JPS589517Y2 - インバ−タ装置 - Google Patents

Description

【考案の詳細な説明】 この考案は強制転流形サイリスクインバータに係り、特
に転流補助用サイリスクのｄｖ／ｄｔを抑制する可飽和
リアクトルを設けたインバータ装置に関するものである
。

強制転流形サイリスクインバータには、その制御方法に
より電圧制御形、電流制御形インバータ等の区別あるい
は定電圧定周波（ＣＶＣＦ）、可変電圧可変周波（ＶＶ
ＶＦ）インバータ等の区別があるが、以下電圧制御形Ｖ
ＶＶＦ’インバータを例にとって説明する。

第１図は従来例の回路を示す。第１図において、たとえ
は交流出力Ｒ相について構成を説明すると、可変電源１
１よりｄｖ／ｄｔ抑制のためのりアクドル１３を通して
供給される直流電力は、逆導通サイリスク直列回路２０
及び２１のオン、オフにより交流電力に変換される。

前記サイリスタ２０及び２１と並列に転流補助用サイリ
スタ２６及び２７の直列回路を接続し、また、それぞれ
の中間接続点間に転流コンデンサ２４、転流リアクトル
２３及び逆導通サイリスクの−ｄｉ／ｄｔ抑制用の可飽
和リアクトル２２の直列回路を接続する。

可飽和リアクトル２２を−ｄ ｉ／ｄ を抑制用として
動作させるため交流出力端子Ｒは、転流リアクトル２３
と可飽和リアクトル２２の接続点よりとる。

また、可飽和リアクトル２５．２８はそれぞれ転流補助
用サイリスタ２６及び２７のｄｖ／ｄｔ抑制用としてそ
れぞれに直列接続する。

ＶＶＶＦインバータを広い電圧範囲で安定な動作をさせ
るため、定電圧補助電源１２より、充電用サイリスタ２
９を通して転流エネルギーを供給することは周知である
。

Ｓ相、Ｔ相はＲ相と同様の構成となり３０，３１．４０
゜４１は逆導通サイリスタ、３２．４２は −ｄ ｉ ／ｄ を抑制用可飽和リアクトル、３４ 、
４４は転流コンデンサ、３５，３８，４５，４８ばそれ
ぞれ転流補助用サイリスク、３６，３７，４６゜４７の
ｄｖ／ｄｔ抑制用可飽和リアクトル、３９゜４９は充電
用サイリスクである。

第１図の回路例では、３相の交流出力に対し転流補助回
路がそれぞれ独立であるため、交流出力周波数が高周波
領域であったりまたパルス巾変調制御において高周波で
チョッピングしたりする場合には安定した動作が得られ
るが、反面−個あたりの騒音が非常に大きい可飽和リア
クトルを多数使用するため騒音が非常に大きくなること
、及び振動の発生により装置の信頼性が落ちる等の欠点
を有していた。

この考案の目的は前記する欠点を除去するためになされ
たものであり、可飽和リアクトルを１つにまとめること
により騒音を非常に小さくするとともに、前記する高周
波領域での安定な動作をおこなうことのないようにした
インバータ装置を提供することにある。

第２図にこの考案の一実施例を示し、第３図は第２図実
施例の転流時の動作を説明するための図である。

第２図において第１図と同一番号を付した素子は第１図
と同等の機能を有するものであり、第１図と異なるとこ
ろはりアクドル１３を通して供給される直流電源と、３
相の転流補助用サイリスタ２６，３６，４６及び２７，
３７，４７のアノード及びカソードの共通接続点との間
にそれぞれｄｖ／ｄｔ抑制用可飽和リアクトル５１及び
５２を設けたことである。

また、第３図においてａ。ｂはそれぞれ転流補助用サイ
リスタ２７を流れる電流ｉａ及びアノードカソード間電
圧ｖａ、ｃは転流補助用サイリスタ２６のアノード、カ
ソード間電圧ｖｂを示す。

第２図の回路の動作を第３図にそって説明すると以下の
ようになる。

時刻ｔ１で転流補助用サイリスタ２７をオンすると転流
コンデンサ２４に図示のように蓄えられていた電荷は放
電し、転流コンデンサ２４−転流補助用サイリスタ２７
−可飽和ＩＪアクドル５２−逆導通サイリスタ２１−１
飽和リアクトル２２−転流リアクドル２３−転流コンデ
ンサ２４の経路で電流が流れ始める。

時刻ｔ１−ｔ２及び時刻ｔ７−ｔｓは可飽和リアクトル
５２により、ｌた、時刻ｔ３−ｔ４及び時刻ｔ５−ｔ６
は可飽和リアクトル２２により共振電流が抑えｍ−ｔい
る期間である。

