JPS5932233Y2

JPS5932233Y2 - 電流形インバ−タ装置

Info

Publication number: JPS5932233Y2
Application number: JP10066482U
Authority: JP
Inventors: 昭生平田
Original assignee: 株式会社東芝
Priority date: 1982-07-05
Filing date: 1982-07-05
Publication date: 1984-09-10
Also published as: JPS58115892U

Description

【考案の詳細な説明】本考案は出力周波数の上限値の向上及び回路素子の耐圧
低下を図り得るようにした電流形インバータ装置に関す
る。

従来、インバータ装置として種々の形式のものがあるが
、その一つである電流形インバータ装置は第１図に示す
ように、主サイリスタ１１１、ダイオード１２１．１２
４ネーよび主サイリスタ１１４の直列回路、主サイリス
タ１１３、ダイオード１２３．１２６）＝−よび主サイ
リスタ１１６の直列回路、主サイリスタ１１５、ダイオ
ード１２５゜１２２および主サイリスタ１１２の直列回
路を並列接続し、この並列回路両端を直流リアクトル１
４を介して、交流電力を直流電力に変換するコンバータ
１５の出力端に接続する。

また、前記ダイオード１２１．１２３，１２５のカソー
ド端に誘導電動機の如き負荷２０を接続し、更に前記ダ
イオード１２１と１２３、１２３と１２５，１２５と
１２３の夫々のアノード端間トよび前記ダイオード１２
４と１２６，１２６と１２２，１２２と１２４の夫々の
カソード端間に転流コンデンサ１３１〜１３６を各別に
接続してなるものである。

そして、その詳細な動作は一般に周知であるので省略す
るが、前記主サイリスタ１１１〜１１６の所定順序の点
弧により、負荷２０へ所定の交流電力を供給するように
したものである。

しかして、い１かかるインバータ装置にあってサイリス
タ１１１からサイリスタ１１３への転流の場合について
、第２図に示すダイオード１２１の電流１１２１、ダイ
オード１２３の電流１１□３トよび転流コンデンサ１３
１の電圧ｅ。

１３１の関係から考える。

つ１す、第２図でサイリスタ１１１からサイリスタ１１
３への転流のために時間ｔ１ですイリスタ１１３が点弧
されると、コンデンサ１３１−ダイオード１２１−負荷
２０−ダイオード１２３コンデンサ１３１のループ内電
圧が零となる時間ｔ２４で、すなわち負荷２０を介し放
電されるコンデンサ１３１の電荷によりコンデンサ１３
１がダイオード１２３の順方向電流の立上りに必要な図
示逆極性のＥ。

１に充電される１で、ダイオード１２３は導通せずダイ
オード１２１を直流電流に等しいＩｄが流れる。

この期間Ｔ、を単流期間と称している。

また、時間ｔ２より時間ｔ３までの期間Ｔ２を重なり期
間と称し、この期間Ｔ２にダイオード１２１の電流ｉ、
２１が減少し、ダイオード１２３の電流１１゜３が増加
し、電流１１２３がＩｄに等しくなった時間ｔ３でこの
期間も終了する。

従って、かかる装置では転流期間（Ｔ１＋Ｔ２）が出
力周波数を左右し転流期間が長いと出力周波数限界が低
くなり、転流期間（Ｔ１＋Ｔ２）が出力周波数のＩＡ
同周期り大きくなると安定に運転できないことが知られ
ている。

このため、出力周波数を安定にしかもその上限値を高く
得るには転流期間を短くしなければならず、この対策と
して転流コンデンサ１３１〜１３６の容量を小さくする
ことが考えられるが、これらコンデンサ１３１〜１３５
の容量を小さくすると、転流コンデンサ電圧が上昇して
各回路素子への印加電圧が上昇してし１つ。

つ１す、かかる装置では集約すると下記のようなことが
問題となる。

（１）運転可能周波数の上限が比較的低く実用上問題が
ある。

つ１す、第２図に訃いて時間ｔ２時のコンデンサ電圧ｅ
。

１３、の電位Ｅ。１は第１図の端子Ｒ２，８２間電圧に
等しいから、同一出力電圧でも力率が悪くなる軽負荷時
にはダイオード１２３の順方向電流の立上りに必要なＥ
。

１が犬となり、しかもこの時転流コンデンサ１３１を定
電流放電させる電流値Ｉｄが非常に小さいため、定格負
荷時に比べて期間Ｔ１が数倍になり場合によってはｌ
ｍ５ｅｃ以上にもなることがある。

