JP2008109790A - 電力変換装置 - Google Patents

Abstract

【課題】スイッチング周波数が大幅に変動することなく高速な電流制御応答と高調波抑制が可能で、且つ定常的出力に非整数次調波を含まない電力変換装置を提供する。
【解決手段】電力変換器２の制御部３は、電力変換器２の電流の指令値との偏差を演算する電流偏差演算回路３１と、この偏差のベクトル角度を演算するベクトル角演算回路３２と、このベクトル角度と電力変換器２の現状とに基づいて次のスイッチング信号を生成するスイッチングシーケンス論理回路３４と、スイッチングシーケンス論理回路３４の起動信号を生成し電力変換器２が過渡状態か定常状態かを検出することのできるシーケンス起動回路３３とを有する。シーケンス起動回路３３は、電力変換器２が過渡状態にあるときに起動信号を生成すると共に、電力変換器２が定常状態にあるとき、起動信号の生成周波数を電力変換器２の出力周波数の整数倍とするような同期化PWM手段を備える。
【選択図】図１

Description

本発明は、ＰＷＭ制御方式によって電力変換器を制御するようにした電力変換装置に関する。

ＰＷＭ制御方式の電力変換器では、一般に三角波キャリアと正弦波状の変調波による三角波比較ＰＷＭ制御方式が用いられる。三角波比較ＰＷＭ制御方式では、三角波キャリア周波数を電力変換器の出力周波数の例えば、４５倍、２７倍、１５倍、９倍、５倍、３倍、１倍等に選定することにより、電力変換器の出力波形に含まれる非整数次調波を抑制することが可能である。これは一般的に同期ＰＷＭ方式と呼ばれる技術である。

この同期ＰＷＭ方式ではなく、非同期ＰＷＭ方式を用いる場合には、電力変換器の出力波形には非整数次調波が含まれることになる。非整数次調波は、電力変換器の制御系のビート現象や、電力変換器により電動機を駆動する場合には、電動機の負荷機械系の共振現象を誘発する場合がある。また、同期ＰＷＭ方式、非同期ＰＷＭ方式のどちらを用いたとしても、三角波ＰＷＭ制御方式を用いる場合には、電力変換器の電流制御応答の上限は変調周波数（三角波キャリア周波数）によって制限される。

一方、高速な電流応答の得られる制御方式として、電流ヒステリシスバンドを用いたＰＷＭ制御法がある。これは、正弦波の電流指令値の上下にヒステリシス幅を有する正及び負のヒステリシス電流指令値を設け、電流が正方向へ変化して正側のヒステリシス指令値に達すると、インバータの負側のスイッチをオンして交流負荷に負電圧を印加して、電流を負方向へ変化させ、電流が負方向へ変化して負側のヒステリシス指令値に達すると、インバータの正側のスイッチをオンして交流負荷に正電圧を印加して電流を正方向へ変化させることにより、電流を電流基準に対してヒステリシス幅内に収めるように制御する方式である。この方式によれば、超高速の電流制御応答が得られる。但し、スイッチング周波数を制限するためのヒステリシス幅が必要となる。尚、最大のスイッチング周波数は交流負荷の漏れインピーダンス、直流電源電圧、自己消弧形素子のスイッチング速度等とヒステリシス幅によって定まる。

電流制御応答が非常に高速であるという長所を有するにもかかわらず、上記のヒステリシスバンドＰＷＭ制御が近年あまり用いられなくなってきた。この理由として、運転状態によって、スイッチング周波数が大きく変化すること、また、三角波比較ＰＷＭ制御等に比べ、同一スイッチング周波数での電流リプルが著しく大きいことが挙げられる。スイッチング周波数が変化すると、騒音・ラジオノイズ対策が困難となる。また、変換器の設計は最高スイッチング周波数に合わせなければならないので、スイッチング周波数が変動することは装置の大型化を意味する。最高スイッチング周波数を下げるためにヒステリシスバンド幅を大きくすると、電流リプルが大きくなる。電流リプルの増大は高調波含有率の増大につながるだけでなく、スイッチング素子の電流定格に電流リプル分だけマージンを持たせねばならず、非常に不利となる。

上記、ヒステリシスバンドＰＷＭ制御の欠点を補い、高速な電流制御応答が得られる方式として、電流指令と出力電流の偏差のベクトル角を演算し、このベクトル角と、インバータが現在出力中のスイッチング信号に基づいてゼロベクトルで終わる一連のスイッチング信号を選択してスイッチング制御を行う方法がある（例えば、特許文献１参照。）。
特開平１０−１７４４５３号公報（第８−１６頁、図１）

