JP2000333439A - スナバ回路及び電力変換装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】 本発明は、高速スイッチング動作するパワ
ーデバイスのスナバ回路であっても電力損失が少なく、
また、パワーデバイスのターンオフ直後のサージ電圧の
ｄＶ／ｄｔも低減できるスナバ回路を提供する。 【解決手段】 本発明は、パワーデバイス１１に逆並
列接続されたダイオード１２と、コンデンサ１３とダイ
オード１４とから成る直列回路と、抵抗器１６と、ダイ
オード１４に並列接続されたコンデンサ１７とを有す
る。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、高速スイッチング
動作を行なうパワーデバイスをターンオフ動作させた時
発生するサージ電圧を吸収するスナバ回路と、そのスナ
バ回路を応用した電力変換装置に関する。

【０００２】

【従来の技術】パワーデバイスのスナバ回路としては、
従来より図８や図９の如き種々の回路方式が公知であ
る。図８において、１１はパワーデバイス、１２はダイ
オード、１３はコンデンサ、１４はダイオード、１５は
抵抗器である。この図８に示すパワーデバイスのスナバ
回路においては、パワーデバイス１１と逆並列接続され
たダイオード１２が負荷電流を分担し、パワーデバイス
１１がターンオフ動作すると負荷電流が流れていた回路
のインダクタンス分などによって蓄えられていたエネル
ギーがダイオード１４を介してコンデンサ１３を充電す
る。

【０００３】コンデンサ１３の充電電圧がターンオフし
たパワーデバイス１１にサージ電圧として印加されるた
め、コンデンサ１３の容量は、パワーデバイス１１の定
格に応じて大きな容量のコンデンサが要求される。例え
ば、４．５ｋＶ−４ｋＡのＧＴＯをパワーデバイス１１
として使用すると４μＦのコンデンサ１３が一般的に設
けられていた。

【０００４】他方、パワーデバイス１１がターンオンす
るとコンデンサ１３の充電電荷は抵抗器１５を介して放
電し、熱損失として消費されていた。この結果パワーデ
バイス１１がＧＴＯ素子やサイリスタなどの如く低速の
スイッチングを行なうパワーデバイスの場合には、図８
のスナバ回路は有効であった。しかしながら、最近の高
速スイッチング動作を行ない、インバータ回路でＰＷＭ
制御を行なうようなＭＯＳ−ＦＥＴ、ＩＧＢＴ、ＩＥＧ
Ｔ（Injection Enhanced Gate Transistor）などをパワ
ーデバイス１１として採用した回路のスナバ回路では、
コンデンサ１３の充電エネルギーが毎回のスイッチング
動作ごとに消費されるため、損失が大きく抵抗器１５も
大電力定格の物が必要となる欠点があった。

【０００５】また、図９に示すパワーデバイス１１のス
ナバ回路は、最近の高速スイッチング動作を行なう３パ
ワーデバイスであるＭＯＳ−ＦＥＴ、ＩＧＢＴ、ＩＥＧ
Ｔなどのスナバ回路として採用されている。図９におい
て、コンデンサ１３の充電電荷は、抵抗器１６を介して
放電されるが、パワーデバイス１１のターンオフ直前の
充電電圧ＶＣ１は、動作回路の直流電源電圧程度で、抵
抗器１６を介して放電させる電荷は、毎回のスイッチン
グ動作で充電されるサージ電圧を前記充電電圧ＶＣ１の
差の電圧に相当する電荷分である。

【０００６】このように、図９に示したスナバ回路は、
パワーデバイス１１のターンオフ直前にコンデンサ１３
が充電電圧ＶＣ１を保持しているから、熱損失として消
費される充電電荷も少なく、抵抗器１６も小形化できる
効率の高いパワーデバイスのスナバ回路である。

【０００７】図１０は、図９のパワーデバイス１１のス
イッチング動作時の電圧波形を示したものである。パワ
ーデバイス１１が時刻ｔ１でターンオフすると、ダイオ
ード１４が導通してスイッチングエネルギーの吸収を開
始するが、ダイオード１４の導通と同時にパワーデバイ
ス１１にはコンデンサ１３のその時の充電電圧ＶＣ１が
ステップ的に印加される。