このため、転流期間（Ｔ、＋Ｔ２）が長くなりその分
運転可能周波数の上限が低くなる。

（２）インバータ回路素子の耐圧が高くなる。

つ１す、転流期間を短くするために転流コンデンサ容量
を小さくすると転流コンデンサ電圧が上昇するが、更に
この転流コンデンサ電圧は負荷電流に依存するため、負
荷電流が増加すると転流コンデンサ電圧が大きくなり、
インバータ回路素子の電圧上昇も犬となりその分だけ高
耐圧素子が必要となる。

本考案は上記のような事情に鑑みてなされたもので、そ
の目的は出力周波数の上限値の向上と共に回路素子の耐
圧低下を図り得、安定した運転を行なうことができる電
流形インバータ装置を提供することにある。

以下、本考案の一実施例な第３図むよび第４図に基づい
て説明する。

第３図は本考案による電流形インバータ装置の構成例を
示すもので、第１図と同二部分には同符号を付してその
説明を禍する。

つ１す、第３図にむいて前記ダイオード１２１゜１２３
．１２５の各アノード端と各コンデンサ１３１．１３２
．１３３間に夫々ｄｉＡｔ抑制リアクトル１７１．１７
２，１７３を、ダイオード１２４．１２６，１２２の各
カソード端と各コンデンサ１３４，１３５，１３６間に
夫々ｄｊｌＡｔ抑制リアクトル１７４，１７５，１７６
を挿入し、オた前記主サイリスタ１１１とダイオード１
２１の中点をリアクトル１９１．転流補助ダイオード１
８１転流補助サイリスタ２０１を介して前記主サイリス
タ１１１のアノード側端に接続し、前記主サイリスタ１
１３とダイオード１２３の中点をリアクトル１９２、転
流補助ダイオード１８２を介して前記転流補助サイリス
タ２０１のアノード端に、同様に前記主サイリスタ１１
５とダイオード１２５の中点をリアクトル１９３．転流
補助ダイオード１８３を介して前記転流補助サイリスタ
２０１のアノード端に夫々接続する。

更に、前記ダイオード１２４と主サイリスタ１１４の中
点をリアクトル１９４．転流補助ダイオード１８４゜抵
抗２１．転流補助サイリスタ２０２を介して主サイリス
タ１１４のカソード側端に接続し、前記ダイオード１２
６と主サイリスタ１１６の中点をリアクトル１９５．転
流補助ダイオード１８５を介して前記ダイオード１８４
と抵抗２１の中点に、同様に前記ダイオード１２２と主
サイリスタ１１２の中点をリアクトル１９６．転流補助
ダイオード１８６を介して前記ダイオード１８４と抵抗
２１の中点に夫々接続する。

更にこの場合、前記転流補助サイリスタ２０１を主サイ
リスタ１１１．１１３゜１１５の点弧時点より、および
前記転流補助サイリスク２０２を主サイリスタ１１４，
１１６゜１１２の点弧時点よりも夫々所定時間Ｔ。

だけ遅らせて点弧するように構成する。

しかして、かかる構成によれば、かかる装置にあっても
主サイリスク１１１〜１１６を第４図に示す順序で点弧
することにより、負荷２０へ所定の交流電力を供給する
ことができるが、い寸前述の場合と同様に主サイリスタ
１１１から主サイリスタ１１３への転流を考える。

令弟４図において、時間ｔ１で主サイリスタ１１３が点
弧されると、コンバータ１５−リアクトル１４−主サイ
リスタ１１１−ダイオード１２１−負荷２０−ダイオー
ド１２２−主サイリスタ１１２−コンバータ１５を流れ
る負荷電流Ｉｄが、今度はコンバータ１５リアクトル１
４−主サイリスタ１１３−コンデンサ１３１（コンデン
サ１３２−コンデンサ１３３）−ダイオード１２１−負
荷２０−ダイオード１２２−主サイリスタ１１２−コン
バータ１５に流れる。

また、この場合この時間ｔ、よりも所定時間Ｔ。

たけ遅れて転流補助サイリスク２０１が点弧されること
により、上記経路とは別にコンデンサ１３１（コンデン
サ１３２、１３３）ｄｉ／ａｔ抑制リアクトル１
７１−！Ｊアクドル１９１−転流補助ダイオード１８１
−転流補助サイリスタ２０１−主サイリスタ１１３−
ｄＬ／ａｔ抑制リアクトル１７２−コンデンサ１３１（
コンデンサ１３２，１３３）の閉ループが形成され、こ
の閉ループにコンデンサ１３１の電荷の一部が放電され
る。

