示されている。複数の実施例において制御可能である抵抗器Ｒｏｆｆ（例えば、デジタル抵抗器及び／又は抵抗器ネットワーク）（図１又は１３参照）、パワースイッチに印加する電圧（ＩＧＢＴに対するコレクタ・エミッタ電圧Ｖｃｅ）、パワースイッチの制御端子（例えばゲート）電流（Ｉｇ）、パワースイッチに通電する電流の変化率（例えば、ＩＧＢＴのコレクタ電流のｄｉ／ｄｔ）、パワースイッチに印加する電圧の変化率、及び／又はクランプ値Ｖｃｌａｍｐを参照すれば、複数の実施例に対して、図１６が理解され得る。

既定では、高い値の抵抗器Ｒｏｆｆが選択され得る。ターンオフ時にパワースイッチに印加する電圧（Ｖｃ，Ｖｃｅ）が、設定クランプ電圧を超えないならば、抵抗器の設定が、次のサイクルで減少され得る。このことは、当該クランプが到達するまで続く。当該クランプ電圧が超えられると、当該抵抗器の設定が増大され得る。当該クランプ電圧との比較が、リミット比較器、例えば上記の図１４のクランプ比較器によって実行され得る。

さらに一般的には、当該比較は、ｄｉ／ｄｔのリミット値に対するパワースイッチに印加する電流の変化率（ＩＧＢＴに対するｄｉ／ｄｔ）でもよく、又はｄｖ／ｄｔのリミット値に対するパワースイッチに印加する電圧の変化率（例えばｄＶｃ／ｄｔ）でもよい。

一定のゲート電流（Ｉｇ）を使用する同様な手段が実行され得る。このような手段は、スイッチドライブと制御端子との間の電流を反転させ得る。この手段は、固定された及び／又は一定の電流又はエミュレートされる抵抗を切り替えるか又は変更することから成り得る。抵抗性ドライブを使用すると、パワースイッチに印加する電圧の変化率（ｄｖ／ｄｔ）が、発生するｄｉ／ｄｔ（例えば、コレクタ電流の変化率）の或る程度発展させた幾つかの指標を提供し得る。例えば、ＩＧＢＴ制御端子（ｃ）に対するコンデンサによって実行されるｄｖ／ｄｔの測定が、図１６に記載されたフィードバック制御ループで使用され得る。同様に、ｄｉ／ｄｔが、この工程に対する入力として使用され得る。

さらに又はこの代わりに、抵抗が、例えば制御可能な出力抵抗を伴うものの、図１のような標準ドライブを使用することによって、又は図６ａ又は６ｂに示されたような適応型ドライブを使用することによって、ＤＣリンク電圧に基づいて変更され得る。ターンオフ抵抗が増大するか、又は、ターンオフ電流が減少するならば、ターンオフｄｉ／ｄｔが減少し、次いで漂遊インダクタンスに起因する電圧オーバーシュートが減少する。ターンオフ抵抗が制御可能な出力抵抗を有する制御可能な抵抗器として実装される場合、当該ターンオフ抵抗は、図１のＲｏｆｆでもよい。ここで、Ｒｏｆｆは、ＮＭＯＳ制御スイッチに直列である（別の実施例では、当該制御スイッチは、ｐ型でもよい）。例えば図６のような、適応型ドライブを有する一実施例では、当該制御可能な出力抵抗は、エミュレートされる抵抗、例えば図６ａ又は６ｂのＲ５のエミュレーションでもよい。

低いＤＣリンク電圧では、高い値の抵抗器は望ましくない。この場合、ＩＧＢＴの電力損失（ターンオフスイッチング損失）が増大するので、クランピングが必要でない。高いＤＣリンク電圧では、当該電力損失が、漂遊インダクタンスに蓄積されるエネルギーによって支配され得るので、高い値の抵抗器を使用すること（遅くスイッチングすること）は、速くスイッチングしてクランピングするのと同じ電力損失を引き起こし得る。

ＤＣリンクを監視することに基づくフィードバック制御手段が提唱される。このフィードバック制御手段は、中央制御装置又はゲートドライブで実行され得る。

図１７は、ＤＣリンクが時間の経過と共に上昇しているタイムチャートの一例を示す。このＤＣリンクは、例えば分圧器（図１８参照）によって、好ましくはコレクタ電圧に基づいて測定され、Ｒｏｆｆが、その次のターンオフイベントでスイッチングスピードを制限するために変更される。実際には、ＤＣリンクの変化は遅いので、スイッチングサイクルごとの抵抗器の設定を変更することは、可能であるが必要でない。

漂遊インダクタンスが、所定の電力変換装置に対して測定され得、ルックアップテーブルが、測定されるＤＣリンク電圧に対して適切な抵抗器を選択するために作成される。

図１８は、図６ａ又は６ｂの適応型ドライブのような適応型ドライブを使用して当該手段を実行するフィードバック制御回路を示す。ＤＣリンクが、Ｕ１／Ｕ２の相脚部とＵ３／Ｕ４の相脚部との双方に結合されたコンデンサＣ１を有するものとして示されている。図１８に「ＤＣリンク」と付記された線路上のＤＣリンク電圧が、好ましくはＶｃｅによって監視され得る。

さらなる改良は、当該ＤＣリンク電圧と同様に負荷電流を測定し、より複雑なルックアップテーブルを作成することである。このルックアップテーブルは、当該ＤＣリンク電圧が負荷と共に変化する条件に対して特に有益である。例えば太陽光変換装置では、（例えば、当該太陽光変換装置が、送電網から遮断されているときに、）ＤＣリンクが、低い負荷状況下で高くなり得る。しかしながら、正常動作条件では、ＤＣリンクは、低い電圧で動作する。異なる２つの抵抗器が、当該２つの場合に対して選択され得る。
ゲートブースト
導電損失を減少させるためには、デバイスが導通状態にあるときに、パワースイッチの制御端子、例えばＩＧＢＴゲートを、最高許容電圧に保持することが望ましい。その際、ゲートドライブが、高い電流を検出し、ＩＧＢＴを短絡耐量時間内に安全にターンオフすることが望ましい。

当該時間は、特定のゲート電圧で通常決定される。ＩＧＢＴが、より高いゲート電圧で動作されるならば、この時間は不定である。したがって、高い電流条件を検出し、ゲート電圧を、例えば１５Ｖに非常に速く減少させることが望ましい。ＩＧＢＴに通電する電流を制限するため、電流が安定し、次いで当該ＩＧＢＴが安全にスイッチオフし得るまで、当該電圧をさらにもっと（例えば１０Ｖに）減少させることが望ましい。電流が依然として変化している間に、ＩＧＢＴが速くターンオフするならば、当該ＩＧＢＴが破壊され得る。

パワースイッチの制御端子が保持され得るゲート電圧を設定できる汎用ゲートドライブを製造することがさらに望ましい。

このため、ＩＧＢＴのようなパワースイッチをより高い制御端子電圧で動作させることが、電力損失を減少させ得る。しかしながら、当該パワースイッチを保護するためには、高い電流が、当該パワースイッチに通電するときに、当該電圧を減少させることが望ましい。ゲート電圧の「ゲートブースト」制御が、当該ゲート電圧を短絡条件下で減少させることを可能にする一方で、ＩＧＢＴのようなパワースイッチを高い電圧でドライブするために有益であり得る。このような利点は、当該パワースイッチが、例えば誘導性の、負荷をドライブするために電力変換装置に提供される場合に達成され得る。

制御端子、例えばゲートの電圧を制御するため、２つの電源レール（例えば、＋１５Ｖ及び＋１８Ｖ）を実装し、これらの電源レール間で切り替えることが検討され得る。しかしながら、このことは、追加の電力供給平滑コンデンサ及び／又はより複雑なＤＣ−ＤＣコンバータを必要とし得る。さらに、当該コンバータ及び／又はドライバの静電容量が、これらの電源レール間の切り替えを著しく遅くさせ得る。

複数の実施例において、フィードバック回路が、パワースイッチを保護する制御端子電圧調整を可能にするために採用され得る。一実施例は、パワースイッチの、例えばメーカ推奨の、通常動作電圧よりも高い電圧を有するただ１つのレールを使用し得る。このとき、当該制御端子が、高い電圧で動作され得る。しかしながら、例えば、パワースイッチのコレクタ（Ｉｃ）端子、エミッタ端子、ソース端子又はドレイン端子に通電する電流のような、高いパワースイッチ電流の兆候を検出する際に、当該高い電圧は、フィードバック回路によって減少され得る。当該兆候は、このような高い電流、又は当該電流の高い変化率（好ましくは、大きさの増大）、又は複数の実施例においては、パワースイッチに印加する電圧の高い変化率を示し得る。

例えば、パワースイッチに直列にあるインダクタンス（例えば、パワースイッチモジュールの漂遊インダクタンス）に印加される電圧が、電流の変化率ｄｉ／ｄｔを示すために測定され、この兆候が、パラメータを調整するために、ここでは、それによりパワースイッチの制御端子電圧を減少させるために、制御回路の構成部分（例えばゲートドライブ論理部）にフィードバックされてもよい。さらに又はこの代わりに、パワースイッチに印加する電圧（例えばＶｃ、Ｖｃｅ）又は当該電圧の変化率が、兆候を当該制御回路にフィードバックして当該パラメータを調整するために監視されてもよい。１つの閾値を超える（例えば上回る）例えば電流、ｄｉ／ｄｔ、電圧及び／又はｄｖ／ｄｔの値（例えば大きさ）が検出されると、パワースイッチが、その制御端子電圧を例えば１８Ｖから１５Ｖに減少させるために制御され得る。

