JPH0156636B2 - - Google Patents
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- Publication number
- JPH0156636B2 JPH0156636B2 JP58031290A JP3129083A JPH0156636B2 JP H0156636 B2 JPH0156636 B2 JP H0156636B2 JP 58031290 A JP58031290 A JP 58031290A JP 3129083 A JP3129083 A JP 3129083A JP H0156636 B2 JPH0156636 B2 JP H0156636B2
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- JP
- Japan
- Prior art keywords
- commutation
- capacitor
- voltage
- induction motor
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Links
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 claims description 30
- 238000000034 method Methods 0.000 claims description 2
- 230000006698 induction Effects 0.000 description 15
- 238000004804 winding Methods 0.000 description 7
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 4
- 238000007599 discharging Methods 0.000 description 4
- 230000007423 decrease Effects 0.000 description 1
- 230000001939 inductive effect Effects 0.000 description 1
- 238000012423 maintenance Methods 0.000 description 1
- 230000001172 regenerating effect Effects 0.000 description 1
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
- H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
- H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
- H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
- H02M7/505—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a thyratron or thyristor type requiring extinguishing means
- H02M7/515—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a thyratron or thyristor type requiring extinguishing means using semiconductor devices only
Description
【発明の詳細な説明】
電流形インバータの負荷としては、種々のもの
が考えられるが、ここでは、回路インピーダンス
が回転速度によつて大幅に変わる誘導電動機を例
にとつて説明する。誘導電動機を可変速運転する
場合、駆動用としては、直列ダイオード方式電流
形インバータが広く用いられている。
が考えられるが、ここでは、回路インピーダンス
が回転速度によつて大幅に変わる誘導電動機を例
にとつて説明する。誘導電動機を可変速運転する
場合、駆動用としては、直列ダイオード方式電流
形インバータが広く用いられている。
第１図はこの方式の電流形インバータの基本回
路で、主サイリスタ１，２，３，４，５，６、直
列ダイオード７，８，９，１０，１１，１２、転
流コンデンサ１９，２０，２１，２２，２３，２
４、誘導電動機の各相２５，２６，２７、直流リ
アクトル２８、順変換器２９から成る。各主サイ
リスタ１→６→２→４→３→５→１の順序でゲー
ト信号を与えることにより、誘導電動機の各相に
三相電力を供給する。この直列ダイオード方式電
流形インバータ誘導電動機系は４象限運転が可能
