JPWO2007069314A1 - 電力変換装置 - Google Patents

Abstract

従来の電流形電力変換装置の交流端子（７，１４，２１）と交流負荷２９との間に逆阻止形自己消弧素子（９，１０，１６，１７，２３，２４）とコンデンサ（１１，１８，２５）からなる単位転流補助手段（８，１５，２２）を直列に挿入し、自己消弧素子（９，１０，１６，１７，２３，２４）のスイッチングを制御することによりコンデンサ（１１，１８，２５）に電圧を発生させて、この電圧を電源転流作用や負荷転流作用に対して加算的に作用させるようにした電力変換装置。このように構成することにより、大容量化（高電圧・大電流化）が容易で、力率が改善可能で、かつ基本構成要素が少なくて製作も容易かつ経済的な電力変換装置を提供できる。

Description

本発明は、直流電源の直流電力から交流電力に変換、または交流電源の交流電力から直流電力に変換する電力変換装置に係り、特に大容量化（高電圧・大電流化）が容易な電力変換装置に関する。

直流から交流に変換、または交流から直流に変換する電力変換装置は、大きく電圧形電力変換装置と、電流形電力変換装置に分類される。（例えば非特許文献１参照）
このうち、電圧形電力変換装置は電圧形インバータに代表され、自己消弧素子を使用して直流電圧、直流電流をオン、オフさせて、直流電源の直流電力を交流電力に、または交流電源の交流電力から直流電力に変換するものである。

自己消弧素子のオフ時には、電流が例えば１０００Ａ／μｓ程度と急激に零になり、電圧も急峻に立ち上がるとともに、回路のインダクタンス分でさらにサージ電圧が発生する。特に大容量化（高電圧・大電流化）しようとすると、高電圧のため回路が長くなってインダクタンスが大きくなり、電流も増えるため、大容量化を実現するのが難しかった。

一方の電流形電力変換装置の代表例は、交流電源の交流電力から直流電力に変換するサイリスタ整流装置である。サイリスタのオンタイミングを交流電源電圧の周期に同期して制御し、交流電源電圧を利用した電源転流作用によって、それまで通電していたサイリスタの電流を零にしてサイリスタをオフさせる。

この場合、サイリスタはオンしか制御できないが、構造が簡単で高電圧化、大電流化が容易である。サイリスタ整流装置はオン、オフ時の電流の変化率も１０Ａ／μｓ程度であり、電力変換装置として大容量化（高電圧・大電流化）が比較的容易である。

直流電源から交流に変換する電流形電力変換装置の代表例は負荷転流形インバータ（ＬＣＩとも呼ばれる）である。基本構成はサイリスタ整流装置と同様であるが、同期電動機を交流負荷として接続し、同期電動機の誘起電圧を利用した負荷転流作用によって、電源転流作用と同様に、それまで通電していたサイリスタの電流を零にしてオフさせる。

このような負荷転流形インバータと同期電動機との組み合わせは、サイリスタモータ、またはサイリスタ無整流子電動機と呼ばれており、これはサイリスタ整流装置と同様に大容量化（高電圧・大電流化）が比較的容易である。

また、半導体パワー素子として自己消弧素子を電流形電力変換装置に利用した発明がなされている。（例えば特許文献１〜６参照）
電気学会・半導体電力変換システム調査専門委員会編「パワーエレクトロニクス回路」オーム社、平成１２年１１月３０日発行、Ｐ．１３７、Ｐ．１５５ 特開平５−１１５１７８ 図１ 特開平５−１２２９３６ 図１ 特開平５−２３６７５９ 図１、６図 特開平５−２３６７６０ 図１ 特開平６−３０５６８ 図１ 特開平７−２２２４６２ 図１、図３

電圧形電力変換装置は大容量化（高電圧・大電流化）が非常に困難である。一方、電流形電力変換装置は比較的大容量化が容易である。しかしながら電流形電力変換装置は電源転流作用や負荷転流作用を利用しているため交流側の力率が悪い欠点があった。また力率を改善する目的で自己消弧素子を電流形電力変換装置に利用した発明がなされているが、基本構成要素が多く複雑である。

本発明の目的は、上記課題を解決するためになされたもので、大容量化（高電圧・大電流化）が容易で力率が改善可能な、かつ基本構成要素が少なくて製作も容易で経済的な電力変換装置を得ることを目的とする。

請求項１に対応する発明は、直流正端子と直流負端子の間に少なくとも３つのレグを並列接続し、各レグはそれぞれ上及び下アームからなり、各レグに第１及び第２の半導体パワー素子の直列回路を接続し、かつ該直列接続点と接続される交流端子を有し、前記各半導体パワー素子の導通、不導通を制御することで、交流を直流又は直流を交流に変換可能で、該変換された電力を、前記直流正端子と前記直流負端子又は前記交流端子に接続された負荷に供給する電力変換装置において、前記各第１及び第２の半導体パワー素子の直列接続点と前記交流端子の間に、それぞれ充放電可能な電荷素子と、この各電荷素子に対して逆並列接続した第１及び第２の自己消弧素子とからなる単位転流補助手段を、少なくとも１個直列に接続したことを特徴とする電力変換装置である。

本発明によれば、第１及び第２の半導体パワー素子の直列接続点と交流端子の間に、単位転流補助手段を直列に接続したので、大容量化（高電圧・大電流化）が容易で力率が改善可能な、かつ基本構成要素が少なくて製作も容易で経済的な電力変換装置を提供できる。

図１はこの発明による電力変換装置の第１の実施形態を示す回路図である。 図２は図１の電力変換装置の動作を説明するための図である。 図３は図１の電力変換装置の動作を説明するための図である。 図４は図１の電力変換装置の動作を説明するための図である。 図５は図１の電力変換装置の動作を説明するための図である。 図６は図１の電力変換装置の動作を説明するためのタイミング図である。 図７はこの発明による電力変換装置の第２の実施形態を示す回路図である。 図８はこの発明による電力変換装置の第３の実施形態を示す回路図である。 図９はこの発明による電力変換装置の第４の実施形態を示す回路図である。 図１０はこの発明による電力変換装置の第５の実施形態を示す回路図である。 図１１はこの発明による電力変換装置の第６の実施形態を示す回路図である。