（電位の）短絡中に制御端子電圧を有益に減少させるための当該フィードバックは、図６ａ又は６ｂの適応型ドライブのような適応型ドライブを使用することによって又は使用しないことによって適用され得る。例えば、このようなフィードバックは、図１のドライブ（又は図１９ｂに示されている出力段）を制御してゲート電圧を調整するために使用され得る。ここで、抵抗器エミュレーションの使用は、ゲートブーストの実施例を実行するために必要とされない。しかしながら、好ましくは、当該フィードバックは、例えば図６ａ、６ｂ及び８ａ／ｂに示されたような適応型ドライブに提供される。当該適応型ドライブは、電流出力回路の電流源要素と端子電圧入力回路の要素Ｒ７とＱ１から成る増幅器と抵抗器Ｒ５から成り且つ当該増幅器のエミッタ（この場合には、電荷供給入力部）に結合された基準電圧入力回路とから構成されている負帰還回路とみなせ得る。当該制御端子電圧を制御するための出力信号は、図６ａ、６ｂ及び８ａ／ｂに示されたような電流源（電流シンク）からの電流信号でもよい。

図８ａ及び８ｂは、図６ａ又は６ｂの適応型ドライブのような適応型ドライブが入力部（Ｖｒｅｆ１）を有するゲート電圧フィードバック回路に結合され得ることを示す。当該ゲート電圧フィードバック回路は、ゲートが異なる複数の電圧レベルのうちのいずれかの電圧レベルに保持されることを可能にし得る。この場合、当該電圧レベルの数は、好ましくは上記の高い電流の兆候に基づいて、例えばデジタル・アナログ変換器（ＤＡＣ）の入力によってＶｒｅｆ１に設定される。このような電圧レベルは、ＩＧＢＴに対して＋１５Ｖ（オン）及び／又は−１０Ｖ（オフ）でもよい。このようなＤＡＣは、制御端子基準電圧、例えばＶｒｅｆ１を供給するための制御可能な電圧源の一例である。

さらに、図８ａ及び８ｂは、例えば、電流源（電流シンク）とＲ８とＱ２と利得ｋ１を呈する増幅器とから構成されている電圧制御回路を示すものとみなされ得る。そして、抵抗器エミュレーションが、カップリングスイッチＳＷ１（一実施例では、ＳＷ１は、端子電圧入力回路の出力に対する増幅器制御に応じて選択的に無効である）によって無効であるときに、当該回路は、好ましくは有効である。制御端子電圧の制御をゲート電圧フィードバック回路によって有効にするため、適応型ドライブの定電流機能と抵抗器エミュレーション機能とが、スイッチ、例えば図６ａ、６ｂのＳＷ１によって無効にされ得る。当該電圧制御回路が、カップリングスイッチＳＷ２によって有効にされ得る（一実施例では、ＳＷ２は、Ｖｒｅｆ１に対する増幅器出力に応じて選択的に有効である）。抵抗器エミュレーションがターンオフされると、制御端子電圧が、好ましくは電流出力回路、例えば（図８ａにＩｓｏｕｒｃｅと付記された）電流源又は電流シンクから構成されているドライバの出力段からの出力信号によって制御され得る。ここで、抵抗器Ｒ８が、制御端子、すなわちＩＧＢＴゲートの電圧の兆候（すなわち、制御電圧）をゲート電圧フィードバック回路に提供し得る。

ノードＶｒｅｆ１の電圧は、（（図８ａに図示されていない）可逆ソース回路によって＋Ｖｓｕｐｐｌｙにドライブされる負荷）ＩＧＢＴオンに対して例えば０Ｖでもよく、（−Ｖｓｕｐｐｌｙにドライブされる負荷）ＩＧＢＴオフに対して３．３Ｖでもよい。図８ａ及び８ｂに示された位置にあるＳＷ２によって、Ｑ２がターンオフされているので、ゲート電圧フィードバック回路は無効である。ＳＷ２が、Ｖｂｉａｓ２に接続されると、当該ゲート電圧フィードバック制御ループが有効にされ得る。Ｖｂｉａｓ２は、例えば０Ｖ〜３．３Ｖの範囲内にあり、当該回路が過度な電力を消費しないことを保証するように選択され得る。例えばＤＡＣによるＶｒｅｆ１の制御が、電圧範囲を異なるパワースイッチに適合するように、例えばＩＧＢＴに対しては−１０Ｖ〜＋１５Ｖに、シリコンカーバイドＭＯＳＦＥＴに対しては−５Ｖ〜＋２０Ｖに調整することを可能にする。Ｖｂｉａｓ１は、０Ｖ〜３．３Ｖの範囲内にある電圧、例えば３．３Ｖ系では１．６５Ｖでもよいが、その値は、それほど重要でない。

パワースイッチ、例えばＩＧＢＴを高い電圧でドライブするが、当該電圧を短絡条件下では減少させることを可能にするため、ゲート電圧のこのような制御はさらに改良され得る。図９は、どのようにして、好ましくはゲートドライブ論理部によってパワースイッチ電流の変化率が測定され、図８ａ又は８ｂのゲート電圧フィードバック回路のようなゲート電圧フィードバック回路を制御するためにフィードバックされ得るかの一例を示す。特に、（好ましくは、閾値の比較を使用する）出力回路のインピーダンスの減少を示すためにパワースイッチからフィードバックされる信号が、Ｖｒｅｆ１を制御するために使用され得る。この代わりに又はさらに、コレクタ電圧（及び／又はこのコレクタ電圧の変化率）が、出力回路のインピーダンスの減少を示すためにフィードバックされ得る。好ましくは、このことは、分圧器を使用して達成され得る。この場合、Ｒ１及びＲ２が、電圧をステップ状に下げ、オプションのコンデンサＣ１及び／又はＣ２が、応答速度を向上させる。

専ら見やすさのために、例えば短絡検出回路を示すゲート電圧フィードバックは、図９に示されていない。しかしながら、このゲート電圧フィードバック及び制御は、図８ａ、８ｂに示されている。図９のＤ１、Ｕ２及びＬ１は、電力変換装置の一部である。この電力変換装置の一例が、図１１に示されている。

このことから、図９に示されているように、インダクタンスＬ２に結合された電圧検出器と、フィードバック（Ｆ／Ｂ）入力部に結合された比較器は、パワースイッチの電流又は電圧の変化率を示す信号（例えば、図９の比較器のＩＮ＋入力部の信号）を生成し、ドライバの出力回路（例えば、パワースイッチＵ２、整流ダイオードＤ１及び／又は（図８ａ、８ｂ及び９に示されていない）負荷から構成されている出力回路）のインピーダンスの減少を示す信号に応答するためのフィードバック回路の少なくとも一部を構成するとみなされ得る。

したがって、ｄｉ／ｄｔ比較器からの出力が、ゲートドライブ制御回路（例えば、図９のゲートドライブ論理部）にフィードバックされるように、図８ａ及び／又は８ｂが、図９に結合され得る。このゲートドライブ制御回路は、上記のインピーダンスの減少を示す出力に応じて基準電圧入力Ｖｒｅｆ１を制御する。さらに又はこの代わりに、比較器が、コレクタ電圧フィードバック信号を１つの閾値と比較するために提供されてもよい。同様に、比較器が、電圧の変化率を比較するために例えば当該ゲートドライブ論理部内に提供されてもよい。

複数のイベントのシーケンスの一例が、図１０に示されている。特に、図１０は、短絡検出によるターンオンシーケンスを示す。この場合、ターンオン信号（例えば、パルス幅変調（ＰＷＭ）信号のエッジ）が、（例えば、図９のＰＷＭ入力ライン上で）受信され、ドライバが、パワースイッチのターンオンを開始する。すなわち、制御端子電圧Ｖｇｅが、図１０に示されたように任意に非線形に増大する。ターンオンし、好ましく予め設定された／プリセットされた遅延後に、例えば、デバイスに印加する電圧を下げることを可能にする（すなわち、一般に、当該スイッチが、短絡中にターンオンしないように適合された）適切な設定時間後に、ゲート電圧Ｖｇｅが、（例えば＋１８Ｖに）上昇され得る。Ｖｇｅのこの増大は、ブースト信号に応じて当該遅延の終了の直後に応答し得る。ブーストが有効である間に、ＩＧＢＴ及び／又は負荷の短絡を示すコレクタ電流の高いｄｉ／ｄｔが検出されるならば、当該ブースト信号が、非アクティブ状態に戻る結果、当該ゲート電圧が、さらなる（好ましくは、予め設定された）遅延後にターンオフする前に、当該ゲート電圧が、その直後に、例えば＋１５Ｖ（又は低い電圧）に戻される。一実施例では、この「ゲートブースト」特性は、電力損失を約１０％程度減少させることを可能にし得る。

ここで、図１０の当該ブースト信号は、コレクタ電流Ｉｃ（又はＭＯＳＦＥＴに対するドレイン−ソース電流）の閾値以上の変化率を示すフィードバック信号（Ｆ／Ｂ）に応答し得る。同じ又は異なる閾値が、ブーストを有効にし、無効にするために使用され得る。しかしながら、当該ブーストの使用は、オプションである。Ｖｇｅをブースト電圧に上昇させ、Ｖｇｅをより低い電圧に戻し、及び／又はパワースイッチをターンオフする複数のタイミングのうちのいずれか１つの又は複数のタイミングが、例えば、ｄｉ／ｄｔの測定、パワースイッチに印加する電圧（例えばＶｃ、Ｖｃｅ）の測定に基づく検出によって、及び／又はこのような検出以外の任意の遅延を実行するためのタイマーの使用によって決定され得る。例えば、ゲート電圧が、より低いレベル（例えば１５Ｖ）に戻った後に、ｄｉ／ｄｔが、プリセットされた遅延時間中に１つの閾値を超えなかったときに、ゲートドライブが、ターンオフされたパワースイッチをターンするように動作し得る。

