JPS60255071A

JPS60255071A - 電力変換装置

Info

Publication number: JPS60255071A
Application number: JP59110265A
Authority: JP
Inventors: Tadao Mose; 茂瀬　忠男; Suzuo Saitou; 斎藤　涼夫
Original assignee: Toshiba Corp
Current assignee: Toshiba Corp
Priority date: 1984-05-30
Filing date: 1984-05-30
Publication date: 1985-12-16

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】［発明の技術分野］本発明は、一般に電圧形インバータと呼ばれている電力
変換装置にて交流電動機を起動する場合に問題となっ°
Ｃいたトルク不足を、改良された制御方法によって装置
容量に対応したトルクまで有効に発生させることを可能
とした電力変換装置に関するものである。

［発明の技術的背頽とその問題点］交流電動機を可変電圧可変周波数の電力変換装置にて駆
動することによって、（１）起動時の過電流を比較的小
さく抑えることができる。（２）周波数の変化に対応し
て速度も変化させることができる。

これは、交流電動機を可変速運転することができること
を意味し省エネルギー運転等の用途に適用できる。（３
）電力変換装置の制御方法によっては、直流電動機と同
程度の制御性が得られる。等の利点があり、その応用は
年々拡大されてきている。

可変電圧可変周波数の電力変換装置としては、電圧形イ
ンバータ、電流形インバータ、サイリスタモータ、サイ
クロコンバータと呼ばれている装置が一般に用いられて
いる。ところで、電流形インバータ、サイリスタモータ
、サイクロコンバータの適用例の多くは、電流制御形の
電力変換装置であり、交流電動機の制卸装置としては非
常に有効である一方で、電力変換装置の出力周波数が高
くなるに従い、交流電動機の定数に大きな影響を受ける
ため、電力変換装置の主回路定数の決定、或いは制御余
裕の確保が困難となり、これが電流制御形の電力変換装
置を適用するまでの問題点となっていた。

一方、電圧形インバータは電圧側皿形の電力変換装置で
あり、交流電源としては理想的電圧源として動作するた
め、以前より広く用いられている。

第１図に、この電圧形インバータを交流電動機の駆動用
電源として用いた場合の回路構成例を示し、第２図には
電圧形インバータの代表的な主回路例を示す。

第１図に於いて、交流電源１１は整流回路１２を介して
直流源として使用されており、リアクトル１３、及びコ
ンデンサ１４のフィルタ回路を通してインバータ回路１
５に接続されている。インバータ回路１５では後述する
制御回路により可変周波数の交流を出力して、負荷とな
る誘導電動機１６を駆動している。制御回路としては、
設定器２１により与えられる速度基準信号が、入力制限
回路２２を介して電圧及び周波数基準信号となる。

電圧基準信号２　ｒｅｆはインバータ回路１５の出力電
圧から変圧器２３、整流回路２４を介して得た電圧帰還
信号と電圧制御回路２５によって比較増幅されて電流基
準信号を出力する。電流基準信号は、直流回路から変成
器２６を介して１９られた電圧基準信号と電流制御回路
２７にて比較増幅され位相基準信号を出力する。この位
相基準信号と変圧器２８を介して得られる交流電源１１
の電圧位相を入力した位相制御回路２９により整流回路
１２を構成するサリスタへゲートパルスを与える。

また、一方の周波数基準信号ｊ　ｒｅｆは発振器３１、
ゲートパルス発生回路３２を介してインバータ回路１５
を偶成するゲートターンオフサイリスタ（以下ＧＴＯと
称す）にゲートパルスを与える。

第２図に於いて整流回路１２はサイリスタ　１２１〜１
２６によって構成されているので、その出力から見れば
、サイリスタ１２１〜１２６の点弧タイミングを適当に
制御することにより直流電流を制御できる直流電源と見
なすことができる。従って直流電流を制御できる別の直
流電源としてはバッテリー等の直流電源にチョッパ回路
等の電流制御機能を付加した構成でも全く同様の直流電
源と見なすことができる。またインバータ回路１５は、
主スイツチング素子としてＧＴＯ１５１〜１５６を使用
した例であり、整流素子２５１〜２５６と逆並列接続さ
れて、出力は３相（Ｎ、＝３＞の場合である。主スイツ
チング素子としては、ＧＴＯ、ジャイアントトランジス
タ（ＧＴＲ）、パワーＭ’Ｏ８ＦＥＴ等の自己消弧形半
導体素子、或いはサイリスタと強制転流回路との組合せ
によっても、全く同等の動作と成り得る。従って主スイ
ツチング素子としてはゲートの操作によって導通、非導
通の動作を取り得ることから以下これ等を可制御整流素
子と呼びＧＴＯをその一例として説明を進める。