従って、コンデンサ１３１は前記負荷電流に影響される
ことなく図示逆極性に充電され、第２図における時間ｔ
２時の電位Ｅｃ１に速やかに達する。

すなわち、第２図にむいて時間ｔ１で上記閉ループが
形成されてコンデンサ１３１が放電されると、転流補助
サイリスク２０１トよび主サイリスタ１１３を介して電
流が流れ、コンデンサ１３１は図示逆極性にダイオード
１２３の順方向電流１１□３が立上るのに必要な電位Ｅ
ｃ、’ｊで速やかに充電されることになる。

この結果、軽負荷時には転流期間の大部分を占める第２
図の期間Ｔ１を大幅に短縮することができることになり
、転流期間（Ｔ１＋Ｔ２）を短かくしてその分だけイ
ンバータ出力周波数の上限値の向上を図ることができる
。

ちなみに、第１図にて述べた装置でＴ、＝１．２５
ｍ５ｅｃ、Ｔ２＝＝０．２５ｍ５ｅｃで上限周波数がを、第３図に示す構成のものにおいてはＴ１μｓｅｃ以
下とすることができ上限周波数を５０能である。

また、」−述した理由により転流期間を短かくするため
に、転流コンデンサの容量を小さくするというような特
別の配慮も必要ないので、コンデンサ電圧の不要な上昇
を抑えることができ、その分だけ回路素子の耐圧を低く
することもできる。

更に、転流補助サイリスタ２０１．２０２の各点弧タ
イミングを主サイリスタ１１１．１１３，１１５およ
び１１４，１１６，１１２０点弧から所定時間Ｔ。

たけ遅らせるようにしたことにより、その分だけ転流補
助サイリスタを通した振動回路の振動定数Ｑを高くする
ことができ、振動による回路損失を小さくすることがで
きるものである。

上述したように、第１の主サイリスタ１１１゜１１３．
１１５およびダイオード１２１，１２３゜１２５、第２
のダイオード１２４，１２６，１２２および主サイリス
ク１１４，１１６，１１２からなる直列回路を（３相分
）並列接続し、これら各相直列回路の第１および第２の
ダイオード１２１゜１２３．１２５と１２４，１２６，
１２２の中点に負荷２０を接続する、とともに各相直列
回路の第１のダイオード１２１．１２３，１２５のアノ
ード端間むよび第２のダイオード１２４，１２６゜１２
２のカソード端間に夫々ｄＶｄｔ抑制リアクトル１７１
〜１７３，１７４〜１７６を介して転流コンデンサ１３
１〜１３３，１３４〜１３６を接続して成る電流形のイ
ンバータ装置にあ−いて、上記各相直列回路の第１の主
サイリスタ１１１．１１３゜１１５第２の主サイリスタ
１１４，１１６，１１２にリアクトル１９１〜１９３，
１９４〜１９６耘よび転流補助ダイオード１８１〜１８
３，１８４〜１８６を夫々穴して転流補助サイリスク２
０１゜２０２を逆並列に接続し、且つこの転流補助サイ
リスク２０１．２０２を上記第１．第２の主サイリスタ
１１１，１１３，１１５，１１４，１１６゜１１２の点
弧時点から所定時間Ｔ。

たけ遅らせて夫々点弧し上記転流コンデンサ１３１〜１
３３゜１３４〜１３６の極性を反転させる閉ループ回路
を形成するようにしたものである。

従って、主サイリスタ１１１．１１３，１１５゜１１４
．１１６，１１２の転流開始よりも遅れて転流補助サイ
リスク２０１．２０２が導通されるため、軽負荷時に関
係なく（転流期間（Ｔ１−＋Ｔ２）を大幅に短縮して、
インバータ出力周波数の上限値を従来の装置のものに比
して数倍以上も向上させることができる。

また、上述した如き転流方式としているため、転流補助
サイリスタ２０１，２０２の導通によって出力電流波形
に乱れが生ずることはなく、極めて安定した運転を行な
うことが可能である。

