JP4875428B2 - 半導体電力変換装置 - Google Patents

Description

この発明は、サイリスタを使用した半導体電力変換装置に関する。

負荷転流形サイリスタインバータ（ＬＣＩとも称する。）は高圧大容量の電動機駆動装置として産業分野で適用されてきた。この負荷転流形サイリスタインバータは電動機の漏れインダクタンスによって決まる緩やかな転読動作を行うため、サイリスタ素子を複数直列接続することが容易に可能であり、高圧・大容量化に適している。

ただし、その転流方式が、負荷となる同期電動機の誘起電圧に依存するため、転流タイミングと電動機の電圧位相との間に制約がある。具体的には、電流は電圧に対して進みでしか流すことができず、転流余裕などを考えると３０°程度の進み力率での運転を余儀なくされる(例えば非特許文献1参照。)。

負荷転流形サイリスタインバータの出力に転流補助回路を付加した構成も検討されている。

この転流補助回路は負荷転流形サイリスタインバータの各相の出力と電動機の各相の入力間に設けられ、逆並列接続された逆阻止形自己消弧素子とこれらの逆阻止形自己消弧素子に並列接続されたコンデンサで構成される。このような転流補助回路を用いれば、例えば力率１で運転を行うことも可能となる。
電気学会・半導体電力変換システム調査専門委員会編「パワーエレクトロニクス回路」 オーム社出版局、２０００年１１月３０日、ｐ.１１３−１１７

上述の負荷転流形サイリスタインバータの出力に転流補助回路を設け、転流エネルギーを転流補助回路内のコンデンサに蓄える方式においては、コンデンサにチャージされる電圧が転流エネルギーによるものだけであることから以下の問題が生じる。

即ち、直流電流源から供給される転流エネルギーが負荷電動機の駆動条件によって変化し、コンデンサに充電される電圧は直流電流に依存するため、軽負荷時には電圧が低くなる。この状態では転流に必要な十分な電圧が充電されずに転流失敗してしまう恐れがある。 本発明は、この問題点を解決するためになされたものであり、負荷条件にかかわらず任意の力率で運転することが可能な半導体電力変換装置を提供することを目的とする。

上記目的を達成するため、本発明の半導体電力変換装置は、直流電流源に直列接続された正側サイリスタ及び負側サイリスタと、前記正側サイリスタのカソードにアノードが接続され、そのカソードが交流負荷の１相の入力端子に接続された正側逆阻止形自己消弧素子と、前記正側逆阻止形自己消弧素子と逆並列に接続された負側逆阻止形自己消弧素子と、前記正側逆阻止形自己消弧素子と並列接続されたコンデンサとから成る１相分の単位ユニット複数組と、前記正側サイリスタ及び負側サイリスタ並びに前記正側逆阻止形自己消弧素子及び負側逆阻止形自己消弧素子のゲートパルスを供給するゲート制御手段とを具備し、前記ゲート制御手段は、前記正側サイリスタと前記正側逆阻止形自己消弧素子、前記負側サイリスタと前記負側逆阻止形自己消弧素子には夫々同一方向に電流を流すように夫々同期してゲートパルスを与え、前記正側及び負側の逆阻止形自己消弧素子のゲートパルス幅は夫々前記正側及び負側サイリスタのゲートパルス幅よりパルスずらし期間だけ短くすると共に、前記パルスずらし期間は、前記交流負荷の負荷率が所定値を超えるときは前記コンデンサに充電する電圧の目標値から前記負荷率を第１の係数倍した値を減算し、この演算結果を前記負荷率に第２の係数を乗算した値で除算する演算で求めるようにし、前記交流負荷の負荷率が所定値以下のときは前記コンデンサに充電する電圧の目標値と、前記交流負荷の負荷率とから、予め記憶されたテーブルを参照して求めるようにしたことを特徴としている。