電圧形インバータは交流電源としては理想的電源である
が電流制限機能が充分に動作しないことから交流電動！
！駆動の電力変換装置として、特に起動時に次のような
問題があった。

（１）　起動時、交流Ｎ動機の誘導電圧は確立していな
いため、電圧形インバータ出力から見た負荷インピーダ
ンスは非常に小さい。従って、電圧基準及び周波数基準
を非常に精度よく制御することが必要となり、尚かつ交
流型８機、或いは駆動される機械側の条件も加味した高
精度で複雑な外部条件をも考慮したＩ！ｆｉｌｌが必要
とされ、このことは定格電流前後でｔｌＥ　ＷＪＪ　機
を起動することは技術的に不可能に近い。

（２）　上記（１）項が実行できないと、過大な起動電
流を考慮しなければならないため過大容量の変換装置を
必要とし、容量が小さいとトルク不足等の問題が生じ、
結果的にトルク不足を招かないようにするため変換装置
としては不経済と成らざるを得なかった。

（３）一般に、ＰＷＭ　（パルス幅変調）制御と呼ばれ
る制御方法を用いて、高周波数でチョッごングずれば出
力電流を、ある程度抑えて起動することは可能である。

しかし高周波数でのチョッピングという条件のため、主
スイツチング素子としてはＧＴＲ，或いはパワーＭＯ８
ＦＥＴなどの小容量可制御整流素子に限られ、ＧＴＯ或
いはサイリスタ等の大容量可制御整流素子での実現は困
難であった。さらに、高周波数によってチョッピングし
たとしても出力電流のリップルがかなり大きく、変換装
置容量を充分に活用することはできなかった。

［発明の目的］本発明は、前記問題点に対して成されたものであり、次
に述べるような特徴を持った電力変換装置を提供するこ
とを目的とするものである。

（１）　電圧形インバータとしての特徴である理想電源
としての長所を保ち、電力変換装置として経済的な容量
を有し、かつ起動時のトルクが確保できる電力変換装置
である。

（２）所望の出力電流を得るためにＰＷＭ制御する方法
に比べ変換装置の利用率が高く、より高効串な電力変換
装置である。

［発明の概要］前記した目的を達成するには、電圧形インバータにおけ
る直流電源からの直流電流が、そのままインバータ回路
の出力電流に一対一に関係付けられるように、フィルタ
回路のコンデンサを必要とする期間、すなわち、起動時
に回路から切り外すことにより、直流電源からの直流電
流を直接的に制御して、インバータ回路の主スイツチン
グ素子の転流タイミング毎に直流電流を零、或いは零電
流近くまで制限する電流制限手段、及びその電流制限動
作に対応して、導通、或いは非導通とするゲートパルス
を主スイツチング素子に与えるゲートパルス発生回路を
設けることにより達成される。

これは、フィルタ回路のコンデンサを切り外して、電力
変換装置の出力電流を直接、直流電源で制御するととも
に、インバータ回路の主スイツチング素子の導通範囲を
限定することにより、電流制御形変換装置に近い特性が
得られる。

また、上記した目的を達成する過程で生ずる無効エネル
ギーの処理方法として、インバータ回路の主スイツチン
グ素子に逆並列に接続されたダイオードと主スイツチン
グ素子が消弧した時点で伯の導通している主スイツチン
グ素子とを介して電動機の相間で循環させる方法、及び
インバータ回路の転流タイミング毎に全ての主スイツチ
ング素子が消弧する場合には主スイツチング素子に逆並
列に接続されたダイオードを介してインバータ回路の直
流入力端に現われる無効エネルギーを直流入力端に接続
した可制御整流素子で短絡して循環させる方法、直流入
力端に接続したコンデンサで吸収する方法、或いは無効
エネルギーを交流電源に回生ずるための回生剛直′ａ電
源を直流入力端に接続する等の無効エネルギー処理方法
により、より効率的に達成することができる。