更に、転流時間（Ｔ、＋Ｔ２）を短縮するために、転
流コンデンサ１３１〜１３６の容量を小さくするという
ようなことも全く必要ないので、転流コンデンサ電圧の
不要な上昇を抑えることができ、もって装置の耐圧の低
い回路素子を用いて構成することが可能となり、装置の
小形化及びコストの低下を図ることができる。

尚、本考案は上記実施例に限定されるものではなく、次
のようにしても実施することができる。

（１）第５図に示すように、ダイオードを３相ブリツジ
に接続してなるダイオードクリッパ回路２２１．２２
２を過電圧吸収用として使用するとともに、第３図で述
べた転流コンデンサ反転用の転流補助ダイオード１８１
〜１８６をこのクリッパ回路２２１．２２２のダイオー
ドの一部で共用するよう構威し、負荷電流の増加にとも
ない転流コンデンサ電圧が所定値以上に達したとき、こ
の過電圧をダイオードクリッパ回路２２Ｌ２２２に吸収
させて各回路素子への印加電圧を低く抑えてその分だけ
耐圧を低くするようにしてもよいものである。

よって、かかる構成では過電圧吸収用とし、て転流期間
を短縮するための回路を共用してダイオードクリッパ回
路２２１．２２２を備えるようにしているので、過電圧
を吸収して回路素子の耐圧をより一層低くすることがで
きると共に、小形でしかも低コスト化をも図ることがで
きる。

（２）上記第３図における転流補助サイリスタを導通さ
せる期間を、特定のインバータ出力周波数の範囲（出力
周波数の上限周波数が問題だから）に限定してもよいし
、或いは負荷電流が所定値以下に減ったときのみに限定
してもよい。

（３）上記第５図では転流補助ダイオードをダイオード
クリッパ回路で共用するようにしたものを示したが、こ
れ以外に転流補助ダイオードを転流コンデンサ初期充電
電源のダイオードと共用するようにしてもよい。

その他、本考案はその要旨を変更しない範囲で、種々に
変形して実施することができるものである。

以上説明したように本考案によれば、出力周波数の上限
値の向上と共に回路素子の耐圧低下を図り得、安定した
運転を行なうことができる安価で極めて信頼性の高い電
流形インバータ装置が提供できる。

【図面の簡単な説明】

第１図は従来の電流形インバータ装置を示す回路図、第
２図は同装置の転流時を説明するための波形図、第３図
は本考案による電流形インバータ装置の一実施例を示す
回路図、第４図は同実施例を説明するためのタイムチャ
ート図、第５図は本考案の他の実施例を示す回路図であ
る。１１１〜１１６・・・主サイリスタ、１２１〜１２６・
・・ダイオード、１３１〜１３６・・・転流コンデンサ
、１４・・・直流リアクトル、１５・・・コンバータ、
１７１〜１７６・・・ｄｉ／ａｔ抑制リアクトル、１８
１〜１８６・・・転流補助ダイオード、１９１〜１９６
・・・リアクトル、２０１．２０２・・・転流補助サイ
リスタ、２０・・・負荷、２１・・・抵抗、２２１．２
２２・・・ダイオードクリッパ回路。

Claims

【実用新案登録請求の範囲】第１の主サイリスタ及びダイオード、第２のダイオード
及び主サイリスタから成る直列回路を３相数分並列接続
し、これら各相直列回路の第１及び第２のダイオードの
中点に負荷を接続すると共に各相直列回路の第１のダイ
オードのアノード端間及び第２のダイオードのカソード
端間に夫々転流コンデンサを接続して成る電流形のイン
バータ装置に釦いて、それぞれのブ端が前記第１の主サ
イリスタのカソードに各別に接続され他端がそれぞれ第
１の転流補助ダイオードを介して共通接続される第１の
りアクドルと、前記第１の転流補助ダイオードの共通接
続点にアノード側が接続されカソード側が前記第１の主
サイリスタのアノード側に共通接続される第１の転流補
助サイリスタと。それぞれの一端が前記第２の主サイリスタのアノードに
各別に接続され他端がそれぞれ第２の転流補助ダイオー
ドを介して共通接続される第２のりアクドルと、前記第
２の転流補助ダイオードの共通接続点にカソード側が接
続されアノード側が前記第２の主サイリスタのカソード
側に共通接続される第２の転流補助サイリスタを具備し
、前記第１、第２の転流補助サイリスタを前記第１．第
２の主サイリスタの点弧時点から所定時間だけ遅らせて
夫々点弧し前記転流コンデンサの極性を反転させるよう
にしたことを特徴とする電流形インバータ装置。