この発明によれば、軽負荷、高負荷を含む広範囲の負荷条件で、任意の力率で運転することが可能な半導体電力変換装置を提供することができる。

以下、図面を参照して本発明の実施例を説明する。

以下、本発明の実施例１に係る半導体電力変換装置を図１乃至図６を参照して説明する。図１は本発明の実施例１に係る半導体電力変換装置のブロック構成図である。

可変出力の直流電源１は直流リアクトル２を介し、サイリスタ３（サイリスタＵ）及びサイリスタ４（サイリスタＸ）、サイリスタ５（サイリスタＶ）及びサイリスタ６（サイリスタＹ)、並びにサイリスタ７（サイリスタＷ）及びサイリスタ８（サイリスタＺ)の各直列回路に直流電流を供給する。サイリスタ３のカソードはＵ相の転流補助回路を構成する逆阻止形自己消弧素子１０(逆阻止形自己消弧素子Ｕ)のアノードに接続され、逆阻止形自己消弧素子１０のカソードは同期電動機９のＵ相巻線に接続されている。同様に、サイリスタ５のカソードはＶ相の転流補助回路を構成する逆阻止形自己消弧素子１３(逆阻止形自己消弧素子Ｖ)のアノードに接続され、逆阻止形自己消弧素子１３のカソードは同期電動機９のＶ相巻線に接続され、サイリスタ７のカソードはＷ相の転流補助回路を構成する逆阻止形自己消弧素子１６（逆阻止形自己消弧素子Ｗ)のアノードに接続され、逆阻止形自己消弧素子１６のカソードは同期電動機９のＷ相巻線に接続されている。

Ｕ相の転流補助回路は逆阻止形自己消弧素子１０と、これに逆並列に接続された逆阻止形自己消弧素子１１（逆阻止形自己消弧素子Ｘ)及びこれに並列接続されたコンデンサ１２で構成されている。同様にＶ相の転流補助回路は、逆阻止形自己消弧素子１３と、これに逆並列に接続された逆阻止形自己消弧素子１４（逆阻止形自己消弧素子Ｙ）及びこれに並列接続されたコンデンサ１５で構成され、Ｗ相の転流補助回路は、逆阻止形自己消弧素子１６と、これに逆並列に接続された逆阻止形自己消弧素子１７（逆阻止形自己消弧素子Ｚ）及びこれに並列接続されたコンデンサ１８で構成されている。

各々のサイリスタ及び逆阻止形自己消弧素子のゲートにはゲートパルス回路２０からゲートパルスが供給されている。以下ゲートパルス回路２０の内部構成について説明する。

電動機周波数を通電周期６分周器２１に与える。通電周期６分周器２１は電動機周波数の１サイクルを６等分して各々のサイリスタに与えるゲートパルスを作る。通電周期６分周器２１の出力は変形パルス発生回路２２にも与えられる。この変形パルス発生回路２２においてはパルスずらし期間設定回路２３から与えられたパルスずらし期間分だけパルスを短く変形する動作を行って各々の逆阻止形自己消弧素子にゲートパルスを与える。尚、ここで電動機周波数を、図示しない同期電動機９の回転位置検出器から検出するようにすれば通電周期６分周器２１を省略することも可能となる。

図２はゲートパルス回路２０の詳細なブロック構成図である。図２には、上述した各々のサイリスタに与えるゲートパルス波形及び各々の逆阻止形自己消弧素子のゲートパルス波形も併せて図示している。図２における変形パルス発生回路２２の内部構成について以下説明する。

電動機周波数を通電期間演算器２２１に与え、ゲートパルスの通電期間を求める。この通電期間からパルスずらし期間設定回路２３で設定されたパルスずらし期間を減算器２２２で減算して変形パルスの通電期間を求める。尚ここで、通電期間演算器２２１に与える信号は、通電周期６分周器２１の出力信号を用いても良い。通電周期６分周器２１の出力信号である各サイリスタのゲートパルス信号を入力とするワンショット回路２２３を設け、このワンショット回路２２３のワンショットパルス幅を上記の変形パルスの通電期間となるようにすれば、各々の逆阻止形自己消弧素子のゲートパルスを得ることができる。