すなわち、図１０に示されたような特徴１〜６はそれぞれ、（１）信号がターンオンする、（２）ゲート電圧が増大する、（３）短絡が発生する、（４）ｄｉ／ｄｔが閾値を超える、（５）ゲート電圧が減少し、（６）Ｉｃの安定後にターンオフする、に相当する。特徴２に先行するＶｇｅ電圧は、第１電圧とみなし得るし、特徴２と特徴５との間のＶｇｅ電圧は、第２ブースト電圧とみなし得る。特徴５と特徴６との間のＶｇｅ電圧は、第１電圧にほぼ（例えば、完全に若しくは１０％の範囲内で）等しくてもよく又はそれ未満でもよい。

補助エミッタ又はケルビンエミッタ（ｋｅ）とパワーエミッタ（ｅ）との間の漂遊インダクタンス（Ｌｅ）に印加する電圧を測定することを含む図９に示されている方法のように、電流及び／又はｄｉ／ｄｔを検出するための異なる多数の方法が存在する。この電圧が、特定の閾値を超えると、ゲートドライブが、ゲート電圧を下げるように信号で指示され得る。
さらなるコメント
特に、ここでは、ただ１つの実施例が、表題の「エミュレーション」、「ｄＶ／ｄｔに関する制御」、「クランピング」及び「ゲートブースト」の下で、上記のような技術又は回路のうちのいずれか１つ又は複数の技術又は回路を実行し得る。

このようないずれか１つ又は複数の実施例によって達成可能である代表的な利点は、特に以下の１つ又は複数の利点のうちのいずれかの利点である。
−ソフトウェアによって制御され得る１つの回路内の様々な抵抗器をエミュレートするための機能。したがって、複数の段が必要とされない。
−好ましくは、短絡下にあるデバイスを依然として保護しつつ、導電損失を減少させる。
−例えば、所定のｄｖ／ｄｔに対する損失の改良されたトレードオフによって、導電損失を減少させる。
−電動機巻線を、絶縁劣化を引き起こす高いｄｖ／ｄｔから保護する。
−例えば、電力変換装置をより高いＤＣリンク電圧で動作させることによる、電力変換装置におけるより大きい電力スループット。
−ドライブ電流の特定の推移にわたるスイッチング損失の減少した又はより良好な妥協。
−例えば、ゲート電圧をブーストすることによる、減少した導電損失。
−トランゾーブを不要とする改良された過電圧クランプ。
−ターンオン抵抗器及び／又はターンオフ抵抗器のエミュレーション。
−工場又は現場で設定され得る構成要素の使用による、商品バリエーションの削減。
−例えば、複数の機能を組み込む設計による、削減されたコスト及び／又は減少した基板面積。
−例えば、サイクルごとに基づいて適合し得ることによる、一定の立ち上がり／立ち下がり時間（ｄｖ／ｄｔ）。
−例えば、サイクルごとに基づいて適合し得ることによる、過電圧クランピングの制限。

さらに留意すべきは、さらに又はこの代わりに、本発明のいずれの取り決めが、下記のＥ１〜Ｅ２５及びＦ１〜Ｆ３４に記載のような複数の実施例のうちのいずれか１つ又は複数の取り決めの規定にしたがう点である。

Ｅ１．負荷をドライブするための１つのパワースイッチの１つの制御端子をドライブするための１つのパワースイッチドライバ。当該パワースイッチドライバは、
−制御端子基準電圧を供給するための制御可能な１つの電圧源と、
−前記制御端子基準電圧にしたがって前記パワースイッチの前記制御端子の電圧を制御するために、前記制御端子の電圧を変更する出力信号を供給するように構成された１つの電圧制御回路と、
−前記パワースイッチの電流又は電圧のうちの少なくとも１つの電流又は電圧の変化率を示す信号を生成し、このパワースイッチドライバの出力回路のインピーダンスの減少を示す前記信号に応じて、前記制御端子基準電圧を減少させて、制御される電圧を減少させるために前記制御可能な電圧源を制御する１つのフィードバック回路とを有する。

Ｅ２．Ｅ１のパワースイッチドライバ。この場合、前記電圧制御回路が、前記制御端子基準電圧と前記制御端子の電圧の兆候とに応じて、前記パワースイッチドライバの１つの出力段を制御するように構成された１つのゲート電圧フィードバック回路を有する。前記出力段が、このゲート電圧フィードバック回路の出力に応じて、制御される電圧の減少を制御するように構成されている。

Ｅ３．Ｅ１又はＥ２のパワースイッチドライバ。当該パワースイッチドライバは、
−前記パワースイッチのターンオンを指示するためにターンオン信号を受信するための１つの入力ラインを有する。この場合、
−前記電圧制御回路が、前記ターンオン信号に応じて、前記制御端子の電圧をブースト電圧に上昇させるように構成されている。
−前記制御される電圧の減少は、前記ブースト電圧からの減少である。

Ｅ４．Ｅ１〜Ｅ３のうちのいずれか１つのパワースイッチドライバ。この場合、前記フィードバック回路が、前記変化率を示す信号を受信し、当該受信された信号を１つの閾値と比較するために１つの比較器を有し、この比較器は、インピーダンスの減少の兆候を提供するためにこの比較器の結果を出力するように構成されている。

Ｅ５．Ｅ１〜Ｅ４のうちのいずれか１つのパワースイッチドライバ。この場合、
−前記電圧制御回路が、前記ターンオン信号に応じて、前記パワースイッチの前記制御端子に第１電圧を生成するために、前記出力信号を制御するように構成されている。
−前記電圧制御回路が、前記ターンオン信号に対する応答後の時間遅延時点で前記パワースイッチの制御端子に第２ブースト電圧を生成するために、前記出力信号をさらに制御するように構成されている。

Ｅ６．Ｅ１〜Ｅ５のうちのいずれか１つのパワースイッチドライバ。この場合、前記第１電圧は、前記パワースイッチをターンオンするための電圧である。

Ｅ７．Ｅ６のパワースイッチドライバ。この場合、前記ブースト電圧よりも下に減少した前記制御端子基準電圧は、前記第１電圧であり、さらに好ましくは前記第１電圧未満である。

Ｅ８．Ｅ１〜Ｅ７のうちのいずれか１つのパワースイッチドライバ。この場合、前記減少した制御端子基準電圧は、前記パワースイッチをオンに保持することである。

Ｅ９．Ｅ１〜Ｅ８のうちのいずれか１つのパワースイッチドライバ。この場合、前記フィードバック回路が、前記制御端子基準電圧を減少させるために制御した後の時間遅延時点で、前記パワースイッチをターンオフするために、この制御端子基準電圧を減少させて前記制御可能な電圧源を制御するように構成されている。

Ｅ１０．Ｅ１〜Ｅ９のうちのいずれか１つのパワースイッチドライバ。当該パワースイッチドライバは、前記制御端子に供給される電流を制御するために負帰還回路を有する。当該負帰還回路は、
−１つの電流出力回路によって供給される電流の大きさを制御するために、前記制御端子の電流を供給し、出力電流制御信号を受信するように構成された、１つの電流源及び１つの電流シンクのうちの少なくとも１つから成る前記電流出力回路と、
−前記制御端子から電圧を受信し、前記電圧の兆候を出力するための１つの端子電圧入力回路と、
−当該端子電圧の兆候を増幅し、増幅器の出力を生成するために結合された１つの増幅器と、
−少なくとも１つの抵抗器から成り、前記増幅器の電荷供給入力部に結合され、１つの基準電圧を受信するための１つの基準電圧入力回路とを有する。この場合、
−前記パワースイッチドライバが、前記増幅器の出力に応じて前記出力電流制御信号を生成するように構成されていて、
−前記パワースイッチドライバが、前記端子電圧入力回路によって受信された電圧の増大の直後に応答して、前記電流出力回路によって供給された電流を減少させるように構成されている。

Ｅ１１．Ｅ１０のパワースイッチドライバ。この場合、前記電流出力回路が、前記基準電圧入力回路をエミュレートするように構成されている。

Ｅ１２．Ｅ１０又はＥ１１のパワースイッチドライバ。当該パワースイッチドライバは、
−前記端子電圧入力回路に対する前記増幅器の制御に応じて無効にするための１つのカップリングスイッチを有する。

Ｅ１３．Ｅ１０〜Ｅ１２のうちのいずれか１つのパワースイッチドライバ。当該パワースイッチドライバは、
−前記制御端子基準電圧に対する前記増幅器の制御に依存して有効にするための１つのカップリングスイッチを有する。

Ｅ１４．Ｅ１〜Ｅ１３のうちのいずれか１つのパワースイッチドライバ。当該パワースイッチドライバは、前記パワースイッチの電流の前記変化率を示す信号を提供するために、インダクタンスに印加する電圧を監視するように構成されている。

Ｅ１５．Ｅ１〜Ｅ１４のうちのいずれか１つのパワースイッチドライバ。当該パワースイッチが、ＩＧＢＴ、ＭＯＳＦＥＴ、ＨＥＭＴ又はＪＦＥＴのうちの１つから構成されていて、当該パワースイッチは、好ましくはシリコンカーバイド、窒化ガリウム及び／又はシリコンから成る。

Ｅ１６．Ｅ１〜Ｅ１５のうちのいずれか１つのパワースイッチドライバ。当該パワースイッチドライバは、前記パワースイッチを有する。

Ｅ１７．Ｅ１６のパワースイッチドライバを有する電力変換装置。

Ｅ１８．負荷をドライブするパワースイッチの制御端子に対してドライブ信号を制御するための方法。当該方法は、
−１つのターンオン信号に応じて、１つのブースト電圧を前記制御端子に生成するために前記ドライブ信号を制御し、このブースト電圧が、前記パワースイッチをターンオンすることと、
−前記制御端子の電圧が、前記ブースト電圧であるときに、前記パワースイッチを有する出力回路のインピーダンスの減少を検出するために、前記パワースイッチの電流及び電圧のうちの少なくとも１つを監視することと、
−当該監視される電流又は電圧が、前記インピーダンスの減少を示すときに、前記制御端子の電圧を前記ブースト電圧未満に減少させることとを有する。