【０００８】このように非常に大きな電圧立ち上り（高
ｄＶ／ｄｔ）の電圧が発生すると、パワーデバイス１１
自身のｄＶ／ｄｔ耐量が充分かの検討や、応用回路の入
力電源側や出力負荷側に対しても高ｄＶ／ｄｔのサージ
電圧の影響が高周波ノイズ電圧などとして問題を発生し
ないように対策を行なう必要があった。

【０００９】

【発明が解決しようとする課題】従来のパワーデバイス
のスナバ回路では、パワーデバイスのターンオン時にス
ナバ回路のコンデンサの充電電荷を放電させる回路構成
（以下、放電形スナバ回路という）の場合、パワーデバ
イスを高速スイッチングさせるとスナバ回路の電力損失
が大きく、このスナバ回路を応用した電力変換装置も前
記電力損失が大きいため、運転効率が低下し、装置が大
形化する問題があった。

【００１０】また、パワーデバイスのターンオン中にス
ナバ回路のコンデンサの充電電荷を所定値までしか放電
させない回路構成（以下、クランプ形スナバ回路と呼
ぶ）の場合、パワーデバイスを高速スイッチングさせて
もスナバ回路での電力損失を小さくすることができる
が、パワーデバイスのターンオフ直後に高ｄＶ／ｄｔの
サージ電圧が発生するから、パワーデバイス自身のｄＶ
／ｄｔの耐量の増加や、このスナバ回路を応用した電力
変換装置では、装置外部への高周波ノイズの影響を与え
ないように対処する必要があった。

【００１１】本発明は、上記問題点を鑑みてなされたも
ので、その目的は、高速スイッチング動作するパワーデ
バイスのスナバ回路であっても電力損失が少なく、ま
た、パワーデバイスのターンオフ直後のサージ電圧のｄ
Ｖ／ｄｔも低減できるスナバ回路と、そのスナバ回路を
応用して高効率で装置外部への高周波ノイズの影響を低
減した電力変換装置を提供することにある。

【００１２】

【課題を解決するための手段】上記目的を達成するため
に、請求項１に係る発明は、スイッチング動作するパワ
ーデバイスの両端に設けられ、上記パワーデバイスがオ
フする時のサージ電圧を吸収するスナバ回路において、
コンデンサとダイオードとから成る直列回路と、上記ダ
イオードに並列接続されたコンデンサとを備えたことを
特徴とする。従って、パワーデバイスがターンオフした
直後、スナバ回路のダイオードと並列接続したコンデン
サの充電電荷を放電させるように動作するから、パワー
デバイスのサージ電圧は、ダイオードと直列のコンデン
サの充電電圧までステップ的に上昇せず、パワーデバイ
スのターンオフ直後のｄＶ／ｄｔを低減させることがで
きる。

【００１３】また、請求項２に係る発明は、上記直列回
路の中点より、上記直列回路のコンデンサの充電電荷の
一部をインピーダンス素子を介して放電させる放電ルー
プを形成したことを特徴とする。従って、ダイオードと
直列接続されたコンデンサの充電電荷を放電させる放電
ループを設けたことによって、パワーデバイスが高速ス
イッチング動作しても、パワーデバイスのターンオフ直
前の前記コンデンサの充電電荷を所定値に抑制できる。

【００１４】更に、請求項３に係る発明は、上記直列回
路のダイオードと並列にコンデンサと抵抗器とから成る
直列回路を設けたことを特徴とする。従って、ダイオー
ドと並列接続したコンデンサと、ダイオード直列接続し
たコンデンサがパワーデバイスを介して直列ループを形
成し、パワーデバイスのサージ電圧を振動系にする可能
性もあるが、抵抗器を挿入することによって、パワーデ
バイスのサージ電圧の振動を防止することができる。