［発明の実施例］第３図には、本発明の第１の実施例を示す。第１図の従
来例と異なる点は、電圧・周波数基準を入力して、この
値が回路内で決められたある周波数以下の時に、回路内
に設けられたスイッチを動作させる信号を発生する低周
波数検出回路４１、周波数基準の６倍の周波数を出力す
る発振回路３１の出力信号ＳＯを入力して、出力周波数
の６０°毎のタイミングを得ることにより、６０゜間の
最初の定められた時間だけ直流電流を零電流に絞り、残
りの間に定められた直流電流を流すための電流基準を発
生する機能を有した電流基準回路４２、電圧基準回路２
５からの電流基準と、前記電流基準４２からの電流基準
を、前記した低周波数検出回路４１からの信号によって
切換る動作をするスイッチ４３、同蜂に発振器３１から
の信号Ｓｏを入力して出力周波数の１２０′毎のタイミ
ングを得て、主スイツチング素子に約１２０°間の導通
期間を与える導通信号Ｓ３と、前記導通期間から非導通
期間を得るための非導通信号８３′を発生させるゲート
パルス信号発生回路４４、そしてゲートパルス発生回路
３２がらの導通信号Ｓ１と非導通信号Ｓｌ′と、前記ゲ
ートパルス発生回路４４からの導通信号Ｓ３．非導通信
号Ｓヨ′を前記低同波数検出回路４１がらの信号によっ
て切換の動作をするスイッチ４５、及び前記低周波数検
出回路４１からの信号によってフィルタ回路のコンデン
サ１４を回路から切り外す動作をするスイッチ４６が設
けられている点である。第４図には信号Ｓｏ　、Ｓｌ、
Ｓｔ’　、８２；　８３　、、Ｓ：＋’の関係を示して
いる。電流基準Ｓ２は信号ＳＯに対応して最初のある期
間だけ電流基準が零で、その後ある設定された起動に必
・要な電流に相当する電流基準値が発生している。信号
Ｓ１は１８０′通電信号、信号Ｓ１’　はその直後の非
導通信号である。信号＄３は略１２０°の通電信号で、
信号８３’　は、その直後の非導通信号であり、信号８
３　、　Ｓｌ　’の状態変化は信号Ｓ２の電流基準信号
が零のときに生じている。

第１の実施例の作用を、第５図、第６図を用いて説明す
る。

第５図は電流基準信号と出力電流波形を説明する図であ
り、（１）に信号Ｓ　２　、ｆ２）に直流電流り。。、
（３）に信号Ｓ　３　、＋４）に信号Ｓ３’、ｆ５）に
１相の出力電流ＬＡｃを示している。第６図には代表的
な通電モードを示しており、実線部が電流の流れている
通路を示している。時刻ｔｌからｔ５、ｔ６からｔ９．
ｔｌｌからｔ１４までが零電流基準期間であり、その期
間以外が電流基準が与えられている期間であり、それに
対応した直流電流が流れる。

時刻ｔ１において電流基準信号＄２が零となり、直流電
流ｊ。０は徐々に零電流となる。しかし、時刻ｔ２でＧ
ＴＯ１５１が非導通となると、電動機の各相に蓄えられ
た無効エネルギーは第６図（２）に示すように、ＧＴＯ
１５６→ダイオ一ド２５２→電動機のＲ相巻線→Ｓ相巻
線で循環しているため出力電流としては零電流にはなら
ない。以下この循環電流が流れている期間を循環電流期
間と呼ぶ。時刻ｔ５において、信号Ｓ３によりＧＴＯ１
５３が導通状態となりＧＴＯ１５３→電動機のＳ相巻線
→Ｔ相巻線→ＧＴＯ１５６の間で直流電流Ｊｏｃが流れ
、この電流が出力電流ＪＡＣとなるっこの期間が第６図
（３）の状態である。次に、時刻ｔ６において電流基準
信号Ｓ２が零となり徐々に直流電流Ｊｏｃは零になる。