図３は、正側及び負側の各相のサイリスタと逆阻止形自己消弧素子の通電の推移とこの通電の推移による各相の転流補助回路のコンデンサの充放電の推移を示す動作説明図である。

この図３に基づいて正側Ｕ相からＶ相への転流動作について以下に説明する。今、正側Ｕ相から負側Ｗ相に向かって電流が流れている状態を考える。この状態においては、その理由は後述するが、コンデンサ１５は正側に充電されている。ここで正側とは、交流電動機９側の電極が正電荷となる状態を示すものとしている。この状態において図３に示したタイミングＡにおいてサイリスタ５をオンして転流を開始することになるが、このタイミングＡよりパルスずらし期間だけ早いタイミングで逆阻止形自己消弧素子１０がオフする。逆阻止形自己消弧素子１０がオフすると通電電流はコンデンサ１２を通って流れるため、コンデンサ１２が負側に充電され始める。そしてタイミングＡにおいてサイリスタ５をオンし、逆阻止形自己消弧素子１３をオンする。サイリスタ５がオンとなるのでコンデンサ１５を介してＶ相に電流が流れ始める。このとき逆阻止形自己消弧素子１３には逆バイアスがかかっているので電流は流れない。そしてコンデンサ１５の放電が完了した時点で逆阻止形自己消弧素子１３は順バイアスとなり、コンデンサ１５に流れていた電流は逆阻止形自己消弧素子１３に流れるようになる。このようにしてＵ相電流はゼロになり、サイリスタ３はオフし直流電源１からの電流は全てサイリスタ５を通ってＶ相に流れるようになる。この状態でコンデンサ１２は図示したように負側に充電され、コンデンサ１５がゼロ電圧まで放電した状態で一連の転流動作が完了する。進み力率での運転においては上記転流動作が行われるとき、コンデンサ１５の電圧に加えて同期電動機９の逆起電圧が転流電圧として作用するが、力率１の場合はこのコンデンサ１５の電圧によって転流が達成される。

続く次の転流は負側Ｗ相から負側Ｕ相への転流となるが、このときの転流においては上記のコンデンサ１２の負側の充電電荷が転流電圧として作用し、コンデンサ１８が正側に充電される。以下同様の転流動作の繰り返しに対応してコンデンサの充放電の推移をチェックしていくと、最初に説明した正側Ｕ相から正側Ｖ相の転流動作においては、その前の負側Ｖ相から負側Ｗ相の転流動作においてコンデンサ１５は正側に充電されていることが分かる。

以上説明したように、転流補助回路に設けたコンデンサによって転流電圧が得られていることが分かるが、負荷が軽負荷になると直流電源１からの充電電流が減少してしまう。このためにパルスずらし期間を設けて早めにコンデンサへの充電を行うようにしている。以下図４乃至図６のシミュレーション結果を参照してこのパルスずらし期間の効果について説明する。

図４に同期電動機を５０００Ｖ―４０００Ａで駆動し、パルスずらし期間をゼロとしたときの各サイリスタ及び逆阻止形自己消弧素子のゲートパルス、Ｕ相の相電圧及び相電流並びにＵ相の転流補助回路のコンデンサ電圧のシミュレーション結果を示す。図４から分かるように、負荷電流が大きい場合はパルスずらし期間がゼロであっても十分大きいコンデンサ電圧が得られ、問題なく転流できる。

図５には同期電動機を５０００Ｖ―４００Ａで駆動し、パルスずらし期間をゼロとしたときの各サイリスタ及び逆阻止形自己消弧素子のゲートパルス、Ｕ相の相電圧及び相電流並びにＵ相の転流補助回路のコンデンサ電圧のシミュレーション結果を示す。図５から分かるように、パルスずらし期間がゼロのまま負荷電流が小さくなると、コンデンサ電圧が得られなくなって転流失敗し、運転不能に至る。