Ｅ１９．Ｅ１８の方法。この場合、前記ブースト電圧を生成するために前記ドライブ信号を制御する。当該方法は、
−前記ターンオン信号に応じて、第１電圧を前記制御端子に生成するために前記ドライブ信号を制御し、この第１電圧が、前記パワースイッチをターンオンすることと、
−前記ターンオン信号後の時間遅延時点で、第２電圧を前記制御端子に生成するために前記ドライブ信号をさらに制御することとを有する。この場合、この第２電圧は、前記ブースト電圧であり、前記デバイスを低い損失状態にターンオンするためにさらに制御する。

Ｅ２０．Ｅ１８又はＥ２０の方法。この場合、前記時間遅延は、前記パワースイッチに印加する電圧が１つの閾値未満に低下するときに終了する。

Ｅ２１．Ｅ１８〜Ｅ２０のうちのいずれか１つの方法。この場合、電圧を前記ブースト電圧未満に減少させることは、電圧を前記第１電圧に減少させることから成る。

Ｅ２２．Ｅ１８〜Ｅ２１のうちのいずれか１つの方法。当該方法は、前記制御端子の電圧を前記ブースト電圧未満に減少させた後の時間遅延時点で、前記パワースイッチをターンオフすることから成る。この場合、好ましくは、前記時間遅延は、プリセットされた時間遅延である。あるいは、この場合、好ましくは、前記時間遅延の終了は、１つの閾値を前記パワースイッチの電圧信号及び電流信号のうちの少なくとも１つと比較することによって決定される。

Ｅ２３．Ｅ１８〜Ｅ２２のうちのいずれか１つの方法。この場合、前記監視は、前記パワースイッチに通電する電流の変化率を監視することから成る。

Ｅ２４．Ｅ１８〜Ｅ２３のうちのいずれか１つの方法。当該方法は、インピーダンスの減少の兆候を提供するために、当該監視される電流の変化率を１つの閾値と比較することから成る。

Ｅ２５．Ｅ１８〜Ｅ２４のうちのいずれか１つの方法。この場合、前記監視は、前記パワースイッチとこのパワースイッチの出力に結合された負荷とから成る前記出力回路の短絡条件を検出することである。

Ｆ１．負荷をドライブするためのパワースイッチの制御端子をドライブするためのパワースイッチドライバ。このパワースイッチドライバは、この制御端子に供給された電流を制御するために負帰還回路を有する。この負帰還回路は、
−前記制御端子の電流を供給し、１つの電流出力回路によって供給された電流の大きさを制御するために、出力電流制御信号を受信するように構成されているこの電流出力回路であって、１つの電流源及び１つの電流シンクのうちの少なくとも１つを有するこの電流出力回路と、
−前記制御端子から電圧を受信し、この電圧の兆候を出力するための１つの端子電圧入力回路と、
−１つの増幅器の出力を生成するために当該端子電圧の兆候を増幅するために結合された１つの増幅器と、
−前記増幅器の電荷供給入力部に結合された１つの基準電圧入力回路であって、少なくとも１つの抵抗器を有し、１つの基準電圧を受信するためのこの基準電圧入力回路とから構成されている。

この場合、
−前記パワースイッチドライバが、前記増幅器の出力に応じて前記出力電流制御信号を生成するように構成されていて、
−前記パワースイッチドライバが、前記端子電圧入力回路によって受信された電圧の増大の直後に応答して、前記電流出力回路によって供給された電流を減少させるように構成されている。

Ｆ２．Ｆ１のパワースイッチドライバ。この場合、前記電流出力回路は、前記基準電圧入力回路をエミュレートするように構成されている。

Ｆ３．Ｆ１又はＦ２のパワースイッチドライバ。この場合、前記少なくとも１つの抵抗器は、制御可能な１つの抵抗器を有する。

Ｆ４．Ｆ１〜Ｆ３のうちのいずれか１つのパワースイッチドライバ。この場合、前記端子電圧入力回路は、前記制御端子に提供される前記インピーダンスを効果的に増大させるために前記基準電圧入力回路に結合している。

Ｆ５．Ｆ１〜Ｆ４のうちのいずれか１つのパワースイッチドライバ。この場合、前記パワースイッチドライバは、オフセット電圧を受信するための１つの入力ラインと、前記端子電圧入力回路の電圧の兆候を前記オフセット電圧と比較するための１つの比較器とから構成されている１つのオフセット電圧入力回路を有する。このオフセット電圧入力回路は、前記パワースイッチドライバが前記パワースイッチをドライブするために動作されるときに、前記パワースイッチの制御端子からの電圧の変化範囲の制限が前記オフセット電圧によって設定されることを可能にする。

Ｆ６．Ｆ１〜Ｆ５のうちのいずれか１つのパワースイッチドライバ。当該パワースイッチドライバは、前記端子電圧入力回路の電圧に対する前記増幅器の制御に依存して無効にするための１つのカップリングスイッチを有する。この場合、好ましくは、前記ドライバは、前記負荷に通電する電流を監視するための１つの電流検出器を有し、この電流検出器が、１つの閾値電流未満の当該監視される電流を示すときに、当該依存を無効にし、当該依存が無効であるときに、前記パワースイッチドライバが、前記電流出力回路のほぼ一定の電流を供給するように構成されている。

Ｆ７．Ｆ６のパワースイッチドライバを有する電力変換装置。前記電力変換装置は、第１パワースイッチと第２パワースイッチとの直列接続から成る少なくとも１つのハーフブリッジ回路を有する。この第１パワースイッチ及びこの第２パワースイッチは、前記ハーフブリッジ回路の１つの出力ラインに結合された前記負荷をドライブするための電流を交互に通電するように構成されている。それぞれの前記パワースイッチが、１つのダイオードに並列に結合されている。この場合、前記電力変換装置が、それぞれの前記パワースイッチをドライブするために少なくとも１つの前記パワースイッチドライバを有する。この場合、前記パワースイッチドライバの少なくとも１つの抵抗器が、制御可能な抵抗器から成る。前記電力変換装置が、
−複数の前記パワースイッチのうちの少なくとも１つのパワースイッチに通電する増大している電流のターンオン期間の少なくとも１つの開始を示すための１つのターンオン検出器を有する。

この場合、
−前記電力変換装置は、前記ターンオン期間中に前記ドライバの前記端子電圧入力回路の電圧に対するこのドライバの前記増幅器の制御の前記依存を有効にするために、前記ターンオン検出器の兆候に基づいて、少なくとも１つの前記パワースイッチドライバの前記カップリングスイッチを制御するように構成されている。

Ｆ８．Ｆ７の電力変換装置。この場合、前記ターンオン検出器は、前記ターンオン期間の継続を示すために、少なくとも１つの前記パワースイッチに通電する電流の増大する変化率と、引き続く減少する変化率とを検出するように構成されている。

Ｆ９．Ｆ７又はＦ８の電力変換装置。当該電力変換装置は、前記ターンオン期間に引き続く１つの期間中に前記ドライバの前記端子電圧入力回路の電圧に対するこのドライバの前記増幅器の制御の前記依存を有効にするために、少なくとも１つの前記パワースイッチドライバの前記カップリングスイッチを制御するように構成されている。この電力変換装置は、当該引き続く期間の開始時に前記ドライバの前記制御可能な抵抗器の抵抗を増大させるように構成されている。

Ｆ１０．Ｆ７又はＦ８の電力変換装置。当該電力変換装置は、前記ターンオン期間に引き続く１つの期間中に前記ドライバの前記端子電圧入力回路の電圧に対するこのドライバの前記増幅器の制御の前記依存を無効にするために、少なくとも１つの前記パワースイッチドライバの前記カップリングスイッチを制御し、この電力変換装置が、当該引き続く期間中に前記ドライバの電流出力回路のほぼ一定の電流を供給するように構成されている。

Ｆ１１．Ｆ７〜Ｆ１０のうちのいずれか１つの電力変換装置。当該電力変換装置は、
−前記引き続く期間の開始時に少なくとも１つのパワースイッチに通電する電流の変化率の方向の反転と、
−前記引き続く期間の終了時に前記少なくとも１つのパワースイッチに通電する電流の変化率の減少と、
−前記引き続く期間の終了時の１つの閾値未満の前記パワースイッチに印加する電圧とのうちの少なくとも１つを示すために、１つのタイミング検出器を有する。

この場合、
−前記電力変換装置は、少なくとも１つの当該兆候の直後に応答して、前記依存の１つの期間を制御するために、前記カップリングスイッチの制御を実行するように構成されている。

Ｆ１２．Ｆ１〜Ｆ６のうちのいずれか１つのパワースイッチドライバから成る電力変換装置。前記電力変換装置は、第１パワースイッチと第２パワースイッチとの直列接続から成る少なくとも１つのハーフブリッジ回路を有する。この第１パワースイッチ及びこの第２パワースイッチは、前記ハーフブリッジ回路の１つの出力ラインに結合された前記負荷をドライブするための電流を交互に通電するように構成されている。それぞれの前記パワースイッチが、１つの転流ダイオードに並列に結合されている。この場合、前記電力変換装置が、それぞれの前記パワースイッチをドライブするために少なくとも１つの前記パワースイッチドライバを有する。この場合、前記パワースイッチドライバの少なくとも１つの抵抗器が、制御可能な抵抗器から成る。前記電力変換装置が、
−１つの前記パワースイッチのスイッチングサイクルの少なくとも１つのフェーズの期間を測定するために１つのタイマー回路を有する。