であり、保守が簡単であるなどの特長を有する
が、転流コンデンサ電圧、および系の安定性に対
して次のような問題がある。
路で、主サイリスタ１，２，３，４，５，６、直
列ダイオード７，８，９，１０，１１，１２、転
流コンデンサ１９，２０，２１，２２，２３，２
４、誘導電動機の各相２５，２６，２７、直流リ
アクトル２８、順変換器２９から成る。各主サイ
リスタ１→６→２→４→３→５→１の順序でゲー
ト信号を与えることにより、誘導電動機の各相に
三相電力を供給する。この直列ダイオード方式電
流形インバータ誘導電動機系は４象限運転が可能
であり、保守が簡単であるなどの特長を有する
が、転流コンデンサ電圧、および系の安定性に対
して次のような問題がある。
転流コンデンサ電圧は負荷状態、およびコンデ
ンサ容量によつて決まり、その容量のほぼ1/2乗
に逆比列して高くなる。主サイリスタに印加され
る電圧は転流コンデンサ電圧に等しいので、主サ
イリスタへ過度の電圧を印加させないためには、
コンデンサ容量は大きい方が望ましい。しかしな
がら、転流コンデンサの容量が大きくなると、そ
れの充電、あるいは放電する期間が長くなる。こ
の期間がインバータの出力周波数の1/3周期を越
えると、充電し終わる前に放電が始まり、インバ
ータとして安定な動作ができなくなる。さらに、
転流コンデンサの放電防止のために直列ダイオー
ドが挿入されているので、誘導電動機などの誘導
性の負荷を駆動する場合には転流遅れが存在し、
コンデンサ容量が大きいと、この遅れが顕著にな
り、系は不安定となる。これを防止するには、コ
ンデンサ容量を減少しなければならない。実際に
は、上記のように、主サイリスタへの印加電圧を
考慮して、ある程度の大きさの転流コンデンサ容
量を用い、安定性に対しては、制御回路を付加し
て電流、電圧フイードバツクを行い、系を閉ルー
プとして安定性の向上を図つている。このよう
に、直列ダイオード方式電流形インバータは転流
コンデンサと直列ダイオードに起因する転流遅れ
が存在するので、本質的に不安定要素をもち、高
周波運転に適さない。
ンサ容量によつて決まり、その容量のほぼ1/2乗
に逆比列して高くなる。主サイリスタに印加され
る電圧は転流コンデンサ電圧に等しいので、主サ
イリスタへ過度の電圧を印加させないためには、
コンデンサ容量は大きい方が望ましい。しかしな
がら、転流コンデンサの容量が大きくなると、そ
れの充電、あるいは放電する期間が長くなる。こ
の期間がインバータの出力周波数の1/3周期を越
えると、充電し終わる前に放電が始まり、インバ
ータとして安定な動作ができなくなる。さらに、
転流コンデンサの放電防止のために直列ダイオー
ドが挿入されているので、誘導電動機などの誘導
性の負荷を駆動する場合には転流遅れが存在し、
コンデンサ容量が大きいと、この遅れが顕著にな
り、系は不安定となる。これを防止するには、コ
ンデンサ容量を減少しなければならない。実際に
は、上記のように、主サイリスタへの印加電圧を
考慮して、ある程度の大きさの転流コンデンサ容
量を用い、安定性に対しては、制御回路を付加し
て電流、電圧フイードバツクを行い、系を閉ルー
プとして安定性の向上を図つている。このよう
に、直列ダイオード方式電流形インバータは転流
コンデンサと直列ダイオードに起因する転流遅れ
が存在するので、本質的に不安定要素をもち、高
周波運転に適さない。
この発明はインバータ主回路を変更すること
で、転流遅れをなくし、安定性を向上させ、さら
に、転流コンデンサ電圧を制御することを目的と
する。
で、転流遅れをなくし、安定性を向上させ、さら
に、転流コンデンサ電圧を制御することを目的と
する。
第２図は本発明の電流形インバータの回路図で
あり、主サイリスタ１，２，３，４，５，６、転
流制御用GTOサイリスタ１３，１４，１５，１
６，１７，１８、転流コンデンサ１９，２０，２
１、誘導電動機の各相２５，２６，２７、直流リ
アクトル２８、順変換器２９から成つている。同
図ではGTOサイリスタを用いた場合を示すが、
パワートランジスタでもよい。この同図に基づい
て回路の基本動作を説明すれば次の通りである。
あり、主サイリスタ１，２，３，４，５，６、転
流制御用GTOサイリスタ１３，１４，１５，１
６，１７，１８、転流コンデンサ１９，２０，２
１、誘導電動機の各相２５，２６，２７、直流リ
アクトル２８、順変換器２９から成つている。同
図ではGTOサイリスタを用いた場合を示すが、
パワートランジスタでもよい。この同図に基づい
て回路の基本動作を説明すれば次の通りである。
例えば、主サイリスタ１と６、およびGTOサ
イリスタ１３と１８が導通状態にあり、主サイリ
スタ１から２への転流を考える。この時、転流コ
ンデンサ２０は誘導電動機側を正に充電されてい
る。ここでGTOサイリスタ１３にオフ信号を与
え、同時に、主サイリスタ２とGTOサイリスタ