これに対し、図６は同期電動機を５０００Ｖ―４００Ａで駆動し、パルスずらし期間を２００μｓとしたときの各サイリスタ及び逆阻止形自己消弧素子のゲートパルス、Ｕ相の相電圧及び相電流並びにＵ相の転流補助回路のコンデンサ電圧のシミュレーション結果である。図６から分かるように、負荷電流が小さくなってもパルスずらし期間を設けることによってコンデンサ電圧を確保して運転を行うことが可能となる。尚、図４乃至図６において相電圧と相電流は同相であるので力率１の運転を行っていることが条件となっている。 以上説明したように、所定のパルスずらし期間を設けることにより、軽負荷であっても力率１の運転を実現できる半導体電力変換装置を提供することが可能となる。

尚、図１における主回路は３相構成として説明したが、必ずしも３相である必要はない。また、転流電圧を転流補助回路から得ているので、負荷は同期電動機である必要はなく、交流負荷であれば良い。

以下本発明の実施例２に係る半導体電力変換装置を図７乃至図１１を参照して説明する。 図７は本発明の実施例２に係る半導体電力変換装置のパルスずらし期間設定回路の回路構成図である。パルスずらし期間設定回路２３Ａは、コンデンサ電圧目標値と電流基準を入力とし、コンデンサ電圧目標値から減算器２３１によって電流基準を係数ａ倍した値を減算し、更に徐算器２３２によって電流基準を係数ｂ倍した値で除算して出力であるパルスずらし期間を求めるようにしている。このように構成すると、負荷電流の大きさにかかわらずほぼ一定のコンデンサ電圧が得られる。以下この理由について説明する。

転流補助回路のコンデンサに充電される電圧は、転流エネルギーによるものとパルスずらし期間に流れた電流によるものの重畳効果によって決定される。従って、コンデンサ充電電圧は通電電流が大きくなるほど高くなる。

図８は同期電動機を５０００Ｖ―４０００Ａで駆動し、パルスずらし期間を２００μｓとしたときの各サイリスタ及び逆阻止形自己消弧素子のゲートパルス、Ｕ相の相電圧及び相電流並びにＵ相の転流補助回路のコンデンサ電圧のシミュレーション結果である。図８から分かるようにコンデンサ電圧はレンジを大きく越えて充電されている。

図４のシミュレーション結果においては負荷電流が４０００Ａのとき転流エネルギーだけで３２００Ｖ程度に充電されていた。４０００Ａを装置の最大電流と考えると、転流補助回路のコンデンサおよび逆阻止形自己消弧素子の電圧設定はこのレベルでよいことが分かる。しかしながら、軽負荷時の転流電圧を満足する為に２００μｓのパルスずらし期間を一定値として用いた場合には、４０００Ａの最大電流においては、上記電圧設定を大きく越えてしまうことが分かる。これは電圧設計が非常に冗長となることを示し、装置のサイズ及びコストに影響を及ぼす。

一方、コンデンサ充電電圧は主回路現象によって一意に決まるという特徴がある。従って、通電する電流が予め分かっていれば、コンデンサ充電電圧を一定とするようなパルスずらし期間を一意に決定することが可能となる。

図９は、電流を１０００Ａ、２０００Ａ、４０００Ａと変化させ、パルスずらし期間を０から１０００μｓまで変化させた時のコンデンサに発生する電圧ＶＣを計算した結果を示す。パルスずらし期間がない、すなわちパルスずらし期間０μｓの場合であっても、コンデンサ電圧の値は電流に依存している。これは転流エネルギーだけの充電効果によるものであり、電流との比例関数で求めることが可能な成分である。

図１０は、前述の転流エネルギーによるコンデンサ電圧の上昇分を除外したもので、同様に電流を１０００Ａ、２０００Ａ、４０００Ａと変化させ、パルスずらし期間を０から１０００μｓまで変化させた時のコンデンサに発生する電圧の上昇分(△ＶＣ)を計算したものである。図１０から、パルスずらし期間によるコンデンサ電圧の上昇分は、傾斜がほぼ電流値に応じて比例的に上昇していることが分かる。