この場合、
−前記電力変換装置は、少なくとも１つの前記測定期間に応じて前記制御可能な抵抗器の抵抗を調整するように構成されている。
Ｆ１３．巻線を有する誘導性負荷をドライブするための電力変換装置。前記電力変換装置は、第１パワースイッチと第２パワースイッチとの直列接続から成る少なくとも１つのハーフブリッジ回路を有する。この第１パワースイッチ及びこの第２パワースイッチは、前記ハーフブリッジ回路の１つの出力ラインに結合された前記負荷をドライブするための電流を交互に通電するように構成されている。この場合、この電力変換装置は、それぞれの前記パワースイッチをドライブするために、Ｆ１〜Ｆ６のうちのいずれか１つに記載の少なくとも１つのパワースイッチドライバを有する。この場合、当該パワースイッチドライバの少なくとも１つの抵抗器が、制御可能な抵抗器から成る。この電力変換装置は、
−前記負荷に通電する電流を監視するための１つの電流検出器を有する。

この場合、
−前記電力変換装置は、前記電流検出器が１つの閾値電流未満の当該監視される電流を示すときに、少なくとも１つの前記ドライバの前記制御可能な抵抗器の抵抗を増大させるように構成されている。

Ｆ１４．Ｆ１３の電力変換装置。この場合、それぞれの前記パワースイッチをドライブするために結合された前記パワースイッチドライバは、それぞれの前記パワースイッチに通電する電流を監視するために構成された前記電流検出器を有する。当該パワースイッチドライバは、この電流検出器が前記閾値電流未満の当該監視される電流を検出するときに、当該パワースイッチドライバの前記制御可能な抵抗器の抵抗を増大させるように構成されている。

Ｆ１５．Ｆ１３又はＦ１４の電力変換装置。当該電力変換装置は、前記監視される電流にほぼ反比例して、前記制御可能な抵抗器の抵抗を増大させるように構成されている。

Ｆ１６．Ｆ１３〜Ｆ１５のうちのいずれか１つの電力変換装置。前記抵抗は、前記ハーフブリッジ回路の前記第１パワースイッチ及び第２パワースイッチの少なくとも１つのパワースイッチからの電流の通電中に、前記出力ライン上の電圧の変化率を減少させるために増大される。

Ｆ１７．Ｆ１３〜Ｆ１６のうちのいずれか１つの電力変換装置。当該電力変換装置は、少なくとも２つの前記ハーフブリッジ回路を有する。当該電力変換装置は、当該第１ハーフブリッジ回路の第１パワースイッチと当該第２ハーフブリッジ回路の第２パワースイッチとに電流を通電することによって前記負荷をドライブするように構成されている。当該電力変換装置は、前記負荷の巻線に印加する電圧の変化率を減衰させるために、前記第１ハーフブリッジ回路の第１パワースイッチ及び前記第２ハーフブリッジ回路の第２パワースイッチのうちの少なくとも１つのパワースイッチの前記制御可能な抵抗器の抵抗を増大させるように構成されている。

Ｆ１８．負荷をドライブするための１つのパワースイッチの１つの制御端子をドライブするための少なくとも１つのパワースイッチドライバを有する電力変換装置。この電力変換装置は、第１パワースイッチと第２パワースイッチとの直列接続とから成る少なくとも１つのハーフブリッジ回路を有する。この第１パワースイッチ及びこの第２パワースイッチは、前記ハーフブリッジ回路の１つの出力ラインに結合された前記負荷をドライブするための電流を交互に通電するように構成されている。それぞれの前記パワースイッチが、１つのダイオードに並列に結合されている。この場合、前記少なくとも１つのパワースイッチドライバは、それぞれの前記パワースイッチをドライブするように構成されていて、前記電力変換装置は、
−前記パワースイッチの変数の兆候を１つのクランプ値と比較するために、少なくとも１つのクランプ比較器を有する。

この場合、
−前記パワースイッチドライバは、前記パワースイッチの変数の兆候が前記クランプ値を超えることを、前記クランプ比較器が示すときに、前記パワースイッチドライバとそのパワースイッチの前記制御端子との間の電流の流れの方向を反転させるように構成されている。
−前記パワースイッチの変数が、
・前記パワースイッチに印加する電圧と、
・前記パワースイッチに通電する電流の変化率と、
・前記パワースイッチに印加する電圧の変化率とのうちの少なくとも１つの変数から成る。

Ｆ１９．Ｆ１８の電力変換装置。当該電力変換装置は、前記パワースイッチの変数の兆候が前記パワースイッチのオフ期間中に前記クランプ値を超えることを、前記クランプ比較器が示すときに、前記反転を実行するように構成されている。

Ｆ２０．Ｆ１８又はＦ１９の電力変換装置。この場合、前記電力変換装置は、前記パワースイッチにわたって結合された容量性インピーダンスを有する。この場合、好ましくは、この容量性インピーダンスは、前記パワースイッチにわたって直列のインピーダンスを有する１つの分圧器から成る。当該直列インピーダンスの結合が、前記パワースイッチに印加する電圧の兆候を提供するように構成されている。この場合、それぞれの前記直列インピーダンスは、１つのコンデンサ（静電容量）を有する。

Ｆ２１．Ｆ１８〜Ｆ２０のうちのいずれか１つの電力変換装置。この場合、前記パワースイッチドライバは、Ｆ１〜Ｆ６のうちのいずれか１つのパワースイッチドライバとして定義される。

Ｆ２２．Ｆ１８〜Ｆ２１のうちのいずれか１つの電力変換装置。この場合、前記電力変換装置は、
−前記パワースイッチの変数の兆候を１つのリミット値と比較するために、少なくとも１つのリミット比較器を有する。

この場合、
−前記パワースイッチドライバは、前記パワースイッチの連続するそれぞれのオン・オフスイッチング中に、
・前記パワースイッチの変数の兆候が、このパワースイッチのオフ期間中に前記リミット値未満を保持することを、前記リミット比較器が示すならば、回路変数を減少させ、
・前記パワースイッチの変数の兆候が、このパワースイッチのオフ期間中に前記リミット値を超えることを、前記リミット比較器が示すならば、前記回路変数を増大させるように構成されている。
−前記回路変数は、
・前記パワースイッチドライバの制御可能な出力抵抗と、
・前記パワースイッチの制御端子に対する電流とのうちの少なくとも１つの回路変数から成る。
−前記パワースイッチの変数は、
・前記パワースイッチに印加する電圧と、
・前記パワースイッチに通電する電流の変化率と、
・前記パワースイッチに印加する電圧の変化率とのうちの少なくとも１つの変数から成る。

Ｆ２３．Ｆ２２の電力変換装置。この場合、前記回路変数は、前記制御可能な出力抵抗から成り、前記パワースイッチドライバは、１つの制御スイッチと前記制御可能な出力抵抗を有する制御可能な１つの抵抗器との直列接続から成る１つの出力段を有する。前記直列接続は、前記パワースイッチをターンオフするために前記制御端子の電流を供給する。

Ｆ２４．Ｆ２２の電力変換装置。この場合、パワースイッチドライバは、Ｆ１〜Ｆ６のうちのいずれか１つに記載のパワースイッチドライバである。この場合、前記回路変数は、前記制御可能な出力抵抗から成り、前記パワースイッチドライバは、前記回路変数の前記増大及び減少のうちの少なくとも１つを実行するために、前記少なくとも１つの抵抗器の抵抗を調整するように構成されている。

Ｆ２５．Ｆ２２の電力変換装置。この場合、パワースイッチドライバは、Ｆ１〜Ｆ６のうちのいずれか１つに記載のパワースイッチドライバである。この場合、前記制御端子に向かう電流は、前記出力回路によって供給される電流である。

Ｆ２６．Ｆ１８〜Ｆ２５のうちのいずれか１つの電力変換装置。当該電力変換装置は、少なくとも２つの相脚部に共通の電圧を印加するために、これらの相脚部と当該それぞれの相脚部にわたって結合された１つのＤＣリンクとを有する。この場合、前記パワースイッチドライバは、
−制御可能な１つの出力抵抗を提供し、前記パワースイッチをオフするための前記制御端子の電流を通電するための１つの出力段と、
−前記共通の電圧の兆候を受信するための１つのフィードバック線路と、
−前記フィードバック線路に結合され、且つこのフィードバック線路上で受信された当該電圧の兆候に基づいて前記制御可能な出力抵抗を制御するように構成されている１つのドライブ段制御装置とを有する。

Ｆ２７．Ｆ２６の電力変換装置。この場合、前記ドライブ段制御装置は、前記電圧の兆候が前記共通の電圧の増大を示すときに、前記制御可能な出力抵抗を増大させるように構成されている。

Ｆ２８．Ｆ２６又はＦ２７の電力変換装置。この場合、前記ドライブ段制御装置は、前記共通の電圧が１つの閾値リンク電圧値よりも上にあることを、前記電圧の兆候が示すときに、前記制御可能な出力抵抗を増大させるように構成されている。

Ｆ２９．Ｆ２６〜Ｆ２８のうちのいずれか１つの電力変換装置。当該電力変換装置は、複数のパワースイッチドライバを制御するための、前記ドライブ段制御装置から成る１つの中央制御装置を有する。

Ｆ３０．Ｆ２６〜Ｆ２９のうちのいずれか１つの電力変換装置。この場合、前記出力段は、１つの制御スイッチと前記制御可能な出力抵抗を有する制御可能な１つの抵抗器との直列接続から成る。

Ｆ３１．Ｆ２６〜Ｆ２９のうちのいずれか１つの電力変換装置。この場合、パワースイッチドライバは、Ｆ１〜Ｆ６のうちのいずれか１つに記載のパワースイッチドライバである。前記出力段は、前記電流出力回路を有する。この場合、前記パワースイッチドライバは、前記制御可能な出力抵抗の制御を実行するために、前記少なくとも１つの抵抗器の抵抗を調整するように構成されている。

Ｆ３２．Ｆ２６〜Ｆ３１のうちのいずれか１つの電力変換装置。当該電力変換装置は、前記ＤＣリンクを有する。

Ｆ３３．Ｆ１〜Ｆ６のうちのいずれか１つのパワースイッチドライバを有する電力変換装置。さらに好ましくは、当該電力変換装置は、Ｆ７〜Ｆ３２のうちのいずれか１つの電力変換装置である。