【００１５】また、請求項４に係る発明は、上記直列回
路の中点をインピーダンス素子を介して直流母線に接続
して、上記直列回路のコンデンサの充電電荷の一部を直
流電源側に回生したことを特徴とする。従って、ダイオ
ードと直列接続されたコンデンサの充電電荷の一部をイ
ンピーダンス素子を介して直流電源に回生するから、ス
ナバ回路の電力損失を低減できる。

【００１６】更に、請求項５に係る発明は、直列接続さ
れたパワーデバイスの両端にそれぞれ設けられ、上記パ
ワーデバイスがオフする時のサージ電圧を吸収するスナ
バ回路において、コンデンサとダイオードとから成る直
列回路と、上記ダイオードに並列接続されたコンデンサ
とを備え、上記直列接続されたパワーデバイスのターン
オフ直後の電圧上昇率を、上記ダイオードと並列接続さ
れた上記コンデンサで抑制し、それ以降のサージ電圧は
上記ダイオードと直列接続された上記コンデンサで抑制
することを特徴とする。

【００１７】従って、直列接続されたパワーデバイスの
わずかなターンオフタイミングの差によって、一方のパ
ワーデバイスにのみ過渡的な過電圧が印加される可能性
があったが、スナバ回路のダイオードと並列接続したコ
ンデンサの作用によって、一方のパワーデバイスへの過
渡的な過電圧の印加を防止することができる。

【００１８】また更に、請求項６に係る発明は、スイッ
チング動作する複数のパワーデバイスと、このパワーデ
バイスの両端に設けられ、コンデンサとダイオードとか
ら成る直列回路と上記ダイオードに並列接続されたコン
デンサとを有し、上記パワーデバイスがオフする時のサ
ージ電圧を吸収するスナバ回路とを備えたことを特徴と
する。

【００１９】従って、スナバ回路がクランプ形スナバ回
路と放電形スナバ回路の特徴を併せ持つから、パワーデ
バイスを１Ｓ接続した電力変換装置でも、パワーデバイ
スを直列接続した電力変換装置でも、スナバ回路の電力
損失が小さく、電力変換装置の運転効率も高く、電力変
換装置外部への高周波ノイズの発生が小さい電力変換装
置とすることができる。

【００２０】

【発明の実施の形態】以下、本発明の実施の形態につい
て、図面を用いて説明する。

【００２１】（第１の実施の形態）本発明の第１の実施
の形態について、図１及び図２を用いて説明する。図１
に示すように、本実施の形態は、パワーデバイス１１に
逆並列接続されたダイオード１２と、コンデンサ１３と
ダイオード１４との直列回路と、抵抗器１６と、ダイオ
ード１４に並列接続されたコンデンサ１７とから、パワ
ーデバイス１１のスナバ回路を構成している。

【００２２】図１に示す本実施の形態であるスナバ回路
の動作を、図２に示す電圧波形と合せて説明する。図２
において、（１）はパワーデバイス１１の印加電圧で、
時刻ｔ１でパワーデバイス１１はターンオフ動作し、時
刻ｔ３でターンオン動作する。（２）はコンデンサ１３
の電圧波形、（３）はコンデンサ１７の電圧波形であ
る。時刻ｔ１でパワーデバイス１１がターンオフ動作す
る時、コンデンサ１３は従来技術の図９と同様に所定の
電圧ＶＣ２まで充電電荷を有しているが、コンデンサ１
７もコンデンサ１３と逆極性に所定の電圧ＶＣ２まで充
電電荷を有している。

【００２３】従って、時刻ｔ１でパワーデバイス１１が
ターンオフ動作を開始しても、コンデンサ１７の逆極性
の充電電荷が放電される時刻ｔ２までのパワーデバイス
１１の印加電圧はゆるやかに上昇し、コンデンサ１７の
充電電荷が零となった時のパワーデバイス１１の印加電
圧ＶＣ１からは、ダイオード１６が導通してコンデンサ
１３の充電電圧がパワーデバイス１１の印加電圧とな
る。