１４にオン信号を与えると、GTOサイリスタ１
３はターンオフし、主サイリスタ２はターンオン
するが、GTOサイリスタ１４は転流コンデンサ
２０により逆バイアスされているのでオンしな
い。従つて、電流は転流コンデンサ１９と２０を
通つて誘導電動機の巻線２５と２６へ流れ、重な
り期間となる。巻線２５を流れる電流は転流コン
デンサ１９を充電しながら減少し、巻線２６を流
れる電流は転流コンデンサ２０を放電しながら増
加する。そして、転流コンデンサ２０の電圧が零
になると、GTOサイリスタ１４がターンオンす
る。その後、巻線２５の電流が零になり、主サイ
リスタ１がターンオフして転流は完了する。上記
のように、第２図の回路では第１図の回路におけ
る転流遅れがなく、転流コンデンサ電圧が低くな
るので、各素子に印加される電圧が低下する。ま
た、重なり期間も短いので安定性が増加し、高周
波領域の運転も可能である。
イリスタ１３と１８が導通状態にあり、主サイリ
スタ１から２への転流を考える。この時、転流コ
ンデンサ２０は誘導電動機側を正に充電されてい
る。ここでGTOサイリスタ１３にオフ信号を与
え、同時に、主サイリスタ２とGTOサイリスタ
１４にオン信号を与えると、GTOサイリスタ１
３はターンオフし、主サイリスタ２はターンオン
するが、GTOサイリスタ１４は転流コンデンサ
２０により逆バイアスされているのでオンしな
い。従つて、電流は転流コンデンサ１９と２０を
通つて誘導電動機の巻線２５と２６へ流れ、重な
り期間となる。巻線２５を流れる電流は転流コン
デンサ１９を充電しながら減少し、巻線２６を流
れる電流は転流コンデンサ２０を放電しながら増
加する。そして、転流コンデンサ２０の電圧が零
になると、GTOサイリスタ１４がターンオンす
る。その後、巻線２５の電流が零になり、主サイ
リスタ１がターンオフして転流は完了する。上記
のように、第２図の回路では第１図の回路におけ
る転流遅れがなく、転流コンデンサ電圧が低くな
るので、各素子に印加される電圧が低下する。ま
た、重なり期間も短いので安定性が増加し、高周
波領域の運転も可能である。
次に誘導電動機の回生制動を行う場合の動作を
説明する。この時、主サイリスタ１，２，３のア
ノード側の電位が負となり、主サイリスタ４，
５，６のカソード側の電位が正となる。しかしな
がら、転流コンデンサの電圧の極性は誘導電動機
の各相巻線２５，２６，２７に流れる電流方向に
よつて決まるので、回路動作としては力行時と全
く変わらない。したがつて、２９を逆変換器とし
動作させれば、誘導電動機のエネルギーが電源側
へ回生される。
説明する。この時、主サイリスタ１，２，３のア
ノード側の電位が負となり、主サイリスタ４，
５，６のカソード側の電位が正となる。しかしな
がら、転流コンデンサの電圧の極性は誘導電動機
の各相巻線２５，２６，２７に流れる電流方向に
よつて決まるので、回路動作としては力行時と全
く変わらない。したがつて、２９を逆変換器とし
動作させれば、誘導電動機のエネルギーが電源側
へ回生される。
第３図に、第２図の本発明電流形インバータの
各該当番号サイリスタ、およびGTOサイリスタ
に与えるゲート信号波形を示す。第４図、第５図
はそれぞれ第１図、第２図で定格2.2kW、200V、
60Hz、４極の三相誘導電動機を運転した場合のオ
シログラムである。両図で、波形は上の方から３
０が直流リアクトル２８の出力電圧、３１が直流
リアクトル２８を流れる電流、３２が誘導電動機
の巻線２５を流れる電流、３３が誘導電動機の巻
線２５と２６の両端の電圧、３４が転流コンデン
サ１９の電圧である。３２，３４の波形の比較よ
り、第４図では転流遅れがあるので、３４の電圧
が変化した後の３２の電流が変化しているが、第
５図では転流遅れが存在しないので３２と３４は
同時に変化している。さらに、転流時間、すなわ
ち転流コンデンサ電圧３４が変化している時間が
短く、電圧も非常に低くなつているのがわかる。
また、第１図では転流コンデンサ電圧はその容量
と負荷状態によつて決まるが、本発明電流形イン
バータはGTOサイリスタ１３〜１８へのゲート
信号を変えることにより、転流コンデンサ１９〜
２１の充放電を制御して、転流コンデンサ電圧、
および転流時間を制御できる。
各該当番号サイリスタ、およびGTOサイリスタ
に与えるゲート信号波形を示す。第４図、第５図
はそれぞれ第１図、第２図で定格2.2kW、200V、
60Hz、４極の三相誘導電動機を運転した場合のオ
シログラムである。両図で、波形は上の方から３
０が直流リアクトル２８の出力電圧、３１が直流
リアクトル２８を流れる電流、３２が誘導電動機
の巻線２５を流れる電流、３３が誘導電動機の巻
線２５と２６の両端の電圧、３４が転流コンデン
サ１９の電圧である。３２，３４の波形の比較よ
り、第４図では転流遅れがあるので、３４の電圧
が変化した後の３２の電流が変化しているが、第