Ｆ３４．Ｆ１〜Ｆ６のうちのいずれか１つのパワースイッチドライバ又はＦ７〜Ｆ３３のうちのいずれか１つの電力変換装置。この場合、前記パワースイッチは、ＩＧＢＴ、ＭＯＳＦＥＴ、ＨＥＭＴ又はＪＦＥＴのうちの１つから成る。前記パワースイッチは、好ましくはシリコンカーバイド、窒化ガリウム及び／又はシリコンから成る。

当然に、効果的なその他の代替物も、上記の内容に基づいて想到される。例えば、ＩＧＢＴのスイッチング波形（図１２）のそれぞれの相（１〜１０）中に、異なるドライブ機構が、挙動を最適化するために採用され得る。幾つかの状況では、ドライブ電流を設定するための抵抗を有する電圧源が最適であり、他の時点では、電流源が有益であり、或る時点では、ゲート電圧を特定の電圧に保持するほうが良い。図６ａ、図６ｂ、図８ａ又は図８ｂの適応型ドライブのような適応型ドライブが、最適な１つの回路設計でこれらの３つの動作を充足させ得る。一実施例では、当該ドライブプロファイルは、１つのサイクル内に、負荷条件の変化に応じてサイクルごとに、又はパラメータの変化（例えば、エージングに起因する劣化）に応じて長期間にわたって動作中に固定又は変更され得る。

当然に、本発明は上記の実施例に限定されず、本出願に添付された特許請求の範囲の技術思想及び範囲内にある当業者に自明の変更例も含む。

Ｍ１ トランジスタ
Ｍ２ 駆動トランジスタ
Ｍ４ トランジスタ
Ｍ５ トランジスタ
Ｕ２ パワースイッチ
Ｒ２ 固定抵抗器
Ｒ５ 抵抗器
Ｒ６ カップリング抵抗
Ｒ８ 抵抗器
Ｃ１ コンデンサ
Ｃ２ コンデンサ
Ｑ１ トランジスタ
Ｉｓｏｕｒｃｅ 電流源
Ｖｒｅｆ 基準電圧
Ｖｒｅｆ１ 制御端子基準電圧
Ｉｒｅｆ 基準電流
Ｖｄｃ＿ｏｆｆｓｅｔ オフセット電圧
ＳＷ１、ＳＷ２ カップリングスイッチ
Ｕ１〜Ｕ４ ＩＧＢＴ
Ｃ１ コンデンサバンク
Ｄ１ 整流ダイオード
Ｄ１〜Ｄ４ フリーホイーリングダイオード、転流ダイオード
Ｌｅ 漂遊インダクタンス
Ｖｄｃ ＤＣバス電圧
ｄｉ／ｄｔ 電流の変化率
Ｌ 転流ループインダクタンス
Ｖｐｅａｋ ピーク電圧
Ｔ１ 過渡電圧サプレッサ（ＴＶＳ）
Ｌｓｔｒａｙ 漂遊インダクタンス
Ｌ１ 誘導性負荷
Ｌ２ インダクタンス
Ｖｃｌａｍｐ 基準電圧、クランプ値
Ｒｏｆｆ 抵抗器
Ｖｃｅ コレクタ・エミッタ電圧
Ｖｇｅ 制御端子電圧
Ｉｇ 制御端子電流、ゲート電流
Ｉｃ コレクタ電流
ｃ ＩＧＢＴ制御端子
ｋｅ 補助エミッタ、ケルビンエミッタ
ｅ パワーエミッタ

Claims (60)