図１は本発明による電力変換装置の第１の実施形態であり、これは直流電源１の直流電力から交流電力に変換するインバータとして用いて、交流負荷として同期電動機２９が接続された無整流子電動機として適用した場合の回路図である。

直流電源１の直流正端子３と直流負端子４の間に、少なくとも３つのレグを並列接続し、各レグはそれぞれ上アーム及び下アームからなり、各レグに第１及び第２の半導体パワー素子例えばサイリスタ５、６と、１２、１３と、１９、２０の直列回路を接続し、かつサイリスタの直列接続点７、１４、２１と接続される交流端子２６、２７、２８を有し、サイリスタ５、６と、１２、１３と、１９、２０を、図示しないゲート制御回路により導通、不導通の制御を行うことで、直流電源１の直流電力を交流電力に変換なインバータであって、交流端子２６、２７、２８に同期機例えば三相同期電動機２９が接続され、かつ直流電源１の直流正端子３とサイリスタ５の接続点に直流リアクトル２を接続した電力変換装置において、次のような単位転流補助手段８、１５、２２からなる転流補助手段を設けたものである。

すなわち、サイリスタ５、６の直列接続点と交流端子２６の間に、単位転流補助手段８が接続されている。また、サイリスタ１２、１３の直列接続点と交流端子２７の間に、単位転流補助手段１５が接続されている。更に、サイリスタ１９、２０の直列接続点と交流端子２８の間に、単位転流補助手段２２が接続されている。なお、単位転流補助手段８、１５、２２を除くと、従来の無整流子電動機（サイリスタモータ）の場合と同一である。

単位転流補助手段８は、充放電可能な電荷素子例えばコンデンサ１１と、このコンデンサ１１に対して逆並列接続した第１及び第２の自己消弧素子例えば逆阻止形自己消弧素子９と１０が逆向きに並列接続されている。また、単位転流補助手段１５は、充放電可能な電荷素子例えばコンデンサ１８と、このコンデンサ１８に対して逆並列接続した第１及び第２の自己消弧素子例えば逆阻止形自己消弧素子１６と１７が逆向きに並列接続されている。さらに、単位転流補助手段２２は、充放電可能な電荷素子例えばコンデンサ２５と、このコンデンサ２５に対して逆並列接続した第１及び第２の自己消弧素子例えば逆阻止形自己消弧素子２３と２４が逆向きに並列接続されている。

そして、単位転流補助手段８、１５、２２の自己消弧素子９、１０と、１６、１７と、２３、２４を所定のタイミングで導通、不導通の制御を行うための制御手段１００を備えている。具体的には、サイリスタ５、６、１２、１３、１９、２０の導通信号に基づき、
自己消弧素子９、１０と、１６、１７と、２３、２４にそれぞれ導通信号を与える。結果として、図６のようなタイミングで与えられる。

この制御手段１００は概略、図６に示すように転流動作中に、その転流直前時に動作状態にあった例えば単位転流補助手段８のコンデンサ１１を充電状態とし、かつその転流時に新たに動作状態になる例えば単位転流補助手段２２のコンデンサ２５を放電状態とするものである。このため、制御手段１００の入力としてサイリスタ５、６、１２、１３、１９、２０の状態信号、例えば導通状態信号をそれぞれ取り込むようにしている。

以下、このように構成された第１の実施形態について、図２から図６を参照して作用効果を説明する。図２に示すように直流電源１から直流リアクトル２、直流正端子３、サイリスタ５、逆阻止形自己消弧素子９、交流端子２６、同期電動機２９のＵ相からＷ相、交流端子２８、逆阻止形自己消弧素子２４、サイリスタ２０、直流負端子４を通って直流電源１へと電流が流れている。この状態でコンデンサ１８は図示のように交流端子側が＋に充電されているとする。

ここで、サイリスタ５から同期電動機２９のＵ相に流れていた電流を、サイリスタ１２からＶ相に電流が流れるように転流させる（電流を移す）。そのためにサイリスタ１２、逆阻止形自己消弧素子１６をオンさせるとともに逆阻止形自己消弧素子９をオフさせる。図３に示すように、逆阻止形自己消弧素子９がオフすると電流はコンデンサ１１を通って流れ、コンデンサ１１が図示のように直列接続点７側が＋に充電される。

またサイリスタ１２をオンするので、コンデンサ１８を通って同期電動機のＶ相に電流が流れはじめる。逆阻止形自己消弧素子１６には逆電圧が加わっているため電流は流れない。

従来はＵ相電流からＶ相電流への転流には同期電動機２９のＵ相とＶ相の誘起電圧差が作用するが、本発明の実施形態ではＵ相とＶ相の誘起電圧差に加えコンデンサ１１と１８の電圧が転流に作用する。コンデンサ１８の放電が完了した時点で逆阻止形自己消弧素子１６が順電圧になり、コンデンサ１８に流れていた電流は逆阻止形自己消弧素子１６を流れるようになる。

このようにして図４に示すようにＵ相電流は零になりサイリスタ５はオフし、直流正端子からの電流はすべてサイリスタ１２を通ってＶ相に流れるようになり、コンデンサ１１が図示のように直列接続点７側が＋に充電され、コンデンサ１８が零電圧まで放電した状態で、一連の転流動作が終わる。転流動作中、コンデンサ１８は充電状態から放電されていくが、コンデンサ１１が零電圧から充電されていくのでほぼ一定の電圧が転流作用に加わる。

次は同期電動機２９のＷ相からサイリスタ２０を通って直流負端子４へ流れていた電流を、Ｕ相からサイリスタ６を通って電流が流れるように転流させる。そのためにサイリスタ６、逆阻止形自己消弧素子１０をオンさせるとともに逆阻止形自己消弧素子２４をオフさせる。前回の転流動作によってコンデンサ１１に充電された電圧は、同期電動機２９から流れ出す電流に対しては転流作用を増加させる方向となっている。したがって、前述のＵ相からＶ相への転流と同様な動作によってサイリスタ２０はオフし、図５に示すように直流負端子への電流はＵ相から逆阻止形自己消弧素子１０、サイリスタ６を通って流れ、コンデンサ２５の交流端子２８側が＋に充電され、コンデンサ１１が零電圧まで放電した状態で、一連の転流動作が終わる。