特許文献１に示された手法によれば、高速な電流制御応答が可能でありながら、高調波抑制が可能で、且つスイッチング周波数が大幅に変動することのないＰＷＭ制御が得られる。しかしながら、この方式は、冒頭に述べた三角波比較ＰＷＭ制御方式における同期ＰＷＭ方式に相当する機能を有しておらず、定常的出力に非整数次調波が含まれてしまう。

本発明は上記実情を考慮して為されたもので、スイッチング周波数が大幅に変動することなく高速な電流制御応答と高調波抑制が可能で、且つ定常的出力に非整数次調波を含まない電力変換装置を提供することを目的とする。

上記目的を達成するために、本発明の第１の発明である電力変換装置は、自己消弧形スイッチング素子から成る電力変換器と、前記電力変換器の交流側出力電流が電流指令に追従するように制御する制御部とを備え、前記制御部は、前期電力変換器の各相の交流側出力電流とその電流指令値との偏差を夫々演算する電流偏差演算回路と、この電流偏差演算回路からの偏差に基づいて電流偏差ベクトル角度を演算するベクトル角演算回路と、前記電流偏差ベクトル角度と前記電力変換器の現在のスイッチング状態とに基づいて電力変換器が次に出力すべき一連のスイッチング信号を生成するスイッチングシーケンス論理回路と、このスイッチングシーケンス論理回路のシーケンス起動信号を生成し、前記電力変換器が過渡状態か定常状態かを検出することのできるシーケンス起動回路とを有し、前記シーケンス起動回路は、前記電力変換器が過渡状態にあるときに前記シーケンス起動信号を生成すると共に、前記電力変換器が定常状態にあるとき、前記シーケンス起動信号の生成周波数を前記電力変換器の出力周波数の整数倍とするような同期化PWM手段を備えたことを特徴としている。

また、本発明の第２の発明である電力変換装置は、自己消弧形スイッチング素子から成る電力変換器と、前記電力変換器の交流側出力電流が電流指令に追従するように制御する制御部とを備え、前記制御部は、前期電力変換器の各相の交流側出力電流とその電流指令値との偏差を夫々演算する電流偏差演算回路と、この電流偏差演算回路からの偏差に基づいて電流偏差ベクトル角度を演算するベクトル角演算回路と、前記電流偏差ベクトル角度と前記電力変換器の現在のスイッチング状態とに基づいて電力変換器が次に出力すべき一連のスイッチング信号を生成するスイッチングシーケンス論理回路と、このスイッチングシーケンス論理回路のシーケンス起動信号を生成するシーケンス起動回路とを有し、前記シーケンス起動回路は、前記電流偏差ベクトルの大きさが所定のしきい値を超えたとき、シーケンス起動信号を出力し、前記しきい値を制御することによって前記シーケンス起動信号の定常的な生成が一定時間毎に行われるようにしたことを特徴としている。

本発明によれば、スイッチング周波数が大幅に変動することなく高速な電流制御応答と高調波抑制が可能で、且つ定常的出力に非整数次調波を含まない電力変換装置を提供することが可能となる。

以下、図面を参照して本発明の実施例を説明する。

以下、本発明の実施例１係る電力変換装置について図１乃至図５を参照して説明する。図１は本発明の実施例１係る電力変換装置の回路構成図である。

図１において、直流電力の授受を行うための直流端子Ｐ及びＮからの直流電圧を直流平滑コンデンサ１によって平滑し、電力変換器２に供給する。この電力変換器２はＩＥＧＴ等の自己消弧形スイッチング素子とこの自己消弧形スイッチング素子に逆並列接続されたダイオードをブリッジ接続して構成されている。これらの自己消弧形スイッチング素子は、制御回路３から与えられるゲートパルスによってオン／オフ制御されている。

電力変換器２の交流出力は、Ｕ、Ｖ及びＷの３相交流端子より取り出され、その各相の交流出力電流は電流検出器４によって検出され、制御回路３に与えられている。電力変換器２は、直流端子を直流電源に接続し、交流端子に接続されたモータ等の負荷に交流電力を供給するインバータとして用いる場合と、交流端子を交流電源に接続し、直流端子に接続されたインバータ等の負荷に直流電力を供給するコンバータとして用いる場合がある。両者は呼び方が異なるだけで、その構成や基本動作は共通であり、解決しようとする課題も共通しているため、本発明では両者を区別せずに同じ電力変換器として扱う。