1. 負荷をドライブするためのパワースイッチの制御端子をドライブするためのパワースイッチドライバにおいて、
   このパワースイッチドライバは、この制御端子に供給された電流を制御するために負帰還回路を有し、この負帰還回路は、
   −前記制御端子の電流を供給し、１つの電流出力回路によって供給された電流の大きさを制御するために、出力電流制御信号を受信するように構成されているこの電流出力回路であって、１つの電流源及び１つの電流シンクのうちの少なくとも１つを有するこの電流出力回路と、
   −前記制御端子から電圧を受信し、この電圧の兆候を出力するための１つの端子電圧入力回路と、
   −１つの増幅器の出力を生成するために当該端子電圧の兆候を増幅するために結合された１つの増幅器と、
   −前記増幅器の電荷供給入力部に結合された１つの基準電圧入力回路であって、少なくとも１つの抵抗器を有し、１つの基準電圧を受信するためのこの基準電圧入力回路とから構成されていて、
   −前記パワースイッチドライバが、前記増幅器の出力に応じて前記出力電流制御信号を生成するように構成されていて、
   −前記パワースイッチドライバが、前記端子電圧入力回路によって受信された電圧の増大の直後に応答して、前記電流出力回路によって供給された電流を減少させるように構成されている当該パワースイッチドライバ。
2. 前記電流出力回路は、前記基準電圧入力回路をエミュレートするように構成されている請求項１に記載のパワースイッチドライバ。
3. 前記少なくとも１つの抵抗器は、制御可能な１つの抵抗器を有する請求項１又は２に記載のパワースイッチドライバ。
4. 前記端子電圧入力回路は、前記制御端子に提供される前記インピーダンスを効果的に増大させるために前記基準電圧入力回路に結合している請求項１〜３のいずれか１項に記載のパワースイッチドライバ。
5. 前記パワースイッチドライバは、オフセット電圧を受信するための１つの入力ラインと、前記端子電圧入力回路の電圧の兆候を前記オフセット電圧と比較するための１つの比較器とから構成されている１つのオフセット電圧入力回路を有し、このオフセット電圧入力回路は、前記パワースイッチドライバが前記パワースイッチをドライブするために動作されるときに、前記パワースイッチの制御端子からの電圧の変化範囲が前記オフセット電圧によって設定されることを可能にする請求項１〜４のいずれか１項に記載のパワースイッチドライバ。
6. 前記パワースイッチドライバは、前記端子電圧入力回路の電圧に対する前記増幅器の制御に依存して無効にするための１つのカップリングスイッチを有し、好ましくは、前記ドライバは、前記負荷に通電する電流を監視するための１つの電流検出器を有し、この電流検出器が、１つの閾値電流未満の当該監視される電流を示すときに、当該依存を無効にし、当該依存が無効であるときに、前記パワースイッチドライバが、前記電流出力回路のほぼ一定の電流を供給するように構成されている請求項１〜５のいずれか１項に記載のパワースイッチドライバ。
7. 請求項１〜６のいずれか１項に記載のパワースイッチドライバを有する電力変換装置において、
   当該電力変換装置は、第１パワースイッチと第２パワースイッチとの直列接続から成る少なくとも１つのハーフブリッジ回路を有し、この第１パワースイッチ及びこの第２パワースイッチは、ハーフブリッジ回路の１つの出力ラインに結合された負荷をドライブするための電流を交互に通電するように構成されていて、それぞれの前記パワースイッチが、１つのダイオードに並列に結合されていて、前記電力変換装置が、それぞれの前記パワースイッチをドライブするために少なくとも１つの前記パワースイッチドライバを有し、前記パワースイッチドライバの少なくとも１つの抵抗器が、制御可能な抵抗器から成り、前記電力変換装置が、
   −複数の前記パワースイッチのうちの少なくとも１つのパワースイッチに通電する増大している電流のターンオン期間の少なくとも１つの開始を示すための１つのターンオン検出器を有し、
   −前記電力変換装置は、前記ターンオン期間中に前記ドライバの前記端子電圧入力回路の電圧に対するこのドライバの前記増幅器の制御の前記依存を有効にするために、前記ターンオン検出器の兆候に基づいて、少なくとも１つの前記パワースイッチドライバの前記カップリングスイッチを制御するように構成されている当該電力変換装置。
8. 前記ターンオン検出器は、前記ターンオン期間の継続を示すために、少なくとも１つの前記パワースイッチに通電する電流の増大する変化率と、引き続く減少する変化率とを検出するように構成されている請求項７に記載の電力変換装置。
9. 前記電力変換装置は、前記ターンオン期間に引き続く１つの期間中に前記ドライバの前記端子電圧入力回路の電圧に対するこのドライバの前記増幅器の制御の前記依存を有効にするために、少なくとも１つの前記パワースイッチドライバの前記カップリングスイッチを制御するように構成されていて、この電力変換装置は、当該引き続く期間の開始時に前記ドライバの前記制御可能な抵抗器の抵抗を増大させるように構成されている請求項７又は８に記載の電力変換装置。
10. 前記電力変換装置は、前記ターンオン期間に引き続く１つの期間中に前記ドライバの前記端子電圧入力回路の電圧に対するこのドライバの前記増幅器の制御の前記依存を無効にするために、少なくとも１つの前記パワースイッチドライバの前記カップリングスイッチを制御し、この電力変換装置が、当該引き続く期間中に前記ドライバの電流出力回路のほぼ一定の電流を供給するように構成されている請求項７又は８に記載の電力変換装置。
11. 前記電力変換装置は、
    −前記引き続く期間の開始時に少なくとも１つのパワースイッチに通電する電流の変化率の方向の反転と、
    −前記引き続く期間の終了時に前記少なくとも１つのパワースイッチに通電する電流の変化率の減少と、
    −前記引き続く期間の終了時の１つの閾値未満の前記パワースイッチに印加する電圧とのうちの少なくとも１つを示すために、１つのタイミング検出器を有し、
    −前記電力変換装置は、少なくとも１つの当該兆候の直後に応答して、前記依存の１つの期間を制御するために、前記カップリングスイッチの制御を実行するように構成されている請求項７〜１０のいずれか１項に記載の電力変換装置。
12. 請求項１〜６のいずれか１項に記載のパワースイッチドライバを有する電力変換装置において、
    当該電力変換装置は、第１パワースイッチと第２パワースイッチとの直列接続から成る少なくとも１つのハーフブリッジ回路を有し、この第１パワースイッチ及びこの第２パワースイッチは、前記ハーフブリッジ回路の１つの出力ラインに結合された前記負荷をドライブするための電流を交互に通電するように構成されていて、それぞれの前記パワースイッチが、１つの転流ダイオードに並列に結合されていて、前記電力変換装置が、それぞれの前記パワースイッチをドライブするために少なくとも１つの前記パワースイッチドライバを有し、前記パワースイッチドライバの少なくとも１つの抵抗器が、制御可能な抵抗器から成り、前記電力変換装置が、
    −１つの前記パワースイッチのスイッチングサイクルの少なくとも１つのフェーズの期間を測定するために１つのタイマー回路を有し、
    −前記電力変換装置は、少なくとも１つの前記測定期間に応じて前記制御可能な抵抗器の抵抗を調整するように構成されている当該電力変換装置。
13. 巻線を有する誘導性負荷をドライブするための電力変換装置おいて、
    当該電力変換装置は、第１パワースイッチと第２パワースイッチとの直列接続から成る少なくとも１つのハーフブリッジ回路を有し、この第１パワースイッチ及びこの第２パワースイッチは、前記ハーフブリッジ回路の１つの出力ラインに結合された負荷をドライブするための電流を交互に通電するように構成されていて、この電力変換装置は、それぞれの前記パワースイッチをドライブするために、請求項１〜６のうちのいずれか１項に記載の少なくとも１つのパワースイッチドライバを有し、当該パワースイッチドライバの少なくとも１つの抵抗器が、制御可能な抵抗器から成り、この電力変換装置は、
    −前記負荷に通電する電流を監視するための１つの電流検出器を有し、
    −前記電力変換装置は、前記電流検出器が１つの閾値電流未満の当該監視される電流を示すときに、少なくとも１つの前記ドライバの前記制御可能な抵抗器の抵抗を増大させるように構成されている当該電力変換装置。
14. それぞれの前記パワースイッチをドライブするために結合された前記パワースイッチドライバは、それぞれの前記パワースイッチに通電する電流を監視するために構成された前記電流検出器を有し、当該パワースイッチドライバは、この電流検出器が前記閾値電流未満の当該監視される電流を検出するときに、当該パワースイッチドライバの前記制御可能な抵抗器の抵抗を増大させるように構成されている請求項１３に記載の電力変換装置。
15. 前記電力変換装置は、前記監視される電流にほぼ反比例して、前記制御可能な抵抗器の抵抗を増大させるように構成されている請求項１３又は１４に記載の電力変換装置。
16. 前記抵抗は、前記ハーフブリッジ回路の前記第１パワースイッチ及び第２パワースイッチの少なくとも１つのパワースイッチからの電流の通電中に、前記出力ライン上の電圧の変化率を減少させるために増大される請求項１３〜１５のいずれか１項に記載の電力変換装置。
17. 前記電力変換装置は、少なくとも２つの前記ハーフブリッジ回路を有し、前記電力変換装置は、当該第１ハーフブリッジ回路の第１パワースイッチと当該第２ハーフブリッジ回路の第２パワースイッチとに電流を通電することによって前記負荷をドライブするように構成されていて、前記電力変換装置は、前記負荷の巻線に印加する電圧の変化率を減衰させるために、前記第１ハーフブリッジ回路の第１パワースイッチ及び前記第２ハーフブリッジ回路の第２パワースイッチのうちの少なくとも１つのパワースイッチの前記制御可能な抵抗器の抵抗を増大させるように構成されている請求項１３〜１６のいずれか１項に記載の電力変換装置。
18. 負荷をドライブするための１つのパワースイッチの１つの制御端子をドライブするための少なくとも１つのパワースイッチドライバを有する電力変換装置において、
    当該電力変換装置は、第１パワースイッチと第２パワースイッチの直列接続とから成る少なくとも１つのハーフブリッジ回路を有し、この第１パワースイッチ及びこの第２パワースイッチは、前記ハーフブリッジ回路の１つの出力ラインに結合された負荷をドライブするための電流を交互に通電するように構成されていて、それぞれの前記パワースイッチが、１つのダイオードに並列に結合されていて、前記少なくとも１つのパワースイッチドライバは、それぞれの前記パワースイッチをドライブするように構成されていて、前記電力変換装置は、
    −前記パワースイッチの変数の兆候を１つのクランプ値と比較するために、少なくとも１つのクランプ比較器を有し、
    −前記パワースイッチドライバは、前記パワースイッチの変数の兆候が前記クランプ値を超えることを、前記クランプ比較器が示すときに、前記パワースイッチドライバとそのパワースイッチの前記制御端子との間の電流の流れの方向を反転させるように構成されていて、
    −前記パワースイッチの変数が、
    ・前記パワースイッチに印加する電圧と、
    ・前記パワースイッチに通電する電流の変化率と、
    ・前記パワースイッチに印加する電圧の変化率とのうちの少なくとも１つの変数から成る当該電力変換装置。
19. 前記電力変換装置は、前記パワースイッチの変数の兆候が前記パワースイッチのオフ期間中に前記クランプ値を超えることを、前記クランプ比較器が示すときに、前記反転を実行するように構成されている請求項１８に記載の電力変換装置。
20. 前記電力変換装置は、前記パワースイッチにわたって結合された容量性インピーダンスを有し、好ましくは、この容量性インピーダンスは、前記パワースイッチにわたって直列のインピーダンスを有する１つの分圧器から成り、当該直列インピーダンスの結合が、前記パワースイッチに印加する電圧の兆候を提供するように構成されていて、それぞれの前記直列インピーダンスは、１つのコンデンサを有する請求項１８又は１９に記載の電力変換装置。
21. 請求項１８〜２０のうちのいずれか１項に記載の電力変換装置において、
    パワースイッチドライバが、請求項１〜６のうちのいずれか１項に記載のパワースイッチドライバとして定義される当該電力変換装置。
22. 前記電力変換装置は、
    −パワースイッチの変数の兆候を１つのリミット値と比較するために、少なくとも１つのリミット比較器を有し、
    −前記パワースイッチドライバは、前記パワースイッチの連続するそれぞれのオン・オフスイッチング中に、
    ・前記パワースイッチの変数の兆候が、このパワースイッチのオフ期間中に前記リミット値未満を保持することを、前記リミット比較器が示すならば、回路変数を減少させ、
    ・前記パワースイッチの変数の兆候が、このパワースイッチのオフ期間中に前記リミット値を超えることを、前記リミット比較器が示すならば、前記回路変数を増大させるように構成されていて、
    −前記回路変数は、
    ・前記パワースイッチドライバの制御可能な出力抵抗と、