その次はサイリスタ１２から同期電動機２９のＶ相に流れていた電流を、サイリスタ１９からＷ相に電流が流れるように転流させる。前回の転流動作によってコンデンサ２５は交流端子２８側が＋に充電されており、回路状態としては図２のＵ相をＶ相に、Ｖ相をＷ相に、Ｗ相をＵ相に置き換えたのと等価になっている。したがって、サイリスタ１９、逆阻止形自己消弧素子２３をオンさせるとともに、逆阻止形自己消弧素子１６をオフさせることによって、サイリスタ１２はオフして直流正端子からの電流はサイリスタ１９を通って流れるようになる。

以上のサイリスタ５からサイリスタ１２、サイリスタ２０からサイリスタ６、サイリスタ１２からサイリスタ１９の転流動作に続き、その後サイリスタ６からサイリスタ１３、サイリスタ１９からサイリスタ５、サイリスタ１３からサイリスタ２０と順次転流する。この一連の動作を１サイクルとして繰り返し、交流負荷である同期電動機２９に方形波状の交流電流を流す。

図６は、このようすを説明するための図であり、図６ではわかりやすくするため、直流正端子３側から同期電動機２９のＵ相に電流を流す場合を正方向としてＵ＋、Ｕ相から直流負端子４側に電流を流す場合を負方向としてＵ−のような記述を加え、また各コンデンサ１１、１８、２５の電圧波形を交流端子側が＋の時を＋で示した。Ｕ相の正方向電流がＶ相へ転流してサイリスタ５をオフさせるときコンデンサ１１が−に充電される。このコンデンサ電圧は、サイリスタ６をオンしてＷ相の負方向電流からＵ相の負方向電流へ転流するときに放電されることによって利用される。そしてＵ相の負方向電流がＶ相へ転流するときコンデンサ１１が＋に充電され、この電圧はＷ相の正方向電流がＵ相に転流するときに利用される。

ここで、基本動作を説明するため、例えば、図６に示したサイリスタ５からサイリスタ１２に転流するタイミングＡの時点で、同時にサイリスタ１２と逆阻止形自己消弧素子１６をオンさせるとともに逆阻止形自己消弧素子９をオフさせるとした。しかしながらこれらを同時に行う必要はなく、サイリスタ１２のオンに対して逆阻止形自己消弧素子９のオフを早めれば、コンデンサ１１の充電開始が早まり、充電電圧を高くできる。また逆に逆阻止形自己消弧素子９のオフを遅らせれば充電電圧を低くできる。電流の大きさ、交流電圧の大きさや位相、同期電動機のインダクタンス分などに応じて逆阻止形自己消弧素子のオフタイミングを制御することにより転流を制御することができる。

また逆阻止形自己消弧素子１６に電流が流れはじめるのは図示のタイミングＢの時点であり、その直前までにオンすればよい。ゲート回路の損失低減の目的や逆阻止形自己消弧素子の特性に応じてオンするタイミングを選ぶことができる。

さらにすべての逆阻止形自己消弧素子を常にオンさせれば転流補助手段が機能しなくなり、従来のサイリスタ変換装置と同じ動作も可能である。

以上説明したように、本発明の第１の実施形態によれば、従来の電流形サイリスタ電力変換装置の交流端子と交流負荷である同期電動機との間に、逆阻止形自己消弧素子とコンデンサからなる単位転流補助手段８、１５、２２を挿入したので、同期電動機２９の誘起電圧による負荷転流作用対して、単位転流補助手段８、１５、２２のコンデンサ１１、１８、２５に発生する電圧を加算的に作用させることができる。

この結果、大容量化（高電圧・大電流化）が容易で、力率が改善可能で、かつスイッチング損失が少ない高効率な電力変換装置を得ることができる。また同様な目的で発明された電力変換装置に比べて構成要素が少なく製作も容易であり、経済的な電力変換装置を得ることができる。さらに、前述した本発明の実施形態の電力変換装置を、従来の電力変換装置に代えることで、種々の用途に適用可能であり、大容量化や高力率化、高効率化が実現できる。特に、本発明を適用した整流装置とインバータ装置および同期電動機を組み合わせることにより、交流電源の力率とともに同期電動機の力率もほぼ１で運転できる無整流子電動機が実現できる。このように本発明の適用範囲は広く、その波及効果は絶大である。

なお、サイリスタモータにおいて同期電動機の力率を１にするためには転流進み角（一般のβで表される。）を０°にする必要があるが、その場合、転流する２つの相の誘起電圧差は零になり、負荷転流作用が機能せず、転流失敗して正常な動作を継続できない。また起動時や低回転数時は同期電動機の誘起電圧が小さく負荷転流作用が利用できず、直流電源側で電流を断続的に零にする断続動作などの何らか手段を必要とした。これらの負荷転流作用が利用できない状態においても単位転流補助手段８、１５、２２によって転流可能であり、力率１が可能になり、起動や低回転も特別な手段なしに可能になる。

同期電動機２９の力率を１にすることにより発生トルクの脈動は最小になり、起動や低速時における電流断続によるトルクリップルもなくなる。

また、単位転流補助手段８、１５、２２のコンデンサ１１、１８、２５の容量を小さくして発生電圧を大きくすれば遅れ力率の誘導電動機を負荷とすることも可能になり、用途の広い電力変換装置として利用できる。

なお、逆阻止形自己消弧素子９、１０、１６、１７、２３、２４は電流を強制的に切ることになるが、並列にコンデンサ１１、１８、２５が接続されているため、零電圧スイッチング（ＺＶＳ）と呼ばれるモードとなり、サージ電圧も発生せず、スイッチング中の電圧はほぼ零の状態でスイッチング損失をほとんど発生しない。また、電流が流れはじめるのは、コンデンサ電圧が反転するほぼ零電圧の時点であり、同様にスイッチング損失をほとんど発生しない。