時刻ｔ７でＧＴＯ１５６に非導通信号が与えられ、ＧＴ
Ｏ１５６が非導通となるとＧＴＯ１５３→電動機のＳ相
巻線→Ｔ相巻線→ダイオード２５２の間で循１１！！電
流が流れ循環電流期間が生ずる。この状態が第６図（４
）である。次に時刻ｔ９でＧＴＯ１５２が導通状態にな
るとＧＴＯ１５３→電動機のＳ相巻線→Ｒ相巻線→ＧＴ
Ｏ１５２の間で直流！＋９ｔＥＪｏｃが流れ始める。従
って電ＩＪＩ　ｍのＳ相巻線に流れる電流は、時刻ｔ９
で流れ始める直流電流り。０と前記第６図４）で示され
る循環電流との和となり第６図（５）の状態である。し
かし、循環電流は時間の経過とともに零となり、ダイオ
ード２５５は非導通となり第６図（６）に示す状態とな
る。

次に時刻ｔｌｌで同様に電流基準信号Ｓ２が零となり直
流側１゜。は徐々に零になり時刻ｔ１３で非導通信号Ｓ
３′によってＧＴＯ１５３は非導通となり第６図（７）
に示す循環電流期間に移行する。

その循環電流期間は時刻ｔ１２からｔｔｓであり時刻ｔ
ｔｓで電動機のＳ相巻線に流れる電流は完全に零となる
。

以上、電動別のＳ相巻線に流れる電流に注目するど、時
刻ｔ５て電流が流れ始めて時刻ｔｔｓで電流が零になる
。、口の期間は、約１２０°となり、その間の波形は若
干の波形変動はあるが、はぼ矩形波電流であり、若干の
循環電流を除けば出力電流は直流電流そのものであるか
ら、制御された矩形波電流を得ることができる。

以上説明した第１の実施例によれば、信号Ｓ３の約１２
０°導通信号に循環電流期間を加算した導通幅をもつ矩
形波の出力電流を得ることができる。従って、電圧形イ
ンバータの構成でありながら、電流制御形変換と同様に
良好な起動特性が得られることになる。尚、この実施例
では直流電流を零まで絞る電流制限手段として、電流基
準回路４２を使用した場合を示したが、他の実施方法と
しては、例えば電圧制御回路２５に電流基準を絞る電流
制限機能を設けても同様の効果が得られることは論を持
たない。

第７図に、この発明の第２の実施例を示す。第７図が第
３図の第１の実施例と異なる点は、ゲートパルス発生回
路４４のかわりに、信号Ｓ、ａを入力として、約６０’
の導通信号が２回続いた導通信号Ｓ４と約６０°導通信
号８４の直後に非導通信号８４’　を出力するゲートパ
ルス発生回路４７、及びインバータ回路１５の直流入力
端に、ダイオード５１とコンデンサ５２を直列接続した
ダイオードクリッパ回路５４が接続されている点である
。

尚、ダイオードクリッパ回路５４内の抵抗器５３はコン
デンサ５２のエネルギーを放電させる目的である。

第８図の動作説明図にあるように信号Ｓ４は、信号Ｓ！
に対して約２／３の導通幅となり、約１２０°の導通期
間の中央に非導通期間を持つ信号で、非導通信号Ｓ４’
　は導通信号Ｓ４の立ち下がりのタイミングに対応して
いる。

第２の実施例の作用を第９図と第１０図を用いて説明す
る。

第９図は電流制限動作と出力電流波形を説明する図であ
り（１）に信号Ｓ２、（２１に直流電流ｌ。０、（３Ｉ
に信号Ｓ　４　、　（４）に信号８４’　、（５）に出
力電流ＬＡｃ’　を示したものである。また第１０図に
は代表的通電モードを示しており実櫟部が電流の流れて
いる線絡を示す。