図１１は、図１０で求めた発生電圧を電流値１０００Ａ、２０００Ａ、４０００Ａに応じて、夫々１、２、４で除算した結果、即ち単位電流あたりのコンデンサ電圧の上昇分を示している。前述の通り電流の変化による電圧上昇分は電流で割り戻すことによって除外できることが分かる。

以上を纏めると、コンデンサ電圧は、主回路定数が判明し電流が分かっている場合は下式によって求められることが分かる。

ＶＣ＝ａＩ＋ｂＩＴ・・・・・（１）
ただし ａ：転流エネルギーによって発生する電圧上昇分の係数
ｂ：ずらし期間によって発生する電圧上昇分の係数
Ｔ：パルスずらし期間
である。ここで係数ａはパルスずらし期間０における電圧上昇分を基準の電流値で除算して求めることが可能であり、同様に係数ｂはパルスずらし期間と電流を適当に設定して計算された電圧上昇分を基準の電流値とパルスずらし期間で除算することによって求められる。上記(１)式を展開すると以下の(２)式が得られる。

Ｔ＝（ＶＣ−ａＩ）／ｂＩ・・・・・（２）
以上説明したように、主回路条件から係数ａ及びｂを予め求めておき、転流補助回路の逆阻止形自己消弧素子とコンデンサの電圧設計からＶＣが決まっている場合には（２）式によってパルスずらし期間を求めることが可能となる。また、パルスずらし期間の計算結果が負となった場合には、転流エネルギーだけで十分な電圧が得られることになるので、パルスずらし期間は０とすれば良い。

以上の考え方により、図７に示したように、コンデンサ電圧目標値と電流基準を入力としてパルスずらし期間を演算によって求めるようにすれば、軽負荷であっても力率１の運転を実現でき且つ任意の負荷においても設計された転流補助回路の最大電圧を越えることのない半導体電力変換装置を提供することが可能となる。

尚、上記における電流基準とは、例えば直流電源１を制御するときに使用する電流基準を示す。この電流基準に代えて実際の検出電流を用いても良いし、また電流ではなく同期電動機９の負荷率を他の何らかの方法で検出してそれを用いても良い。

以下本発明の実施例３に係る半導体電力変換装置を図１２及び図１３を参照して説明する。図１２は本発明の実施例２に係る半導体電力変換装置のパルスずらし期間設定回路の回路構成図である。パルスずらし期間設定回路２３Ｂは、コンデンサ電圧目標値と電流基準を入力とし、テーブル２３３によって予め設定されたパルスずらし期間を求めて出力する。

図１３は、実施例２の説明で用いた電流とパルスずらし期間との関係を示した図１１をパルスずらし期間が小さい領域で拡大した図である。この図１３から分かるように、パルスずらし期間が５０μｓ以下の領域においては、電流が小さくなるとコンデンサ充電電圧の上昇分がパルスずらし期間に対して非線形の挙動を示すようになる。これは、厳密に電圧を調節する必要のあるときには無視できないので、図１３の結果をテーブル２３３内に記憶しておく。

以上説明したように、この実施例３によればパルスずらし期間及び電流の全領域で正確な電圧補正を行うことが可能となる。

図１４は本発明の実施例４に係る半導体電力変換装置のパルスずらし期間設定回路の回路構成図である。この実施例４の各部について、図７の実施例２に係る半導体電力変換装置のパルスずらし期間設定回路の回路構成図と同一部分は同一符号で示し、その説明を省略する。この実施例４が実施例２と異なる点は、パルスずらし期間設定回路２３０は、コンデンサ電圧目標値と電流基準を入力としたテーブル２３３によって予め設定されたパルスずらし期間を求めるようにした点、電流基準判定回路２３４及び出力切替回路２３５を設け、所定の電流値以下のときは出力切替回路２３５がテーブル２３３の出力を選択し、所定の電流値を超えたとき、出力切替回路２３５が除算器２３２の出力を選択するように構成した点である。