図７は本発明の第２の実施形態であり、さらに高電圧化する場合の構成例である。サイリスタ電力変換装置では高電圧化するためにサイリスタ５−５、６−６、１２−１２、１３−１３、１９−１９、２０−２０を直列接続して構成する。逆阻止形自己消弧素子はスイッチング速度が速いため、直列接続するとスイッチング時の電圧のバランスが取りにくく配線長が長くなるのでサージ電圧が発生しやすい。

第２の実施形態では単位転流補助手段８、１５、２２を、各々２個用意しこれらを直列接続したものである。すなわち、図示のように逆向きに並列接続された逆阻止形自己消弧素子９、１０、１６、１７、２３、２４にさらにコンデンサ１１、１８、２５が並列接続された単位転流補助手段８−８、１５−１５、２２−２２を直列にして構成する。この場合、単位転流補助手段８−８、１５−１５、２２−２２間の配線の電流は変化率が小さく、配線長が長くなってもサージ電圧は発生しない。

図８は本発明の第３の実施形態で、整流装置として利用した例である。整流装置としての表現となっているため、図１の構成とは異なるように見えるが、回路としてはほとんど同じである。異なるのは前述の同期電動機２９が三相交流電源３０に、前述の直流電源１が直流負荷３１に置き換わり、直流正端子３、直流負端子４の位置がサイリスタ５、６、１２、１３、１９、２０の向きに対して逆になっていることである。従来のサイリスタ整流装置はサイリスタの点弧角（一般にαで表される）を０°から１８０°の間に制御して直流負荷３１の電圧を制御する。交流電源３０に流れる電流は振幅が負荷電流に等しく、その基本波の位相は点弧角αだけ位相が遅れ、常に遅れの無効電流が流れる。これに対して第３の実施形態では点弧角αを負にすることができ、進みの無効電流を流すことができる。直流負荷３１を直流リアクトルにすれば、三相交流電源３０にほとんど進みの無効分のみを流すことができ、無効電力補償装置（ＳＶＣ）として応用が可能である。

さらに本発明の第４の実施形態として図９に示すように、また、本発明の第５の実施形態として図１０に示すように本発明の基本構成３２と従来のサイリスタ整流装置３４を直列または並列に組み合わせることにより、互いの無効電流を打ち消して、ほぼ力率１の整流装置となる。なお、三相交流電源３０と基本構成３２の間に変圧器３３が接続されている。

さらに、本発明の第６の実施形態として図１１に示す実施形態のように、図９に示したほぼ力率１のサイリスタ整流装置３４の構成と、図１に示した整流子電動機の構成を多巻線の同期電動機を使用して多重化して組み合わせることによって、同期電動機の力率とともに交流電源側の力率もほぼ１で運転できる無整流子電動機が実現できる。多重化によって発生トルクの脈動もほとんど無視できる程度に小さくできる。

（変形例）
前述の実施形態では、単位転流補助手段８、１５、２２に使用されている自己消弧素子として、逆阻止形自己消弧素子をあげたが、これに限らず通常の逆導通形自己消弧素子もしくは逆通電形自己消弧素子にダイオード、もしくはサイリスタを直列にして使用してもよい。

前述の実施形態では、各レグにそれぞれ直列接続した第１及び第２の半導体パワー素子（バルブデバイス又はパワー半導体デバイス）として、サイリスタをあげたが、これに限らず他の半導体パワー素子であってもよい。

前述の交流負荷として、同期電動機、誘導電動機を例にあげて説明したが、これらを同期発電機、誘導発電機としても同様に実施できる。

図２から５及び図７、８、９、１０、１１に記載している制御手段１００は、前述の図１と同様な機能を有することは言うまでもなく、この制御手段１００は第１の実施形態で述べたサイリスタ５、６、１２、１３、１９、２０の導通、不導通を制御するケート制御回路と別々にせず、共通な構成としてもよい。