この実施例は第１の実施例と異なり通電電流は約６０’
区間毎に完結する。すなわち時刻ｔ、１において、すで
に導通信号Ｓ４が与えられているため時刻１２′で、電
流基準信号Ｓ２が与えられると直流電流ｊｏｃは、その
信号Ｓ２に対応して流れ始める。次に時刻（３１で信号
Ｓ２が零となると直流電流Ｊｏｃは徐々に減少し時刻ｔ
、ｌで零になる。しかし、第１０図（′２Ｊに示すよう
に無効エネルギーにより出力電流は零にはならずＧＴＯ
１５１，１５６、ダイオード２５２．２５６が導通状態
のままで電動機のＲ，Ｔ相巻線に循環電流が流れる期間
が生ずる。この期間がｚ＋　から始まるが時刻ｊｓｌ　
において導通しているＧＴＯ１５１，１５６に非導通信
号８４’が与えられるとＧＴＯ１５１，１５６は即座に
非導通となり循ＩＩ電流として流れていた無効エネルギ
ーはダイオード２５２．２５６を介してダイオードクリ
ッパ回路のダイオード５１を通してコンデンサ５２に充
電される。時刻ｔ６１で完全に無効エネルギーはコンデ
ンサ５２に充電され出力電流として零になる。コンデン
サ５２が無効エネルギーを充電している期間が時刻ｔ５
１　からｔ６′であり第１０図（３）に示している。

この実施例は無効エネルギーを吸収できるため第１の実
施例の循環電流期間に比べてかなり短かい時間で柊了し
、時刻ｔ２′から始まった通電は時刻ｔ６′で完了し、
次の６０°通電も同様に行なわれる。

以上説明した第２の実施例によれば中央に若干の非導通
期間を含むが、はぼ１２０°の矩形波となる出力電流を
得ることができる。尚、コンデンサ５２に充電された無
効エネルギーは抵抗器５３によって放電され次の充電に
備えるが、この抵抗器５３によるコンデンサ５２の放電
は一実施例であり回生用の電力変換装置等によりコンデ
ンサ５２に蓄えられたエネルギーを処理しても、はぼ１
２０°の矩形波の出力電流を得ることによる本発明の効
果がそこなわれないことは論を持たない。

第２の実施例で説明したように無効エネルギーの処理に
ダイオードクリッパ回路を用いたが、同様に無効エネル
ギーの処理にフィルタ回路のコンデンサ１４を使用した
第３の実施例について第１１図を用いて説明する。第７
図の第２の実施例と異なる点はダイオードクリッパ回路
の替わりにダイオード６１がスイッチ４６に並列に接続
されている点である。これはダイオード６１とコンデン
サ１４が直列接続されて直流端に接続されることになり
、回路的にはダイオードクリッパ回路と同様である。従
って効果も同様に得られると同時に専用のダイオードク
リッパ回路が不要という利点を有する。尚コンデンサ１
４に充電された無効エネルギーは第２の実施例と同様に
抵抗器、或いは回生用の電力変換装置等により処理され
る。

第１２図に第４の実施例を示す。この実Ｍ例と前記第２
、第３の実施例と異なる点は、直流端子間に短絡用ＧＴ
Ｏ７１を接続している点、及び短絡用ＧＴＯ７１を導通
・非導通とする導通信号Ｓｓ、非導通信号Ｓｓ’のゲー
トパルスを発生ずるグー１〜パルス発生回路７２と、そ
のゲートパルスを入切する動作を行なうスイッチ７３が
設けられている点であり、スイッチ７３は低周波数検出
回路４１からの信号で大切動作を行なう。

この第４の実施例の動作を第１２図及び第１３図を用い
て説明を行なう。第９図にて示した第２゜３の実施例で
の瞬明図において（１）信号Ｓ　２　、　（２）直流電
流１　ｏ　ｃ′’　、（３１導通信号Ｓ　４　、（４１
非導通信号８４’　は第１２と同様であり異なる点は短
絡用ＧＴＯ７１に与える（５）導通信号Ｓｓ、ｆ６）非
導通信号Ｓｓ’　が新たに設けられていて、その出力タ
イミングは、時刻（”、　ＩＩで非導通信号８４’　が
発生する前に時刻１３″で信号Ｓ５が短絡用ＧＴＯ７１
に与えられる。また、時刻ｔ６″で次の約６０゜通電期
間を与える信号Ｓ４が発生するが、信号Ｓ５は、それ以
後の時刻１７１′で立ち下がり、その直後に非導通信号
Ｓｓ’　が発生する。