【００２４】更に、時刻ｔ３でパワーデバイス１１がタ
ーンオン動作を開始し、時刻ｔ４でパワーデバイス１１
が完全に導通すると、コンデンサ１３の充電電荷の一部
はコンデンサ１７を通して放電され、コンデンサ１７に
は、コンデンサ１３の充電電圧に対応する逆極性の充電
電圧が保持され、パワーデバイス１１の次のターンオフ
動作に備える。

【００２５】図１に示した本実施の形態であるスナバ回
路では、パワーデバイス１１がターンオフ動作した時刻
ｔ１から時刻ｔ２までの電圧上昇率（ｄＶ／ｄｔ）を抑
制できる。また時刻ｔ２以降はコンデンサ１３の容量を
コンデンサ１７の容量より大きくすると、一層ｄＶ／ｄ
ｔはゆるやかに出来る。コンデンサ１３の容量がコンデ
ンサ１７の容量に比較して大きいので、パワーデバイス
１１のターンオフ動作時にスナバ回路に蓄えられるエネ
ルギーの大部分は抵抗器１６を介して回生し、運転効率
が高いパワーデバイスのスナバ回路とすることができ
る。

【００２６】（第２の実施の形態）本発明の第２の実施
の形態について、図３を用いて説明する。図３におい
て、Ｅｄｃは直流電源である。パワーデバイス１１がタ
ーンオフ動作してから、次のターンオン動作するまでの
時間、コンデンサ１３の充電電荷の一部を抵抗器１６を
介して直流電源Ｅｄｃに回生する。またコンデンサ１７
の充電電荷はこの期間ほとんど零であるため、変動は少
ない。コンデンサ１３の充電電荷を直流電源Ｅｄｃに抵
抗器１６を介して回生することができるから、パワーデ
バイスのスナバ回路での電力損失が少なく、運転効率の
高いパワーデバイスのスナバ回路をすることができる。

【００２７】（第３の実施の形態）本発明の第３の実施
の形態について、図４を用いて説明する。図４におい
て、コンデンサ１７を直列に抵抗器１８を挿入してい
る。パワーデバイス１１がターンオン動作した時、コン
デンサ１３の充電電荷はコンデンサ１７を介して放電開
始するが、この時パワーデバイスに流れる電流を抵抗器
１８によって抑制する事ができる。また、コンデンサ１
３−コンデンサ１７−パワーデバイス１１−コンデンサ
１３で形成されるループは配線インダクタンスの影響な
どによって振動ループとなり易いが、抵抗器１８の挿入
によって振動を抑制できる。

【００２８】図４の如く抵抗器１８を挿入しても、上述
した第１及び第２の実施の形態の作用を有するととも
に、パワーデバイス１１のターンオン時の電流立上りも
抑制できるからパワーデバイス１１のターンオン損失も
減少でき、一層運転効率の高いパワーデバイスのスナバ
回路とすることができる。

【００２９】（第４の実施の形態）本発明の第４の実施
の形態について、図５を用いて説明する。図５におい
て、パワーデバイス１１を直流電源Ｅｄの直流端子Ｐ、
Ｎ間に２個直列に接続し、その中点から交流出力端子Ｕ
を出力して、ＰＷＭインバータの１相分を構成する。こ
の構成で、上側アームのパワーデバイス１１のスナバ回
路の抵抗器１６は一方の端子を直流端子Ｎに、下側アー
ムのパワーデバイス１１のスナバ回路の抵抗１６は一方
の端子を直流端子Ｐに接続する。

【００３０】図５の如く構成することによって、上側ア
ームのコンデンサ１３の充電電荷は、コンデンサ１３−
直流電源Ｅｄ−抵抗器１６−コンデンサ１３のループ
で、下側アームのコンデンサ１３の充電電荷は、コンデ
ンサ１３−抵抗器１６−直流電源Ｅｄ−コンデンサ１３
のループで、充電電荷を直流電源Ｅｄに回生することが
できる。

【００３１】ここで図５に示したパワーデバイス１１の
スナバ回路は図１に示した構成としているが、図４に示
した構成であっても同様に作用し、運転効率の高いパワ
ーデバイスのスナバ回路とすることができる。