本発明は、サイリスタモータ等の半導体電動機、サイリスタ無整流子電動機等の無整流子電動機、無効電力補償装置として応用することができる。

【書類名】明細書
【発明の名称】電力変換装置
【技術分野】
【０００１】
本発明は、直流電源の直流電力から交流電力に変換、または交流電源の交流電力から直流電力に変換する電力変換装置に係り、特に大容量化（高電圧・大電流化）が容易な電力変換装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
直流から交流に変換、または交流から直流に変換する電力変換装置は、大きく電圧形電力変換装置と、電流形電力変換装置に分類される。（例えば非特許文献１参照）
このうち、電圧形電力変換装置は電圧形インバータに代表され、自己消弧素子を使用して直流電圧、直流電流をオン、オフさせて、直流電源の直流電力を交流電力に、または交流電源の交流電力から直流電力に変換するものである。
【０００３】
自己消弧素子のオフ時には、電流が例えば１０００Ａ／μｓ程度と急激に零になり、電圧も急峻に立ち上がるとともに、回路のインダクタンス分でさらにサージ電圧が発生する。特に大容量化（高電圧・大電流化）しようとすると、高電圧のため回路が長くなってインダクタンスが大きくなり、電流も増えるため、大容量化を実現するのが難しかった。
【０００４】
一方の電流形電力変換装置の代表例は、交流電源の交流電力から直流電力に変換するサイリスタ整流装置である。サイリスタのオンタイミングを交流電源電圧の周期に同期して制御し、交流電源電圧を利用した電源転流作用によって、それまで通電していたサイリスタの電流を零にしてサイリスタをオフさせる。
【０００５】
この場合、サイリスタはオンしか制御できないが、構造が簡単で高電圧化、大電流化が容易である。サイリスタ整流装置はオン、オフ時の電流の変化率も１０Ａ／μｓ程度であり、電力変換装置として大容量化（高電圧・大電流化）が比較的容易である。
【０００６】
直流電源から交流に変換する電流形電力変換装置の代表例は負荷転流形インバータ（ＬＣＩとも呼ばれる）である。基本構成はサイリスタ整流装置と同様であるが、同期電動機を交流負荷として接続し、同期電動機の誘起電圧を利用した負荷転流作用によって、電源転流作用と同様に、それまで通電していたサイリスタの電流を零にしてオフさせる。
【０００７】
このような負荷転流形インバータと同期電動機との組み合わせは、サイリスタモータ、またはサイリスタ無整流子電動機と呼ばれており、これはサイリスタ整流装置と同様に大容量化（高電圧・大電流化）が比較的容易である。
【０００８】
また、半導体パワー素子として自己消弧素子を電流形電力変換装置に利用した発明がなされている。（例えば特許文献１〜６参照）
【非特許文献１】
電気学会・半導体電力変換システム調査専門委員会編「パワーエレクトロニクス回路」オーム社、平成１２年１１月３０日発行、Ｐ．１３７、Ｐ．１５５
【特許文献１】
特開平５−１１５１７８ 図１
【特許文献２】
特開平５−１２２９３６ 図１
【特許文献３】
特開平５−２３６７５９ 図１、６図
【特許文献４】
特開平５−２３６７６０ 図１
【特許文献５】
特開平６−３０５６８ 図１
【特許文献６】
特開平７−２２２４６２ 図１、図３
【発明の開示】
電圧形電力変換装置は大容量化（高電圧・大電流化）が非常に困難である。一方、電流形電力変換装置は比較的大容量化が容易である。しかしながら電流形電力変換装置は電源転流作用や負荷転流作用を利用しているため交流側の力率が悪い欠点があった。また力率を改善する目的で自己消弧素子を電流形電力変換装置に利用した発明がなされているが、基本構成要素が多く複雑である。
【０００９】
本発明の目的は、上記課題を解決するためになされたもので、大容量化（高電圧・大電流化）が容易で力率が改善可能な、かつ基本構成要素が少なくて製作も容易で経済的な電力変換装置を得ることを目的とする。
【００１０】
請求項１に対応する発明は、交流電源又は交流負荷を接続するための交流端子、直流負荷又は直流電源を接続するためのアノード側端子及びカソード側端子を有し、前記アノード側端子と前記カソード側端子の間に少なくとも３つのレグを並列接続し、前記各レグは第１及び第２の半導体パワー素子を直列接続した直列接続点を含む直列回路からなり、前記各半導体パワー素子の導通又は不導通を制御することで、交流を直流又は直流を交流に変換可能で、該変換された電力を、前記負荷に供給する電力変換装置において、充放電可能な電荷素子と、互いに逆並列接続した第１及び第２の自己消弧素子とを並列接続した単位転流補助手段を少なくとも１個、前記各直列回路にそれぞれ有する直列接続点と前記各交流端子の間に、接続したことを特徴とする電力変換装置である。
【００１１】
本発明によれば、第１及び第２の半導体パワー素子の直列接続点と交流端子の間に、単位転流補助手段を直列に接続したので、大容量化（高電圧・大電流化）が容易で力率が改善可能な、かつ基本構成要素が少なくて製作も容易で経済的な電力変換装置を提供できる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１２】
図１は本発明による電力変換装置の第１の実施形態であり、これは直流電源１の直流電力から交流電力に変換するインバータとして用いて、交流負荷として同期電動機２９が接続された無整流子電動機として適用した場合の回路図である。
【００１３】
アノード側端子３とカソード側端子４の間に、少なくとも３つのレグを並列接続し、各レグは、サイリスタ５、６と、１２、１３と、１９、２０の直列回路からなり、かつサイリスタの直列接続点７、１４、２１に接続される交流端子２６、２７、２８を有し、サイリスタ５、６と、１２、１３と、１９、２０を、図示しないゲート制御回路により導通、不導通の制御を行うことで、直流電源１の直流電力を交流電力に変換なインバータであって、交流端子２６、２７、２８に同期機例えば三相同期電動機２９が接続され、かつ直流電源１の直流正端子３とサイリスタ５の接続点に直流リアクトル２を接続した電力変換装置において、次のような単位転流補助手段８、１５、２２からなる転流補助手段を設けたものである。
【００１４】
すなわち、サイリスタ５、６の直列接続点と交流端子２６の間に、単位転流補助手段８が接続されている。また、サイリスタ１２、１３の直列接続点と交流端子２７の間に、単位転流補助手段１５が接続されている。更に、サイリスタ１９、２０の直列接続点と交流端子２８の間に、単位転流補助手段２２が接続されている。なお、単位転流補助手段８、１５、２２を除くと、従来の無整流子電動機（サイリスタモータ）の場合と同一である。
【００１５】
単位転流補助手段８は、充放電可能な電荷素子例えばコンデンサ１１と、このコンデンサ１１に対して逆並列接続した第１及び第２の自己消弧素子例えば逆阻止形自己消弧素子９と１０が逆向きに並列接続されている。また、単位転流補助手段１５は、充放電可能な電荷素子例えばコンデンサ１８と、このコンデンサ１８に対して逆並列接続した第１及び第２の自己消弧素子例えば逆阻止形自己消弧素子１６と１７が逆向きに並列接続されている。さらに、単位転流補助手段２２は、充放電可能な電荷素子例えばコンデンサ２５と、このコンデンサ２５に対して逆並列接続した第１及び第２の自己消弧素子例えば逆阻止形自己消弧素子２３と２４が逆向きに並列接続されている。