    ・前記パワースイッチの制御端子に対する電流とのうちの少なくとも１つの回路変数から成り、
    −前記パワースイッチの変数は、
    ・前記パワースイッチに印加する電圧と、
    ・前記パワースイッチに通電する電流の変化率と、
    ・前記パワースイッチに印加する電圧の変化率とのうちの少なくとも１つの変数から成る請求項１８〜２１のいずれか１項に記載の電力変換装置。
23. 前記回路変数は、前記制御可能な出力抵抗から成り、前記パワースイッチドライバは、１つの制御スイッチと前記制御可能な出力抵抗を有する制御可能な１つの抵抗器との直列接続から成る１つの出力段を有し、前記直列接続は、前記パワースイッチをターンオフするために前記制御端子の電流を供給する請求項２２に記載の電力変換装置。
24. 前記パワースイッチドライバは、請求項１〜６のうちのいずれか１項に記載のパワースイッチドライバであり、前記回路変数は、前記制御可能な出力抵抗から成り、前記パワースイッチドライバは、前記回路変数の前記増大及び減少のうちの少なくとも１つを実行するために、前記少なくとも１つの抵抗器の抵抗を調整するように構成されている請求項２２に記載の電力変換装置。
25. 前記パワースイッチドライバは、請求項１〜６のうちのいずれか１項に記載のパワースイッチドライバであり、前記制御端子に向かう電流が、前記出力回路によって供給される電流である請求項２２に記載の電力変換装置。
26. 前記電力変換装置は、少なくとも２つの相脚部に共通の電圧を印加するために、これらの相脚部と当該それぞれの相脚部にわたって結合された１つのＤＣリンクとを有し、前記パワースイッチドライバは、
    −制御可能な１つの出力抵抗を提供し、前記パワースイッチをオフするための前記制御端子の電流を通電するための１つの出力段と、
    −前記共通の電圧の兆候を受信するための１つのフィードバック線路と、
    −前記フィードバック線路に結合され、且つこのフィードバック線路上で受信された当該電圧の兆候に基づいて前記制御可能な出力抵抗を制御するように構成されている１つのドライブ段制御装置とを有する請求項１８〜２５のいずれか１項に記載の電力変換装置。
27. 前記ドライブ段制御装置は、前記電圧の兆候が前記共通の電圧の増大を示すときに、前記制御可能な出力抵抗を増大させるように構成されている請求項２６に記載の電力変換装置。
28. 前記ドライブ段制御装置は、前記共通の電圧が１つの閾値リンク電圧値よりも上にあることを、前記電圧の兆候が示すときに、前記制御可能な出力抵抗を増大させるように構成されている請求項２６又は２７に記載の電力変換装置。
29. 前記電力変換装置は、複数のパワースイッチドライバを制御するための、前記ドライブ段制御装置から成る１つの中央制御装置を有する請求項２６〜２８のいずれか１項に記載の電力変換装置。
30. 前記出力段は、１つの制御スイッチと前記制御可能な出力抵抗を有する制御可能な１つの抵抗器との直列接続から成る請求項２６〜２９のいずれか１項に記載の電力変換装置。
31. 前記パワースイッチドライバは、請求項１〜６のうちのいずれか１項に記載のパワースイッチドライバであり、前記出力段は、前記電流出力回路を有し、前記パワースイッチドライバは、前記制御可能な出力抵抗の制御を実行するために、前記少なくとも１つの抵抗器の抵抗を調整するように構成されている請求項２６〜２９のいずれか１項に記載の電力変換装置。
32. 前記電力変換装置は、前記ＤＣリンクを有する請求項２６〜３１のいずれか１項に記載の電力変換装置。
33. 請求項１〜６のうちのいずれか１項に記載のパワースイッチドライバを有する電力変換装置において、
    前記電力変換装置は、請求項７〜３２のうちのいずれか１項に記載の電力変換装置である当該電力変換装置。
34. 請求項１〜６のうちのいずれか１項に記載のパワースイッチドライバ又は請求項７〜３３のうちのいずれか１項に記載の電力変換装置において、
    前記パワースイッチは、ＩＧＢＴ、ＭＯＳＦＥＴ、ＨＥＭＴ又はＪＦＥＴのうちの１つから成り、前記パワースイッチは、好ましくはシリコンカーバイド、窒化ガリウム及び／又はシリコンから成る当該パワースイッチ又は当該電力変換装置。
35. ここに記載されている、好ましくはここに記載され、図示されている電力変換装置又はパワースイッチドライバ。
36. 負荷をドライブするための１つのパワースイッチの１つの制御端子をドライブするためのパワースイッチドライバにおいて、
    当該パワースイッチドライバは、
    −制御端子基準電圧を供給するための制御可能な１つの電圧源と、
    −前記制御端子基準電圧にしたがって前記パワースイッチの前記制御端子の電圧を制御するために、前記制御端子の電圧を変更する出力信号を供給するように構成された１つの電圧制御回路と、
    −前記パワースイッチの電流又は電圧のうちの少なくとも１つの電流又は電圧の変化率を示す信号を生成し、このパワースイッチドライバの出力回路のインピーダンスの減少を示す前記信号に応じて、前記制御端子基準電圧を減少させて、制御される電圧を減少させるために前記制御可能な電圧源を制御する１つのフィードバック回路とを有する当該パワースイッチドライバ。
37. 前記電圧制御回路は、前記制御端子基準電圧と前記制御端子の電圧の兆候とに応じて、前記パワースイッチドライバの１つの出力段を制御するように構成された１つのゲート電圧フィードバック回路を有し、前記出力段が、このゲート電圧フィードバック回路の出力に応じて、制御される電圧の減少を制御するように構成されている請求項３６に記載のパワースイッチドライバ。
38. 前記パワースイッチドライバは、
    −前記パワースイッチのターンオンを指示するためにターンオン信号を受信するための１つの入力ラインを有し、
    −前記電圧制御回路が、前記ターンオン信号に応じて、前記制御端子の電圧をブースト電圧に上昇させるように構成されていて、
    −前記制御される電圧の減少は、前記ブースト電圧からの減少である請求項３６又は３７に記載のパワースイッチドライバ。
39. 前記フィードバック回路は、前記変化率を示す信号を受信し、当該受信された信号を１つの閾値と比較するために１つの比較器を有し、この比較器は、インピーダンスの減少の兆候を提供するためにこの比較器の結果を出力するように構成されている請求項３６〜３８のいずれか１項に記載のパワースイッチドライバ。
40. −前記電圧制御回路が、前記ターンオン信号に応じて、前記パワースイッチの前記制御端子に第１電圧を生成するために、前記出力信号を制御するように構成されていて、
    −前記電圧制御回路が、前記ターンオン信号に対する応答後の時間遅延時点で前記パワースイッチの制御端子に第２ブースト電圧を生成するために、前記出力信号をさらに制御するように構成されている請求項３６〜３９のいずれか１項に記載のパワースイッチドライバ。
41. 前記第１電圧は、前記パワースイッチをターンオンするための電圧である請求項３６〜４０のいずれか１項に記載のパワースイッチドライバ。
42. 前記ブースト電圧よりも下に減少した前記制御端子基準電圧は、前記第１電圧であり、さらに好ましくは前記第１電圧未満である請求項４１に記載のパワースイッチドライバ。
43. 前記減少した制御端子基準電圧は、前記パワースイッチをオンに保持することである請求項３６〜４２のいずれか１項に記載のパワースイッチドライバ。
44. 前記フィードバック回路は、前記制御端子基準電圧を減少させるために制御した後の時間遅延時点で、前記パワースイッチをターンオフするために、この制御端子基準電圧を減少させて前記制御可能な電圧源を制御するように構成されている請求項３６〜４３のいずれか１項に記載のパワースイッチドライバ。
45. 請求項３６〜４４のうちのいずれか１項に記載のパワースイッチドライバにおいて、
    当該パワースイッチドライバは、前記制御端子に供給される電流を制御するために負帰還回路を有し、当該負帰還回路は、
    −１つの電流出力回路によって供給される電流の大きさを制御するために、前記制御端子の電流を供給し、出力電流制御信号を受信するように構成された、１つの電流源及び１つの電流シンクのうちの少なくとも１つから成る前記電流出力回路と、
    −前記制御端子から電圧を受信し、前記電圧の兆候を出力するための１つの端子電圧入力回路と、
    −当該端子電圧の兆候を増幅し、増幅器の出力を生成するために結合された１つの増幅器と、
    −少なくとも１つの抵抗器から成り、前記増幅器の電荷供給入力部に結合され、１つの基準電圧を受信するための１つの基準電圧入力回路とを有し、
    −前記パワースイッチドライバが、前記増幅器の出力に応じて前記出力電流制御信号を生成するように構成されていて、
    −前記パワースイッチドライバが、前記端子電圧入力回路によって受信された電圧の増大の直後に応答して、前記電流出力回路によって供給された電流を減少させるように構成されている請求項３６〜４４のいずれか１項に記載のパワースイッチドライバ。
46. 前記電流出力回路は、前記基準電圧入力回路をエミュレートするように構成されている請求項４５に記載のパワースイッチドライバ。
47. 前記パワースイッチドライバは、
    −前記端子電圧入力回路に対する前記増幅器の制御に応じて無効にするための１つのカップリングスイッチを有する請求項４５又は４６に記載のパワースイッチドライバ。
48. 前記パワースイッチドライバは、
    −前記制御端子基準電圧に対する前記増幅器の制御に依存して有効にするための１つのカップリングスイッチを有する請求項４５〜４７のいずれか１項に記載のパワースイッチドライバ。
49. 前記パワースイッチドライバは、前記パワースイッチの電流の前記変化率を示す信号を提供するために、インダクタンスに印加する電圧を監視するように構成されている請求項３６〜４８のいずれか１項に記載のパワースイッチドライバ。
50. 前記パワースイッチは、ＩＧＢＴ、ＭＯＳＦＥＴ、ＨＥＭＴ又はＪＦＥＴのうちの１つから構成されていて、当該パワースイッチは、好ましくはシリコンカーバイド、窒化ガリウム及び／又はシリコンから成る請求項３６〜４９のいずれか１項に記載のパワースイッチドライバ。
51. 前記パワースイッチドライバは、前記パワースイッチを有する請求項３６〜５０のいずれか１項に記載のパワースイッチドライバ。
52. 請求項５１に記載のパワースイッチドライバを有する電力変換装置。
53. 負荷をドライブするパワースイッチの制御端子に対してドライブ信号を制御するための方法において、
    当該方法は、
    −１つのターンオン信号に応じて、１つのブースト電圧を前記制御端子に生成するために前記ドライブ信号を制御し、このブースト電圧が、前記パワースイッチをターンオンすることと、
    −前記制御端子の電圧が、前記ブースト電圧であるときに、前記パワースイッチを有する出力回路のインピーダンスの減少を検出するために、前記パワースイッチの電流及び電圧のうちの少なくとも１つを監視することと、
    −当該監視される電流又は電圧が、前記インピーダンスの減少を示すときに、前記制御端子の電圧を前記ブースト電圧未満に減少させることとを有する当該方法。
54. 前記ブースト電圧を生成するために前記ドライブ信号を制御する請求項５３に記載の方法において、
    当該方法は、
    −前記ターンオン信号に応じて、第１電圧を前記制御端子に生成するために前記ドライブ信号を制御し、この第１電圧が、前記パワースイッチをターンオンすることと、
    −前記ターンオン信号後の時間遅延時点で、第２電圧を前記制御端子に生成するために前記ドライブ信号をさらに制御することとを有し、この第２電圧は、前記ブースト電圧であり、前記デバイスを低い損失状態にターンオンするためにさらに制御する当該方法。
55. 前記時間遅延は、前記パワースイッチに印加する電圧が１つの閾値未満に低下するときに終了する請求項５３又は５４に記載の方法。
56. 電圧を前記ブースト電圧未満に減少させることは、電圧を前記第１電圧に減少させることから成る請求項５３〜５５のいずれか１項に記載の方法。
57. 前記制御端子の電圧を前記ブースト電圧未満に減少させた後の時間遅延時点で、前記パワースイッチをターンオフすることから成り、好ましくは、前記時間遅延は、プリセットされた時間遅延であり、あるいは、好ましくは、前記時間遅延の終了は、１つの閾値を前記パワースイッチの電圧信号及び電流信号のうちの少なくとも１つと比較することによって決定される請求項５３〜５６のいずれか１項に記載の方法。
58. 前記監視は、前記パワースイッチに通電する電流の変化率を監視することから成る請求項５３〜５７のいずれか１項に記載の方法。
59. 前記方法は、インピーダンスの減少の兆候を提供するために、当該監視される電流の変化率を１つの閾値と比較することから成る請求項５３〜５８のいずれか１項に記載の方法。
60. 前記監視は、前記パワースイッチとこのパワースイッチの出力に結合された負荷とから成る前記出力回路の短絡条件を検出することである請求項５３〜５９のいずれか１項に記載の方法。

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