【００３２】（第５の実施の形態）本発明の第５の実施
の形態について、図６を用いて説明する。図６におい
て、パワーデバイス１１は２個直列接続して、同一タイ
ミングでオン・オフ制御される場合のスナバ回路を図示
している。２個以上のパワーデバイス１１を直列接続し
て、同一タイミングでオン・オフするように制御信号を
与えても、パワーデバイス１１の内部用量の差などによ
って実際のオン・オフは同一タイミングではできず、微
少な時間差で動作することが知られている。

【００３３】本実施の形態の場合、パワーデバイス１１
のターンオフ時の微少な時間により最初にターンオフ開
始したパワーデバイスに過電圧がかかろうとしても、図
２でも説明したようにパワーデバイス１１の印加電圧の
ｄＶ／ｄｔがコンデンサ１７の作用でゆるやかとなるた
め、上記過電圧のｄＶ／ｄｔも抑制することができる。

【００３４】また、パワーデバイス１１のターンオン時
は、動作が遅れたパワーデバイス１１に過電圧がかかろ
うとするが、本実施の形態ではコンデンサ１３の容量を
比較的大きくしてもスナバ回路の損失を増加させないか
ら、比較的大きな容量のスナバコンデンサ１３によっ
て、ターンオンが遅れたパワーデバイス１１の過電圧の
上昇を抑制できる。

【００３５】以上の如く、本発明の請求項１から請求項
４のパワーデバイスのスナバ回路を、直列接続して同一
タイミングでオン・オフ制御するパワーデバイス11に適
用することによって、運転効率の高いパワーデバイスの
スナバ回路とするとともに、パワーデバイス11の直列接
続動作時の過渡的な過電圧を抑制することもできる。

【００３６】（第６の実施の形態）本発明の第６の実施
の形態について、図７を用いて説明する。図７におい
て、第４の実施の形態の構成のパワーデバイス１１のス
ナバ回路で三相ＰＷＭインバータ回路を構成したもので
ある。そして、スナバ回路を電力変換装置のそれぞれの
パワーデバイス１１のスナバ回路に応用することによっ
て、図２に図示するように時刻ｔ１からｔ２の期間はコ
ンデンサ１７の作用によってｄＶ／ｄｔが抑制され、ま
た、時刻ｔ２以降はコンデンサ１７より大きな容量のコ
ンデンサ１３の作用によってパワーデバイス１１の印加
電圧のｄＶ／ｄｔは一層小さい値に抑制される。

【００３７】従って、パワーデバイス１１のターンオフ
時のサージ電圧に起因する高周波ノイズが電力変換装置
外部へ移行することを低減できる。また、パワーデバイ
ス１１を高速スイッチング動作させてもスナバ回路の充
電電荷を回生して、電力損失を低減し、運転効率の高い
電力変換装置とすることができる。また、直列接続した
パワーデバイスで構成された電力変換装置であっても、
直列接続したパワーデバイスのスイッチング時の過渡電
圧の変動を抑制した信頼性の高い電力変換装置とするこ
とができる。

【００３８】以上説明したように、本発明の第１乃至第
５の実施の形態によれば、パワーデバイスがターンオフ
動作する直後は放電形スナバ回路の特徴と同様に、サー
ジ電圧のｄＶ／ｄｔを抑制することができ、これ以降は
クランプ形スナバ回路の特徴と同様に一層のサージ電圧
のｄＶ／ｄｔ低減とスナバ回路の充電電荷の回生を行な
うことができる。従って、パワーデバイスが高速スイッ
チング動作してもスナバ回路損失が少なく、サージ電圧
のｄＶ／ｄｔも低く、運転効率の高いパワーデバイスの
スナバ回路を提供することができる。

【００３９】また、本発明の第５の実施の形態によれ
ば、直列接続されたパワーデバイスのスナバ回路におい
て、直列接続されたパワーデバイス相互の微少な特性差
による過渡的なサージ電圧のｄＶ／ｄｔを抑制すること
ができる。従って、上記効果に併せて、直列接続された
パワーデバイスの運転信頼性を向上させたパワーデバイ
スのスナバ回路を提供できる効果がある。