【００１６】
そして、単位転流補助手段８、１５、２２の自己消弧素子９、１０と、１６、１７と、２３、２４を所定のタイミングで導通、不導通の制御を行うための制御手段１００を備えている。具体的には、サイリスタ５、６、１２、１３、１９、２０の導通信号に基づき、
自己消弧素子９、１０と、１６、１７と、２３、２４にそれぞれ導通信号を与える。結果として、図６のようなタイミングで与えられる。
【００１７】
この制御手段１００は概略、図６に示すように転流動作中に、その転流直前時に動作状態にあった例えば単位転流補助手段８のコンデンサ１１を充電状態とし、かつその転流時に新たに動作状態になる例えば単位転流補助手段２２のコンデンサ２５を放電状態とするものである。このため、制御手段１００の入力としてサイリスタ５、６、１２、１３、１９、２０の状態信号、例えば導通状態信号をそれぞれ取り込むようにしている。
【００１８】
以下、このように構成された第１の実施形態について、図２から図６を参照して作用効果を説明する。図２に示すように直流電源１から直流リアクトル２、アノード側端子３、サイリスタ５、逆阻止形自己消弧素子９、交流端子２６、同期電動機２９のＵ相からＷ相、交流端子２８、逆阻止形自己消弧素子２４、サイリスタ２０、カソード側端子４を通って直流電源１へと電流が流れている。この状態でコンデンサ１８は図示のように交流端子側が＋に充電されているとする。
【００１９】
ここで、サイリスタ５から同期電動機２９のＵ相に流れていた電流を、サイリスタ１２からＶ相に電流が流れるように転流させる（電流を移す）。そのためにサイリスタ１２、逆阻止形自己消弧素子１６をオンさせるとともに逆阻止形自己消弧素子９をオフさせる。図３に示すように、逆阻止形自己消弧素子９がオフすると電流はコンデンサ１１を通って流れ、コンデンサ１１が図示のように直列接続点７側が＋に充電される。
【００２０】
またサイリスタ１２をオンするので、コンデンサ１８を通って同期電動機のＶ相に電流が流れはじめる。逆阻止形自己消弧素子１６には逆電圧が加わっているため電流は流れない。
【００２１】
従来はＵ相電流からＶ相電流への転流には同期電動機２９のＵ相とＶ相の誘起電圧差が作用するが、本発明の実施形態ではＵ相とＶ相の誘起電圧差に加えコンデンサ１１と１８の電圧が転流に作用する。コンデンサ１８の放電が完了した時点で逆阻止形自己消弧素子１６が順電圧になり、コンデンサ１８に流れていた電流は逆阻止形自己消弧素子１６を流れるようになる。
【００２２】
このようにして図４に示すようにＵ相電流は零になりサイリスタ５はオフし、アノード側端子からの電流はすべてサイリスタ１２を通ってＶ相に流れるようになり、コンデンサ１１が図示のように直列接続点７側が＋に充電され、コンデンサ１８が零電圧まで放電した状態で、一連の転流動作が終わる。転流動作中、コンデンサ１８は充電状態から放電されていくが、コンデンサ１１が零電圧から充電されていくのでほぼ一定の電圧が転流作用に加わる。
【００２３】
次は同期電動機２９のＷ相からサイリスタ２０を通ってカソード側端子４へ流れていた電流を、Ｕ相からサイリスタ６を通って電流が流れるように転流させる。そのためにサイリスタ６、逆阻止形自己消弧素子１０をオンさせるとともに逆阻止形自己消弧素子２４をオフさせる。前回の転流動作によってコンデンサ１１に充電された電圧は、同期電動機２９から流れ出す電流に対しては転流作用を増加させる方向となっている。したがって、前述のＵ相からＶ相への転流と同様な動作によってサイリスタ２０はオフし、図５に示すように直流負端子への電流はＵ相から逆阻止形自己消弧素子１０、サイリスタ６を通って流れ、コンデンサ２５の交流端子２８側が＋に充電され、コンデンサ１１が零電圧まで放電した状態で、一連の転流動作が終わる。
【００２４】
その次はサイリスタ１２から同期電動機２９のＶ相に流れていた電流を、サイリスタ１９からＷ相に電流が流れるように転流させる。前回の転流動作によってコンデンサ２５は交流端子２８側が＋に充電されており、回路状態としては図２のＵ相をＶ相に、Ｖ相をＷ相に、Ｗ相をＵ相に置き換えたのと等価になっている。したがって、サイリスタ１９、逆阻止形自己消弧素子２３をオンさせるとともに、逆阻止形自己消弧素子１６をオフさせることによって、サイリスタ１２はオフしてアノード側端子からの電流はサイリスタ１９を通って流れるようになる。
【００２５】
以上のサイリスタ５からサイリスタ１２、サイリスタ２０からサイリスタ６、サイリスタ１２からサイリスタ１９の転流動作に続き、その後サイリスタ６からサイリスタ１３、サイリスタ１９からサイリスタ５、サイリスタ１３からサイリスタ２０と順次転流する
。この一連の動作を１サイクルとして繰り返し、交流負荷である同期電動機２９に方形波状の交流電流を流す。
【００２６】
図６は、このようすを説明するための図であり、図６ではわかりやすくするため、直流正端子３側から同期電動機２９のＵ相に電流を流す場合を正方向としてＵ＋、Ｕ相から直流負端子４側に電流を流す場合を負方向としてＵ−のような記述を加え、また各コンデンサ１１、１８、２５の電圧波形を交流端子側が＋の時を＋で示した。Ｕ相の正方向電流がＶ相へ転流してサイリスタ５をオフさせるときコンデンサ１１が−に充電される。このコンデンサ電圧は、サイリスタ６をオンしてＷ相の負方向電流からＵ相の負方向電流へ転流するときに放電されることによって利用される。そしてＵ相の負方向電流がＶ相へ転流するときコンデンサ１１が＋に充電され、この電圧はＷ相の正方向電流がＵ相に転流するときに利用される。
【００２７】
ここで、基本動作を説明するため、例えば、図６に示したサイリスタ５からサイリスタ１２に転流するタイミングＡの時点で、同時にサイリスタ１２と逆阻止形自己消弧素子１６をオンさせるとともに逆阻止形自己消弧素子９をオフさせるとした。しかしながらこれらを同時に行う必要はなく、サイリスタ１２のオンに対して逆阻止形自己消弧素子９のオフを早めれば、コンデンサ１１の充電開始が早まり、充電電圧を高くできる。また逆に逆阻止形自己消弧素子９のオフを遅らせれば充電電圧を低くできる。電流の大きさ、交流電圧の大きさや位相、同期電動機のインダクタンス分などに応じて逆阻止形自己消弧素子のオフタイミングを制御することにより転流を制御することができる。
【００２８】
また逆阻止形自己消弧素子１６に電流が流れはじめるのは図示のタイミングＢの時点であり、その直前までにオンすればよい。ゲート回路の損失低減の目的や逆阻止形自己消弧素子の特性に応じてオンするタイミングを選ぶことができる。
【００２９】
さらにすべての逆阻止形自己消弧素子を常にオンさせれば転流補助手段が機能しなくなり、従来のサイリスタ変換装置と同じ動作も可能である。
【００３０】
以上説明したように、本発明の第１の実施形態によれば、従来の電流形サイリスタ電力変換装置の交流端子と交流負荷である同期電動機との間に、逆阻止形自己消弧素子とコンデンサからなる単位転流補助手段８、１５、２２を挿入したので、同期電動機２９の誘起電圧による負荷転流作用対して、単位転流補助手段８、１５、２２のコンデンサ１１、１８、２５に発生する電圧を加算的に作用させることができる。
【００３１】