１回目の約６０°通電が行なわれ、時刻ｔ１１′で電流
基準信号Ｓ２が零となり直流電流１゜　ＪＬは減少し、
ｔ２″で零となる。ｎうＩＩ　ｔ　３　”で信号Ｓ５が
発生し短絡用ＧＴＯ７１が導通状態となり、時刻ｔ２″
から無効エネルギーによる循環電流期間が始まり、時刻
１３″からは短絡用ＧＴＯ７１を介して循環電流が流れ
る。これが第１３図における（２）及び（３）である。

循環電流は時刻ｔ５パにて零となり時刻１６″でＧＴＯ
１５３，１５６に導通信＠Ｓ４が与えられる。その後時
刻１７″−短格用ＧＴＯ７１に非導通信ｊ％　３５１　
が与えられるため短絡用ＧＴＯ７１は即座に非導通とな
るが、もしこの時刻１７″までに循環電流が零になって
いない場合はＧＴＯ１５６、ダイオード２５２によって
循環電流が流れるが、この状態を第１３図（４）に示す
。いずれにしても無効エネルギーの大きさにより循環電
流の通電期間は決まるが、常に循環電流の流れるループ
は保たれている。そして時刻１８″で次の約６０°通電
期間が始まり直流電流り。　ｎが流れ出す。

尚、短絡用ＧＴＯ７１に直列に抵抗を接続して一無効エ
ネルギーを抵抗で消費して循環電流期間を小さくでるこ
とも可能である。

以上説明したように、この第４の実施例によれば、第２
、第３の実施例と同様の効果を得ることができ、その出
力電流波形は電流制御形変換装置の出力電流波形とほぼ
同等となり良好な起動特性を得ることができる。

以上説明した第１、第２、第３、第４の実施例は、その
無効エネルギーの処理として、回路内で循環させる方法
、コンデンサで一時的に蓄えて、その後にコンデンサの
エネルギーを処理する方法について述べてきたが、以下
、第５の実施例として無効エネルギーを直接交流電源側
に回生する方法を用いた例を説明する。

第１５図に第５の実施例の構成について示す。

第７図の第１の実施例と異なる点について説明する。ま
ずダイオードクリッパ回路の替わりとしてリアクトル３
Ａを介して整流回路１２Ａが直流端に接続されている。

この整流回路１．２．Ａは、交流電源１１に接続されて
おり、回生用の直流電源として使用され、変成器２６Ａ
からの電流帰還、回主電流基準回路８１からの回生電流
！！！準、電流制御回路２７△、変圧器２８からの電圧
位相信号を用いてｉｆ　ｖ＆制御回路２７Ａの出力を位
相信号として入力する位相制御回路２９Ａによって電流
制御系が構成されていることは従来の実施例で説明した
直流電流を制御できる直流電源と作用は同じである。す
なわち、第１５図における第５の実施例と、第７図にお
ける第１の実施例との相異は、ダイオードクリッパ回路
の替わりに直流電流を制御できる直流電流を設けた点に
あり、その回生電流は回生電流基準回路８１からの信号
によって決められ、その回生電流基準は低周波数検出回
路４１からの信号で動作するスイッチ８２によって入切
される。

第１５図における動作は、回生用直流電源の動作は別と
して、他の要素全ての動作は、第１の実施例と同じであ
り出力電流波形もＭ９図（５）と同様である。ただし、
第９図（５）における時刻ｔ５１からｔ６′までの電流
が、回生用直流電源によって無効エネルギーが交流電源
１１に回生されている期間である。

ここで回生電流は第９図（５）における時刻ｔｓ’以前
に立ち−Ｆげられている。なぜなら、前述した実施例で
も同様であるが、時刻ｔ５でそれまで導通していたＧＴ
Ｏが非導通となるため無効エネルギーはダイオードを介
して直流端に現れる。この時点で処理ループが形成され
ていないと、その無効エネルギーにより過電圧となるか
らである。従って、本実施例では時刻ｔｓ’でＧＴＯが
非導通となる前に回生電流を立ち上げておき、あらかじ
め処理ループを確保しておく。その後に無効エネルギー
を回生ずることにより、まったく第１の実施例と同様の
効果が得られる。

以上説明したように、水弟５の実施例によれ１ず、無効
電力を回生ずることにより、消費することなしに再度電
力として使用できるため効率の良い、そして良好な起動
特性を得ることができる。