時刻ｔ、において転流補助用サイリスタ２７がオンした
瞬間可変電源１１−リアクトル１３−可飽和リアクドル
５１−転流補助用サイリスタ２６転流補助用サイリスタ
２７−可飽和リアクトル５２−可変電源１１の経路で転
流補助用サイリスタ２６に順電圧が印加される。

この時、漏れ電流あるいはスナバ−回路を通して流れる
電流等により第３図ａに破線で記したような振動電流が
流れ、転流補助用サイリスク２６にかかる電圧は同図Ｃ
の破線のようになる。

この時可飽和リアクトル５１でｄｖ／ｄｔを抑制しなけ
ればならない期間は破線の電圧が発生する期間で通常の
サイリスタ回路で５〜１０μｓｅｃであり、また、振動
電流によりすぐにリセットされるため実際の動作時間は
２０μＳｅＣ以下と極めて短い。

故に第２図の実施例のように可飽和リアクトル５１で３
相分のｄｖ／ｄｔ抑制を行なったとしても実用に供し得
るような高周波領域ではほとんど支障がない。

さらに前述のような構成となっているので、騒音を小さ
くできる。

すなわち、可変直流電源１１とインバータ回路（主サイ
リスク２０〜４０）間にリア／トル１３を挿入し主サイ
リスタ２０〜４０のｄｖ／ｄｔ抑制や事故（転流失敗）
時の電流抑制を行なう必要がある。

この時インバータ回路の直流正負母線閾電圧波形は不規
則で異る電圧値に変化する。

これは主サイリスク２０〜４０の転流が１／６サイクル
ごとに（出力周波数の周期の１／６）行なわれ、この転
流に伴なう過渡現象に起因して生じる。

このように直流正負母線閾電圧が振動すると、当然転流
補助サイリスタ２６〜４７のサージ吸収用コンデンサ等
の電位変化を生じる。

このため第１図の場合はす全サイクルごとに各飽和リア
クトル２５〜４８に同時に電流が流れる。

可飽和リアクトル２５〜４８の騒音は流れる電流の大き
さよりも、流れる電流の幅で決り（これは高周波電流の
ため）全部の可飽和リアクトルが同時に騒音を騎サイク
ルごとに発生する。

これに対し、この考案では同時に騒音を発生する可飽和
リアクトルの数を減らすことができ、この結果騒音も減
少することができる。

これは前述の如＜匈サイクルごとに直流正負母線間電位
が急変することに起因するものであり、インバータ回路
の詳細動作を検討して生みだされたものである。

なお、第２図は３相出力であるが出力相数が３相に限ら
れないことは明らかである。

以下この考案によれば、転流補助回路において、−個の
可飽和リアクトルで所定の相数の転流補助サイリスクの
ｄｖ／ｄｔを抑えることにより、可飽和リアクトルの個
数が減少でき、経済性及び騒音においてメリットがある
他、高周波領域において安定な動作を行う独立した転流
補助回路の良さも失わないという特徴を有するインバー
タ装置を提供出来る。

【図面の簡単な説明】

第１図は従来装置の回路図、第２図はこの考案の一実施
例を示す回路図、第３図は第２図実施例の動作説明を示
す図である。 １１・・・・・・可変直流電源、１２・・・・・・定電
圧補助直流電源、１３・・・・・・リアクトル、２０，
２１．３０゜３１，４０，４１・・・・・・逆導通サイ
リスタ、２２゜２５．２８，３２，３５，３８，４２，
４５゜４８．５１．５２・・・・・・可飽和リアクトル
、２３゜３３．４３・・・・・・転流リアクトル、２４
，３４゜４４・・・・・・転流コンデンサ、２６，２７
，３６゜３７．４６，４７・・・・・・転流補助サイリ
スク、２９゜３９．４９・・・・・・充電用サイリスタ
。

Claims (1)

【実用新案登録請求の範囲】
1. 直列接続された負荷電流を流す主サイリスタと、直列接
   続され前記主サイリスクの転流を行なわせるための転流
   サイリスクと、この転流サイリスクの直列接続点と前記
   主サイリスタの直列接続点との間に設けられる少くとも
   転流コンデンサを備えた回路を少なくとも２組有するイ
   ンバータ装置に於いて、前記転流サイリスクのアノード
   と直流正母線又はカソードと直流負母線の少くともいず
   れか一方の間に共通にｄｖ／ｄｔ抑制用の可飽和リアク
   トルを設けたことを特徴とするインバータ装置。