この結果、大容量化（高電圧・大電流化）が容易で、力率が改善可能で、かつスイッチング損失が少ない高効率な電力変換装置を得ることができる。また同様な目的で発明された電力変換装置に比べて構成要素が少なく製作も容易であり、経済的な電力変換装置を得ることができる。さらに、前述した本発明の実施形態の電力変換装置を、従来の電力変換装置に代えることで、種々の用途に適用可能であり、大容量化や高力率化、高効率化が実現できる。特に、本発明を適用した整流装置とインバータ装置および同期電動機を組み合わせることにより、交流電源の力率とともに同期電動機の力率もほぼ１で運転できる無整流子電動機が実現できる。このように本発明の適用範囲は広く、その波及効果は絶大である。
【００３２】
なお、サイリスタモータにおいて同期電動機の力率を１にするためには転流進み角（一般のβで表される。）を０°にする必要があるが、その場合、転流する２つの相の誘起電圧差は零になり、負荷転流作用が機能せず、転流失敗して正常な動作を継続できない。また起動時や低回転数時は同期電動機の誘起電圧が小さく負荷転流作用が利用できず、直流電源側で電流を断続的に零にする断続動作などの何らか手段を必要とした。これらの負荷転流作用が利用できない状態においても単位転流補助手段８、１５、２２によって転流可能であり、力率１が可能になり、起動や低回転も特別な手段なしに可能になる。
【００３３】
同期電動機２９の力率を１にすることにより発生トルクの脈動は最小になり、起動や低速時における電流断続によるトルクリップルもなくなる。
【００３４】
また、単位転流補助手段８、１５、２２のコンデンサ１１、１８、２５の容量を小さくして発生電圧を大きくすれば遅れ力率の誘導電動機を負荷とすることも可能になり、用途の広い電力変換装置として利用できる。
【００３５】
なお、逆阻止形自己消弧素子９、１０、１６、１７、２３、２４は電流を強制的に切ることになるが、並列にコンデンサ１１、１８、２５が接続されているため、零電圧スイッチング（ＺＶＳ）と呼ばれるモードとなり、サージ電圧も発生せず、スイッチング中の電圧はほぼ零の状態でスイッチング損失をほとんど発生しない。また、電流が流れはじめるのは、コンデンサ電圧が反転するほぼ零電圧の時点であり、同様にスイッチング損失をほとんど発生しない。
【００３６】
図７は本発明の第２の実施形態であり、さらに高電圧化する場合の構成例である。サイリスタ電力変換装置では高電圧化するためにサイリスタ５-５、６-６、１２-１２、１３-１３、１９-１９、２０-２０を直列接続して構成する。逆阻止形自己消弧素子はスイッチング速度が速いため、直列接続するとスイッチング時の電圧のバランスが取りにくく配線長が長くなるのでサージ電圧が発生しやすい。
【００３７】
第２の実施形態では単位転流補助手段８、１５、２２を、各々２個用意しこれらを直列接続したものである。すなわち、図示のように逆向きに並列接続された逆阻止形自己消弧素子９、１０、１６、１７、２３、２４にさらにコンデンサ１１、１８、２５が並列接続された単位転流補助手段８-８、１５-１５、２２-２２を直列にして構成する。この場合、単位転流補助手段８-８、１５-１５、２２-２２間の配線の電流は変化率が小さく、配線長が長くなってもサージ電圧は発生しない。
【００３８】
図８は本発明の第３の実施形態で、整流装置として利用した例である。整流装置としての表現となっているため、図１の構成とは異なるように見えるが、回路としてはほとんど同じである。異なるのは前述の同期電動機２９が三相交流電源３０に、前述の直流電源１が直流負荷３１に置き換わり、アノード側端子３、カソード側端子４の位置がサイリスタ５、６、１２、１３、１９、２０の向きに対して逆になっていることである。従来のサイリスタ整流装置はサイリスタの点弧角（一般にαで表される）を０°から１８０°の間に制御して直流負荷３１の電圧を制御する。交流電源３０に流れる電流は振幅が負荷電流に等しく、その基本波の位相は点弧角αだけ位相が遅れ、常に遅れの無効電流が流れる。これに対して第３の実施形態では点弧角αを負にすることができ、進みの無効電流を流すことができる。直流負荷３１を直流リアクトルにすれば、三相交流電源３０にほとんど進みの無効分のみを流すことができ、無効電力補償装置（ＳＶＣ）として応用が可能である。
【００３９】
さらに本発明の第４の実施形態として図９に示すように、また、本発明の第５の実施形態として図１０に示すように本発明の基本構成３２と従来のサイリスタ整流装置３４を直列または並列に組み合わせることにより、互いの無効電流を打ち消して、ほぼ力率１の整流装置となる。なお、三相交流電源３０と基本構成３２の間に変圧器３３が接続されている。
【００４０】
さらに、本発明の第６の実施形態として図１１に示す実施形態のように、図９に示したほぼ力率１のサイリスタ整流装置３４の構成と、図１に示した整流子電動機の構成を多巻線の同期電動機を使用して多重化して組み合わせることによって、同期電動機の力率とともに交流電源側の力率もほぼ１で運転できる無整流子電動機が実現できる。多重化によって発生トルクの脈動もほとんど無視できる程度に小さくできる。
【００４１】
（変形例）
前述の実施形態では、単位転流補助手段８、１５、２２に使用されている自己消弧素子として、逆阻止形自己消弧素子をあげたが、これに限らず通常の逆導通形自己消弧素子もしくは逆通電形自己消弧素子にダイオード、もしくはサイリスタを直列にして使用してもよい。
【００４２】
前述の実施形態では、各レグにそれぞれ直列接続した第１及び第２の半導体パワー素子（バルブデバイス又はパワー半導体デバイス）として、サイリスタをあげたが、これに限らず他の半導体パワー素子であってもよい。
【００４３】
前述の交流負荷として、同期電動機、誘導電動機を例にあげて説明したが、これらを同期発電機、誘導発電機としても同様に実施できる。
【００４４】
図２から５及び図７、８、９、１０、１１に記載している制御手段１００は、前述の図１と同様な機能を有することは言うまでもなく、この制御手段１００は第１の実施形態で述べたサイリスタ５、６、１２、１３、１９、２０の導通、不導通を制御するケート制御回路と別々にせず、共通な構成としてもよい。
【産業上の利用可能性】
【００４５】
本発明は、サイリスタモータ等の半導体電動機、サイリスタ無整流子電動機等の無整流子電動機、無効電力補償装置として応用することができる。
【図面の簡単な説明】
【００４６】
【図１】図１はこの発明による電力変換装置の第１の実施形態を示す回路図である。
【図２】図２は図１の電力変換装置の動作を説明するための図である。
【図３】図３は図１の電力変換装置の動作を説明するための図である。
【図４】図４は図１の電力変換装置の動作を説明するための図である。
【図５】図５は図１の電力変換装置の動作を説明するための図である。
【図６】図６は図１の電力変換装置の動作を説明するためのタイミング図である。
【図７】図７はこの発明による電力変換装置の第２の実施形態を示す回路図である。
【図８】図８はこの発明による電力変換装置の第３の実施形態を示す回路図である。
【図９】図９はこの発明による電力変換装置の第４の実施形態を示す回路図である。
【図１０】図１０はこの発明による電力変換装置の第５の実施形態を示す回路図である。
【図１１】図１１はこの発明による電力変換装置の第６の実施形態を示す回路図である。