［発明の効果コ以上の説明から、電圧形インバータの回路構成でありな
がら起動時には、電流制御形変換装置と同等の出力電流
波形が得られるため、以下に述べる特徴を持った電力変
換装置を提供することができる。

（１）起動時に、約１２０°の矩形波電流を負荷誘導電
動機に流すことができるため、電力変換装置の容量に対
応した起動１〜ルクが得られる電力変換装置である。

（２）　出力電流は、直流電源から直接制御されている
ため、過大となることがなく、負荷状態に影響されず、
安定で高性能な電力変換装置である。

（３）　上記（２）項と同理由から電流に不必要な余裕
がいらないため、その容量は最適な状態で選定でき。

経済的な電力変換装置である。

（４）電圧形インバータとしての特性は通常運転時にそ
こなわれることがないので、理想的な電源として動作で
きる電力変換装置である。

（５１ＰＷＭ制御に比べて、転流の回数を大幅に減らす
ことができるため高効率な電力変換＠置である。

【図面の簡単な説明】

第１図は従来装置のブロック図、第２図は電圧形インバ
ータの主回路構成図、第３図は本発明による第１の実施
例の構成を示すブロック図、第４図、第５図、第６図は
その動作説明図、第７図は本発明の第３の実施例の構成
を示すブロック図、第１２図は本発明の第４の実施例の
構成を示すブロック図、第１３図、第１４図はその動作
説明図、第１５図は本発明の第５の実施例の構成を示す
フロック図である。１１・・・交流電源、１２・・・整流回路、１３・・・
リアクトル、１４・・・コンデンサ、１５・・・インバ
ータ回路、１６・・・誘導電動機、３２，４４．４６．
７２・・・ゲートパルス発生器、４１・・・低周波検出
回路、４２．８１・・・電流基準回路、４３．４５．４
６゜７３．８２・・・スイッチ、５４・・・ダイオード
クリッパ回路。！ｓ３図ｊｌＳ図第７図１１第８図第９図＋２６゜第１０− ＤＣ第１１図１１第１２図２第１３　図