実施例３では全領域をテーブル化してテーブル２３３に記憶させるようにしていたが、上述したように電流が所定値を超えた領域においては線形補完が可能となる。従ってこの実施例４によれば、無駄なデータをテーブルに記憶させることなく高精度にパルスずらし期間を求めることが可能となる。

本発明の実施例１に係る半導体電力変換装置のブロック構成図。 実施例１におけるゲートパルス回路の詳細ブロック構成図。 本発明の実施例１に係る半導体電力変換装置の動作説明図。 大電流でパルスずらし期間のないときの動作シミュレーション例。 小電流でパルスずらし期間のないときの動作シミュレーション例。 小電流でパルスずらし期間を設けたときの動作シミュレーション例。 本発明の実施例２に係る半導体電力変換装置のパルスずらし期間設定回路の回路構成図。 大電流でパルスずらし期間を設けたときの動作シミュレーション例。 パルスずらし期間とコンデンサ充電電圧の関係図。 パルスずらし期間とコンデンサ充電電圧上昇分の関係図。 単位電流当りのパルスずらし期間とコンデンサ充電電圧上昇分の関係図。 本発明の実施例３に係る半導体電力変換装置のパルスずらし期間設定回路の回路構成図。 パルスずらし期間が小さい領域における図１１の拡大図。 本発明の実施例４に係る半導体電力変換装置のパルスずらし期間設定回路の回路構成図。

符号の説明

１ 直流電源
２ 直流リアクトル
３、４、５、６、７、８ サイリスタ
９ 同期電動機
１０、１１、１３、１４、１６、１７ 逆阻止形自己消弧素子
１２、１５、１８ コンデンサ
２０ ゲートパルス回路
２１ 通電期間6分周器
２２ 変形パルス発生回路
２３、２３Ａ、２３Ｂ、２３Ｃ パルスずらし期間設定回路
２３１ 減算器
２３２ 除算器
２３３ テーブル
２３４ 電流基準判定回路
２３５ 出力切替回路

Claims (2)

1. 直流電流源に直列接続された正側サイリスタ及び負側サイリスタと、
   前記正側サイリスタのカソードにアノードが接続され、そのカソードが交流負荷の１相の入力端子に接続された正側逆阻止形自己消弧素子と、
   前記正側逆阻止形自己消弧素子と逆並列に接続された負側逆阻止形自己消弧素子と、
   前記正側逆阻止形自己消弧素子と並列接続されたコンデンサ
   とから成る１相分の単位ユニット複数組と、
   前記正側サイリスタ及び負側サイリスタ並びに前記正側逆阻止形自己消弧素子及び負側逆阻止形自己消弧素子のゲートパルスを供給するゲート制御手段と
   を具備し、
   前記ゲート制御手段は、
   前記正側サイリスタと前記正側逆阻止形自己消弧素子、前記負側サイリスタと前記負側逆阻止形自己消弧素子には夫々同一方向に電流を流すように夫々同期してゲートパルスを与え、
   前記正側及び負側の逆阻止形自己消弧素子のゲートパルス幅は夫々前記正側及び負側サイリスタのゲートパルス幅よりパルスずらし期間だけ短くすると共に、
   前記パルスずらし期間は、
   前記交流負荷の負荷率が所定値を超えるときは
   前記コンデンサに充電する電圧の目標値から前記負荷率を第１の係数倍した値を減算し、この演算結果を前記負荷率に第２の係数を乗算した値で除算する演算で求めるようにし、
   前記交流負荷の負荷率が所定値以下のときは
   前記コンデンサに充電する電圧の目標値と、前記交流負荷の負荷率とから、予め記憶されたテーブルを参照して求めるようにしたことを特徴とする半導体電力変換装置。
2. 前記1相分の単位ユニットを３組有し、
   前記交流負荷は３相の同期電動機であり、この同期電動機に取り付けられた位置検出器の検出信号に同期して前記正側及び負側サイリスタのゲートパルスを与えるようにしたことを特徴とする請求項１に記載の半導体電力変換装置。

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