Claims (9)

1. 直流正端子と直流負端子の間に少なくとも３つのレグを並列接続し、各レグはそれぞれ上及び下アームからなり、各レグに第１及び第２の半導体パワー素子の直列回路を接続し、かつ該直列接続点と接続される交流端子を有し、前記各半導体パワー素子の導通、不導通を制御することで、交流を直流又は直流を交流に変換可能で、該変換された電力を、前記直流正端子と前記直流負端子又は前記交流端子に接続された負荷に供給する電力変換装置において、
   前記各第１及び第２の半導体パワー素子の直列接続点と前記交流端子の間に、それぞれ充放電可能な電荷素子と、この各電荷素子に対して逆並列接続した第１及び第２の自己消弧素子とからなる単位転流補助手段を、少なくとも１個直列に接続したことを特徴とする電力変換装置。
2. 請求項１に記載の電力変換装置において、転流動作中に、その転流直前時に動作状態にあった前記単位転流補助手段の電荷素子を充電状態とし、かつその転流時に新たに動作状態になる前記単位転流補助手段の電荷素子を放電状態とする制御手段を、更に備えたことを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。
3. 前記直流正端子と前記直流負端子の間に、直流リアクトルを介して直流電源又は直流負荷を接続し、前記交流端子に交流負荷又は交流電源を接続したことを特徴とする請求項１または２記載の電力変換装置。
4. 前記交流端子に同期機を接続し、該同期機の力率をほぼ１で運転することを特徴とする請求項１または２記載の電力変換装置。
5. 前記交流端子に誘導機を接続することを特徴とする請求項１または２記載の電力変換装置。
6. 前記交流端子に交流電源を接続し、前記直流正端子と前記直流負端子の間に直流リアクトルを接続し、前記交流電源から進みの無効電流を流すことを特徴とする請求項１または２記載の電力変換装置。
7. 前記直流正端子と前記直流負端子に、交流電源に接続された半導体パワー素子からなる整流装置の直流出力の正端子および負端子を直列接続し、前記交流端子に交流電源を接続し、前記交流電源の力率をほぼ１で運転することを特徴とする請求項１または２記載の電力変換装置。
8. 前記直流正端子と前記直流負端子に、交流電源に接続された半導体パワー素子からなる整流装置の直流出力の正端子および負端子とを直流リアクトルを介して並列接続し、前記交流電源の力率をほぼ１で運転することを特徴とする請求項１または２記載の電力変換装置。
9. 交流電源に半導体パワー素子からなる整流装置を接続し、該整流装置の直流端子を、直流正端子と直流負端子に接続し、前記直流正端子と直流負端子に少なくとも３つのレグを並列接続し、各レグはそれぞれ上及び下アームからなり、各レグに第１及び第２の半導体パワー素子の直列回路を接続し、かつ該直列接続点と接続される交流端子を有し、前記各半導体パワー素子の導通、不導通を制御することで、前記整流装置の出力である直流を交流に変換可能で、該変換された電力を、交流端子に接続された同期機に供給する電力変換装置において、
   前記各第１及び第２の半導体パワー素子の直列接続点と前記交流端子の間に直列接続され、それぞれ充放電可能な電荷素子と、この各電荷素子に対して逆並列接続した第１及び第２の自己消弧素子とからなる少なくとも１個の単位転流補助手段と、
   前記交流端子に同期機を接続し、同期機の力率及び前記交流電源の力率をほぼ１で運転すると共に、転流動作中に、その転流直前時に動作状態にあった単位転流補助手段の電荷素子を充電とし、かつその転流時に新たに動作状態になる単位転流補助手段の電荷素子を放電する制御手段とを
   備えたことを特徴とする電力変換装置。

Images