Claims

【特許請求の範囲】

（１）　直流電流を制御できる直流電源と、前記直流電
源に接続され、少なくてもリアクトルとコンデンサを含
むフィルタ回路と、前記フィルタ回路に接続され、整流
素子と逆並列接続された可制御整流素子を主スイチング
素子とする出力Ｎ相のインバータ回路とから成る電力変
換装置によって交流電動機を起動する場合、起動時に、
前記フィルタ回路のコンデンサを回路から切り外す機械
的、或いは電気的スイッチを有し、前記電力変換装置の
出力交流位相で（３６０、、’　２　Ｎ　）　°毎に前
記直流電源から供給する直流電流を零電流或いは、零電
流近くまで絞る動作を行なう電流制限手段と、前記電流
制限動作に対応して、前記可制御整流素子の導通位相角
を略（３６０，／ＮＭとするように導通あるいは非導通
とするグーミルパルスを発生させる第１のゲー１へパル
ス発生手段を具備したことを特徴とする電力変換装置。
（２）直流電流を制御できる直流電源と、前記直流電源
に接続され、少なくともりアクドルとコンデンサを含む
フィルタ回路と、前記フィルタ回路に接続され、整流素
子と逆並列接続された可制御整流素子を主スイツチング
素子とする出力Ｎ相のインバータ回路とから成る電力変
換装置によって交流電動機を起動する場合、起動時に前
記フィルタ回路のコンデンサを回路より切り外す機械的
、或いは電気的スイッチを有し、前記電力変換装置の出
力交流位相で（３６０／２Ｎ）°毎に前記直流電源から
供給する直流電流を零電流或いは零電流近くまで絞る動
作を行なう電流制限手段と、前記電流制限動作に対応し
て、前記可制御整流素子の内、それまで導通していた可
制御整流素子を一度非導通とするゲートパルスを発生さ
せた後、前記可制御整流素子の合計の導通位相角が略（
３６０／Ｎ）’　となるよう再び導通あるいは非導通と
するゲートパルスを発生する第２のゲートパルス発生手
段を具備し、前記電力変換装置の直流或いは交流出力端
に少なくとも、整流回路とコンデンサから成るダイオー
ドクリッパ回路を具備したことを￥ｆｒ１１．とする電
力変換装置。
（３）　直流電流を制御できる直流電源と、前記直流電
源に接続され、少なくともりアクドルとコンデンサを含
むフィルタ回路と、前記フィルタ回路に接続され、整流
素子と逆並列接続された可制御整流素子を主スイツチン
グ素子とする出力Ｎ相のインバータ回路とから成る電力
変換装置によって交流Ｎ勲機を起動する場合、起動時に
前記フィルタ回路のコンデンサを回路より切り外す機械
的、或いは電気的スイッチを有し、前記電力変換装置の
出力交流位相で（３６０／２Ｎ）°毎に前記直流電源か
ら供給する直流電流を零電流或いは零電流近くまで絞る
動作を行なう電流制限手段と、前記電流制限動作に対応
して、前記可制御整流素子の内、それまで導通していた
可制御整流素子を一度非導通とするゲートパルスを発生
させた後、前記可制御整流素子の合計の導通位相角が略
（３６０／Ｎ）°となるよう、再び導通あるいは非導通
とするグー１〜パルスを発生する第２のゲートパルス発
生手段を具備し、前記フィルタ回路のコンデンサを回路
から切り外す機械的、或いは電気的スイッチに並列に接
続され、直流電圧に対し順方向に前記コンデンサが接続
されるような半導体スイッチを具備したことを特徴とす
る電力変換装置。
（４）直流電流を制御できる直流電源と、前記直流電源
に接続され、少なくともりアクドルとコンデンサを含む
フィルタ回路と、前記フィルタ回路に接続され、整流素
子と逆並列接続された可制御整流素子を主スイツチング
素子とする出力Ｎ相のインバータ回路とから成る電力変
換装置によって交流電動機を起動する場合、起動時に前
記フィルタ回路のコンデンサを回路より切り外す機械的
、或いは電気的スイッチを有し、前記電力変換装置の出
力交流位相で（３６０／２Ｎ）’　毎に前記直流電源か
ら供給する直流電流を零電流或いは零電流近くまで絞る
動作を行なう電流制限手段と、前記電流制限動作に対応
して、前記可制御整流素子の内、それまで導通していた
可制御整流素子を一度非導通とするゲートパルスを発生
させた後、前記可制御整流素子の合計の導通位相角が略
（３６０／Ｎ）°となるよう、再び導通あるいは非導通
とするゲートパルスを発生する第２のグー１〜パルス発
生手段を具備し、前記インバータ回路の直流入力端を短
絡する短絡用可制御整流素子を具備し、前記電流制限動
作に対応して前記短絡用可制御整流素子を導通或いは非
導通とさせるゲートパルスを発生する第３のゲートパル
ス発生手段を具備したことを特徴とする電力変換装置。
（５）直流電流を制御できる第１の直流電源と、前記第
１の直流電源に接続され、少なくともりアクドルとコン
デンサを含むフィルタ回路と、前記フィルタ回路に接続
され、整流素子と逆並列接続された可制御整流素子を主
スイツチング素子とする出力Ｎ相のインバータ回路とか
ら成る電力変換装置によって交流電動機を起動する場合
、起動時に前記フィルタ回路のコンデンサを回路より切
り外す機械的、或いは電気的スイッチを有し、前記電力
変換装置の出力交流位相で（３６０／２Ｎ）’毎に前記
直流電源から供給する直流電流を零電流或いは零電流近
くまで絞る動作を行なう電流制限手段と、前記電流制限
動作に対応して、前記可制御整流素子の内、それまで導
通していた可制御整流素子を一度非導通とするゲートパ
ルスを発生させた後、前記可制御整流素子の合計の導通
位相角が略（３６０，／Ｎ）’　となるよう、再び導通
あるいは非導通とするゲートパルスを発生する第２のゲ
ートパルス発生手段を具備し、前記インバータ回路の直
流入力端に接続され、前記インバータ回路の直流入力端
の電力を回生ずる直流電流を制御できる第２の直流電源
を具備し、前記可制御整流素子に対して、非導通となる
ゲートパルスが与えられる以前に、前記第２の直流電源
に対して回生電流を流すことのできる制御手段を具備し
たことを特徴する電力変換装置。