以下、制御回路３の内部構成について説明する。

交流側３相の電流指令値ｉｕ＊、ｉｖ＊、ｉｗ＊から電流検出器４で検出された電流検出値ｉｕ、ｉｖ、ｉｗを夫々減算器３１によって減算して電流偏差Δｉｕ、Δｉｖ、Δｉｗを得る。この電流偏差Δｉｕ、Δｉｖ、Δｉｗはベクトル角演算回路３２に与えられ、
電流偏差ベクトルΔｉを求め、その角度θΔｉを演算する。尚、ここで交流側３相の電流指令値ｉｕ＊、ｉｖ＊、ｉｗ＊は直接与えても良いが、例えば電力変換器２の出力で交流電動機を可変速駆動するような場合は、速度制御系の出力から演算によって与えられる。

電流偏差Δｉｕ、Δｉｖ、Δｉｗは、シーケンス起動回路３３にも与えられる、このシーケンス起動回路３３はその詳細を後述する手法によって、電流偏差Δｉｕ、Δｉｖ、Δｉｗが大きくなったときにはシーケンス起動信号Ｓｅｑをスイッチングシーケンス論理回路３４に与える。また、電流偏差Δｉｕ、Δｉｖ、Δｉｗが小さいときには、電力変換器２の出力周波数指令値ｆ＊に応じて電力変換器２の出力周波数の整数倍となる周波数でシーケンス起動信号Ｓｅｑを出力する。

スイッチングシーケンス論理回路３４は、ベクトル角演算回路３２の出力する電流偏差ベクトル角θΔｉと、シーケンス起動回路３３の出力するシーケンス起動信号Ｓｅｑとに基づいて動作し、スイッチング指令ベクトルＳＷ＝（ｓｗｕ、ｓｗｖ、ｓｗｗ）を出力する。このスイッチング指令ベクトルＳＷを受け、論理回路３５は、電力変換器２を構成する自己消弧形スイッチング素子のオン／オフ信号をゲート回路３６に出力する。ゲート回路３６はこのオン／オフ信号をゲートパルスに変換して電力変換器２を構成する自己消弧形スイッチング素子の各々のゲートに与える。

図２は電力変換器が交流側に出力可能な電圧を８個の空間電圧ベクトルＶ０〜Ｖ７として示したものである。今、電流偏差ベクトルΔｉが図２のような位置にある場合を考える。スイッチングシーケンス論理回路３４は、シーケンス起動回路３３からのシーケンス起動信号Ｓｅｑが“１”となったとき、電流偏差ベクトル角θΔｉと現在出力中の電圧ベクトルに基づいて、スイッチング指令ベクトルＳＷ＝（ｓｗｕ、ｓｗｖ、ｓｗｗ）を更新する。更新後のスイッチング指令ベクトルＳＷとしては、８個の電圧ベクトルＶ０〜Ｖ７の中から、電流偏差ベクトル角θΔｉと現在出力中の電圧ベクトルの情報を元に、電流偏差を減少させるように電圧ベクトルが選択される。この電圧ベクトルの選択については、必ずゼロ電圧ベクトルＶ０もしくはＶ７が選択された状態で完了される一連のスイッチングシーケンス論理に従うが、高調波低減やスイッチング周波数低減等、目的に応じたスイッチングシーケンス論理を自由に設定することが可能である。

図３にスイッチングシーケンス論理回路３４の中で用いられる電圧ベクトル選択テーブルの一例を示す。図示したように電圧ベクトル選択テーブルは、電流偏差ベクトル角θΔｉと現在出力中の電圧ベクトルから、次回出力すべき電圧ベクトルが選択可能な構成となっている。

シーケンス起動信号Ｓｅｑは、電力変換器２の出力周波数指令値ｆ＊に対して所望の整数倍率の周波数で“１”となるような周期波形として生成される。例えば、整数倍率を５に選定すると、周波数５×ｆ＊の周期波形としてシーケンス起動信号ｓｅｑは生成される。そして、このシーケンス起動信号Ｓｅｑは一連のスイッチングシーケンスが完了した後、“０”にクリアされる。

図４に電力変換器の交流側Ｕ相電流指令ｉｕ＊とシーケンス起動信号Ｓｅｑのタイミング図の一例を示す。尚、この例では整数倍率を５としている。このように電力変換器２の出力周波数に対してシーケンス起動信号Ｓｅｑの周波数を整数倍にすることにより、等価的に同期ＰＷＭ方式が実現可能となる。

図５は、実施例１におけるシーケンス起動回路３３の内部構成の一例を示すブロック構成図である
電流偏差Δｉｕ、Δｉｖ、Δｉｗは電流偏差ベクトル演算回路３３１に与えられ、電流偏差の絶対値｜Δｉ｜が演算される。そしてこの｜Δｉ｜は電流偏差しきい値Δｉ＊とコンパレータ３３２によって比較され、電流偏差の絶対値｜Δｉ｜が電流偏差しきい値Δｉ＊より大きくなったときコンパレータ３３２は“１”を出力してＯＲ回路３３３の一方の入力とする。