【００４０】更に、本発明の第６の実施の形態によれ
ば、電力変換装置のスナバ回路を放電形スナバ回路とク
ランプ形スナバ回路の両方の特徴を有するスナバ回路と
することによって、電力変換装置の外部へ移行する高周
波ノイズを抑制する回路を低減でき、外部移行の高周波
ノイズが少なく、運転効率が高い電力変換装置を提供で
きる効果がある。

【００４１】

【発明の効果】以上述べたように、本発明によれば、高
速スイッチング動作するパワーデバイスのスナバ回路で
あっても電力損失が少なく、またパワーデバイスのター
ンオフ直後のサージ電圧のｄＶ／ｄｔも低減できるパワ
ーデバイスのスナバ回路と、そのスナバ回路を応用して
高効率で装置外部への高周波ノイズの影響を低減した電
力変換装置を提供することができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】 本発明の第１の実施の形態を示す構成図。

【図２】 図１に示した本発明の第１の実施の形態の
動作を示すタイムチャート。

【図３】 本発明の第２の実施の形態を示す構成図。

【図４】 本発明の第３の実施の形態を示す構成図。

【図５】 本発明の第４の実施の形態を示す構成図。

【図６】 本発明の第５の実施の形態を示す構成図。

【図７】 本発明の第６の実施の形態を示す構成図。

【図８】 従来のパワーデバイスのスナバ回路の構成
図。

【図９】 従来のパワーデバイスのスナバ回路の構成
図。

【図１０】 図９に示したパワーデバイスのスナバ回路
の動作を示すタイムチャート。

【符号の説明】

１１…パワーデバイス、１２…ダイオード、１３…コン
デンサ、１４…ダイオード、１５…抵抗器、１６…抵抗
器、１７…コンデンサ、１８…抵抗器、Ｅｄｃ…直流電
源Ｅｄｃ、Ｅｄ…直流電源、Ｐ、Ｓ、Ｔ…交流出力端
子、Ｐ、Ｎ…直流端子。

Claims (6)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 スイッチング動作するパワーデバイス
   の両端に設けられ、前記パワーデバイスがオフする時の
   サージ電圧を吸収するスナバ回路において、コンデンサ
   とダイオードとから成る直列回路と、前記ダイオードに
   並列接続されたコンデンサとを具備したことを特徴とす
   るスナバ回路。
2. 【請求項２】 前記直列回路の中点より、前記直列回
   路のコンデンサの充電電荷の一部をインピーダンス素子
   を介して放電させる放電ループを形成したことを特徴と
   する請求項１記載のスナバ回路。
3. 【請求項３】 前記直列回路のダイオードと並列にコ
   ンデンサと抵抗器とから成る直列回路を設けたことを特
   徴とする請求項１又は２記載のスナバ回路。
4. 【請求項４】 前記直列回路の中点をインピーダンス
   素子を介して直流母線に接続して、前記直列回路のコン
   デンサの充電電荷の一部を直流電源側に回生したことを
   特徴とする請求項１乃至３のいずれかに記載のスナバ回
   路。
5. 【請求項５】 直列接続されたパワーデバイスの両端
   にそれぞれ設けられ、前記パワーデバイスがオフする時
   のサージ電圧を吸収するスナバ回路において、コンデン
   サとダイオードとから成る直列回路と、前記ダイオード
   に並列接続されたコンデンサとを具備し、前記直列接続
   されたパワーデバイスのターンオフ直後の電圧上昇率
   を、前記ダイオードと並列接続された前記コンデンサで
   抑制し、それ以降のサージ電圧は前記ダイオードと直列
   接続された前記コンデンサで抑制することを特徴とする
   スナバ回路。
6. 【請求項６】 スイッチング動作する複数のパワーデ
   バイスと、このパワーデバイスの両端に設けられ、コン
   デンサとダイオードとから成る直列回路と前記ダイオー
   ドに並列接続されたコンデンサとを有し、前記パワーデ
   バイスがオフする時のサージ電圧を吸収するスナバ回路
   とを具備したことを特徴とする電力変換装置。