５図では転流遅れが存在しないので３２と３４は
同時に変化している。さらに、転流時間、すなわ
ち転流コンデンサ電圧３４が変化している時間が
短く、電圧も非常に低くなつているのがわかる。
また、第１図では転流コンデンサ電圧はその容量
と負荷状態によつて決まるが、本発明電流形イン
バータはGTOサイリスタ１３〜１８へのゲート
信号を変えることにより、転流コンデンサ１９〜
２１の充放電を制御して、転流コンデンサ電圧、
および転流時間を制御できる。
以上説明したように、この発明の電流形インバ
ータは従来の電流形インバータとは異なつた主回
路構成により転流遅れをなくし、フイードバツク
回路を付加することなしに、主回路において本質
的に不安定性を除去して高い周波数でも安定な動
作を可能にするとともに、転流コンデンサ電圧、
および転流時間を任意に制御できるようにしたも
のである。
ータは従来の電流形インバータとは異なつた主回
路構成により転流遅れをなくし、フイードバツク
回路を付加することなしに、主回路において本質
的に不安定性を除去して高い周波数でも安定な動
作を可能にするとともに、転流コンデンサ電圧、
および転流時間を任意に制御できるようにしたも
のである。
図はこの発明の電流形インバータの転流方式の
実施例を示すもので、第１図は従来の直列ダイオ
ード方式電流形インバータの基本回路図、第２図
はGTOサイリスタを用いた場合の本発明電流形
インバータの回路図、第３図はゲート信号波形
図、第４図、第５図はそれぞれ第１図、第２図に
対応するオシログラムである。
実施例を示すもので、第１図は従来の直列ダイオ
ード方式電流形インバータの基本回路図、第２図
はGTOサイリスタを用いた場合の本発明電流形
インバータの回路図、第３図はゲート信号波形
図、第４図、第５図はそれぞれ第１図、第２図に
対応するオシログラムである。
Claims (1)
- １ サイリスタを６個用いた三相ブリツジ回路に
おいて、その負荷端子と負荷との間に転流用のコ
ンデンサを挿入し、コンデンサと並列にパワート
ランジスタ、またはゲートターンオフ（GTO）
サイリスタなどの自己消弧能力を有する素子を互
いに逆並列に接続した電流形インバータの転流方
式。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP58031290A JPS59156162A (ja) | 1983-02-25 | 1983-02-25 | 電流形インバ−タの転流方式 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP58031290A JPS59156162A (ja) | 1983-02-25 | 1983-02-25 | 電流形インバ−タの転流方式 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS59156162A JPS59156162A (ja) | 1984-09-05 |
| JPH0156636B2 true JPH0156636B2 (ja) | 1989-11-30 |
Family
ID=12327172
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP58031290A Granted JPS59156162A (ja) | 1983-02-25 | 1983-02-25 | 電流形インバ−タの転流方式 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS59156162A (ja) |
Families Citing this family (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPWO2007069314A1 (ja) * | 2005-12-14 | 2009-05-21 | 東芝三菱電機産業システム株式会社 | 電力変換装置 |
| JP4875428B2 (ja) * | 2006-07-21 | 2012-02-15 | 東芝三菱電機産業システム株式会社 | 半導体電力変換装置 |
| WO2014141441A1 (ja) * | 2013-03-14 | 2014-09-18 | 東芝三菱電機産業システム株式会社 | 電流形電力変換装置 |
-
1983
- 1983-02-25 JP JP58031290A patent/JPS59156162A/ja active Granted
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS59156162A (ja) | 1984-09-05 |
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