また、出力周波数指令値ｆ＊を乗算器３３４によってｎ（ｎは１以上の整数）倍し、逆数演算回路３３５によってその逆数であるシーケンス起動時間設定値ｔ＊を演算し、タイマー回路３３６によって周波数ｎｆ＊で定常的なパルスを発生させてＯＲ回路３３３の他方の入力とする。

このようにすれば、電流偏差の絶対値｜Δｉ｜が電流偏差しきい値Δｉ＊より小さい定常状態においてはシーケンス起動回路３３の出力であるシーケンス起動信号Ｓｅｑは、図４に示したような同期信号となる。前述したように、シーケンス起動信号Ｓｅｑは一連のスイッチングシーケンスが完了した後、“０”にクリアされる。

上記において、電流偏差の絶対値｜Δｉ｜は、電流偏差Δｉｕ、Δｉｖ、Δｉｗを入力とする電流偏差ベクトル演算回路１８により、以下に示す式に従って演算される。

Δｉｘ＝（２Δｉｕ−Δｉｖ−Δｉｗ）／３
Δｉｙ＝（Δｉｖ−Δｉｗ）／√３
｜Δｉ｜＝√（（Δｉｘ）^２＋（Δｉｙ）^２）
尚図５において、必ずしも上式によって電流偏差の絶対値｜Δｉ｜を求める必要はない。

例えばベクトル制御を行っている場合は、トルク軸及び励磁軸の電流から演算によって求めても良い。更に、コンパレータ３３２の出力は、過渡変動を検出するものであれば良いので、例えばベクトル制御におけるトルク軸電流の基準との偏差などを用いることも可能となる。

以上述べてきたこの実施例１によれば、過渡的には高速な電流制御応答が可能でありながら、定常的には同期ＰＷＭ方式を実現する電力変換装置を得ることができる。

図６は本発明の実施例２係る電力変換装置の回路構成図、図７は実施例２に使用されるシーケンス起動回路のブロック構成図である。

この実施例２の各部について、図１の本発明の実施例１に係る電力変換装置の回路構成図の各部及び図５の実施例１に使用されるシーケンス起動回路のブロック構成図の各部と同一部分は同一符号で示し、その説明は省略する。この実施例２が実施例１と異なる点は、
スイッチングシーケンス論理回路３４の出力であるスイッチング指令ベクトルＳＷをシーケンス起動回路３３Ａに与えるようにした点、このスイッチング指令ベクトルＳＷをスイッチング周波数演算回路３３７に与え、その出力であるスイッチング周波数ｆｓｗと乗算器３３４の出力である出力周波数指令値ｆ＊のｎ倍の周波数との差分に相当する量を減算回路３３８によって求め、これをＰＩ制御回路３３９のよって比例・積分処理し、このＰＩ制御回路３３９の出力である電流偏差設定値ｉｂｗをコンパレータ３３２の他方の入力として与える構成とした点である。

ここで、周波数との差分に相当する量を求める方法の図示を省略しているが、例えば、単位時間のパルスのカウント値同士を比較すれば良い。また、ＰＩ制御回路３３９は入力の極性に拘わらずその出力である電流偏差設定値ｉｂｗが正になるようにしておく。

上記構成において、電流偏差ベクトル絶対値｜Δｉ｜は、コンパレータ３３２によって電流偏差設定値ｉｂｗと比較され、
｜Δｉ｜＞ｉｂｗ
の条件が成立するとき、シーケンス起動信号Ｓｅｑを“１”にセットする。シーケンス起動信号Ｓｅｑは一連のスイッチングシーケンスが完了した後、“０”にクリアされる。

このようにすれば、定常状態においては、ＰＩ制御回路３３９の入力がゼロに収斂するようにフィードバック制御される。即ち、スイッチングシーケンス論理回路３４の出力であるスイッチング指令ベクトルＳＷが出力周波数指令値ｆ＊のｎ倍の周波数になるように動作し、コンパレータ３３２の入力の偏差（｜Δｉ｜−ｉｂｗ）は限られた値で出力周波数指令値ｆ＊のｎ倍の周波数で変化することとなる。また、負荷が急増するなどして電流が急変したときには、ＰＩ制御回路３３９の時定数に従って定常状態から過渡状態に移行する。

以上述べたこの実施例２によっても、過渡的には高速な電流制御応答が可能でありながら、定常的には同期ＰＷＭ方式となる電力変換装置が実現でき、その過渡特性をＰＩ制御回路３３９の定数選定によって設定することが可能となる。尚、上記において、現在のスイッチング周波数はスイッチングシーケンス論理回路３４の出力であるスイッチング指令ベクトルＳＷＳＷを用いたが、実際に電力変換器２が出力しているスイッチング周波数を用いることも可能である。

本発明の実施例１係る電力変換装置の回路構成図。 本発明の実施例１係る電力変換装置を説明するための空間電圧ベクトル図。 本発明の実施例１係る電力変換装置を説明するための電圧ベクトル選択テーブル。 本発明の実施例１係る電力変換装置を説明するためのタイミング図。 本発明の実施例１に使用されるシーケンス起動回路のブロック構成図。 本発明の実施例２係る電力変換装置の回路構成図。 本発明の実施例２に使用されるシーケンス起動回路のブロック構成図。

符号の説明

１ 直流平滑コンデンサ
２ 電力変換器
３ 制御回路
４ 電流検出器
３１ 減算器
３２ ベクトル角演算回路
３３ シーケンス起動回路
３４ スイッチングシーケンス論理回路
３５ 論理回路
３６ ゲート回路

３３１ 電流偏差ベクトル演算回路
３３２ コンパレータ
３３３ ＯＲ回路
３３４ 乗算器
３３５ 逆数演算回路
３３６ タイマー回路
３３７ スイッチング周波数演算回路
３３８ 減算回路
３３９ ＰＩ制御回路

Claims (5)

1. 自己消弧形スイッチング素子から成る電力変換器と、
   前記電力変換器の交流側出力電流が電流指令に追従するように制御する制御部と
   を備え、
   前記制御部は、
   前期電力変換器の各相の交流側出力電流とその電流指令値との偏差を夫々演算する電流偏差演算回路と、
   この電流偏差演算回路からの偏差に基づいて電流偏差ベクトル角度を演算するベクトル角演算回路と、
   前記電流偏差ベクトル角度と前記電力変換器の現在のスイッチング状態とに基づいて電力変換器が次に出力すべき一連のスイッチング信号を生成するスイッチングシーケンス論理回路と、
   このスイッチングシーケンス論理回路のシーケンス起動信号を生成し、前記電力変換器が過渡状態か定常状態かを検出することのできるシーケンス起動回路と
   を有し、
   前記シーケンス起動回路は、
   前記電力変換器が過渡状態にあるときに前記シーケンス起動信号を生成すると共に、
   前記電力変換器が定常状態にあるとき、前記シーケンス起動信号の生成周波数を前記電力変換器の出力周波数の整数倍とするような同期化PWM手段を備えたことを特徴とする電力変換装置。
2. 前記シーケンス起動回路は、
   前記電流偏差演算回路からの偏差に基づいて電流偏差ベクトルの大きさを演算する手段を有し、前記電流偏差ベクトルの大きさが所定値を超えたとき過渡状態と判断し、前記電流偏差ベクトルの大きさが所定値以下のとき定常状態と判断することを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。
3. 前記同期化PWM手段は、
   前記電力変換器の出力周波数指令値に正の整数を乗算し、その逆数から演算して求めることを特徴とする請求項１または請求項２に記載の電力変換装置。
4. 自己消弧形スイッチング素子から成る電力変換器と、
   前記電力変換器の交流側出力電流が電流指令に追従するように制御する制御部と
   を備え、
   前記制御部は、
   前期電力変換器の各相の交流側出力電流とその電流指令値との偏差を夫々演算する電流偏差演算回路と、
   この電流偏差演算回路からの偏差に基づいて電流偏差ベクトル角度を演算するベクトル角演算回路と、
   前記電流偏差ベクトル角度と前記電力変換器の現在のスイッチング状態とに基づいて電力変換器が次に出力すべき一連のスイッチング信号を生成するスイッチングシーケンス論理回路と、
   このスイッチングシーケンス論理回路のシーケンス起動信号を生成するシーケンス起動回路と
   を有し、
   前記シーケンス起動回路は、
   前記電流偏差ベクトルの大きさが所定のしきい値を超えたとき、シーケンス起動信号を出力し、前記しきい値を制御することによって前記シーケンス起動信号の定常的な生成が一定時間毎に行われるようにしたことを特徴とする電力変換装置。
5. 前記しきい値は、
   前記スイッチングシーケンス論理回路が現在出力しているスイッチング周波数と、前記電力変換器の出力周波数指令値に正の整数を乗算した周波数との差分をＰＩ制御して得るようにしたことを特徴とする請求項４に記載の電力変換装置。

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