JPH0793826B2

JPH0793826B2 - 電力変換装置

Info

Publication number: JPH0793826B2
Application number: JP59040107A
Authority: JP
Inventors: 涼夫斎藤; 忠男茂瀬
Original assignee: Toshiba Corp
Current assignee: Toshiba Corp
Priority date: 1984-03-02
Filing date: 1984-03-02
Publication date: 1995-10-09
Anticipated expiration: 2010-10-09
Also published as: JPS60187266A

Description

【発明の詳細な説明】［発明の技術分野］この発明は、交流電動機を起動できる電力変換装置に係
り、特に一般に電圧形インバータと呼ばれている電力変
換装置にて交流電動機を起動する場合に問題となってい
たトルク不足を、解消し、装置容量に対応したトルクま
で有効に発生させることを可能とした電力変換装置に関
するものである。

［発明の技術的背景とその問題点］交流電動機を可変周波数可変電圧の電力変換装置にて駆
動すると、（１）起動時の過電流を比較的小さく抑える
ことができる。（２）周波数の変化に対応して速度を変
化させることができるので、省エネルギー運転或いは本
来の可変速運転ができる，（３）電力変換装置の制御方
法によっては、直流電動機と同程度の制御性まで得るこ
とができる、等の利点があり、その応用は年々拡大され
ている。可変周波数可変電圧の電力変換装置としては、
電圧形インバータ、電流形インバータ、サイリスタモー
タ、サイクロコンバータと呼ばれている装置が一般によ
く用いられている。電流形インバータ、サイリスタモー
タ、或いはサイクロコンバータの多くの例は電流制御形
変換装置であり、交流電動機の制御装置としては非常に
有効であるが、交流電動機に与える周波数が高くなる程
交流電動機定数の影響を受けて電力変換装置の主回路定
数の決定、或いは制御余裕の確保が困難となることが問
題であった。また、電圧形インバータは電圧制御形変換
装置であり、交流電源としては理想的に動作するので、
以前より広く用いられている。

第１図には、この電圧形インバータを交流電動機の駆動
電源として使用した場合の回路例を示し、第２図には電
圧形インバータの代表的な主回路例を示す。第１図にお
いて交流電源11は、整流回路12を介して直流電源として
使用されており、リアクトル13及びコンデンサ14から成
るフィルタ回路を通して、インバータ回路15に接続され
ている。インバータ回路15では後述する制御回路により
可変周波数の交流を出力して、負荷となる誘導電動機16
を駆動している。制御回路としては、設定器21により与
えられる速度基準が、入力制限回路22を介して電圧及び
周波数基準となる。電圧基準ｅrefは、インバータ回路1
5の出力電圧から変圧器23、整流回路24を介して得た電
圧帰還と電圧制御回路25にて比較増幅され、電流基準を
出力する。電流基準は、直流回路から、変成器26を介し
て得た電流帰還信号と、電流制御回路27にて比較増幅さ
れ、位相基準を出力する。この位相基準と、変圧器28を
介して得た交流電源11の電圧位相を入力した位相制御回
路29により、整流回路12を構成するサイリスタへゲート
パルスを与える。また、もう一方の周波数基準ｆref
は、発振器31、ゲートパルス発生回路32を介して、イン
バータ回路15を構成するGTOへゲートパルスを与えてい
る。第２図において、整流回路12は、サイリスタ121〜1
26によって構成されているので、その出力から見れば直
流電流を制御できる直流電源と見なすことができる。別
の例としては、たとえばバッテリー等の電源にチョッパ
回路を接続した構成でも、全く同様の直流電源と見なす
ことができる。また、インバータ回路15は主スイッチン
グ素子としてGTO151〜156を使用した例であり、整流素
子251〜256と逆並列接続されていて、出力は３相（Ｎ＝
３）の場合である。主スイッチング素子としては、たと
えばGTO,GTR等の自己消弧形半導体素子、或いはサイリ
スタとその強制転流回路の組み合せでも全く同等の動作
となり得る。いずれにしろ、ゲートパルスの操作により
導通あるいは非導通とすることができるので、これを可
制御整流素子と呼ぶ。以下はGTOをその一例として説明
を進める。PAM制御方式の電圧形インバータは電源とし
ては理想的であるが、電流制御機能が充分に動作しない
ことから、交流電動機の制御装置として、特に起動時に
次のような問題があった。

（１）交流電動機側にて誘起電圧が確立していないた
め、出力が低インピーダンスにて短絡された状態に近い
と見なすことができる。従って電圧基準および周波数基
準を非常に精度よく、しかもその時の交流電動機或いは
電動機によって駆動される機械側の条件によって制御し
なければならず、定格電流前後で電動機を起動すること
は技術的に不可能に近い。ここで、第１図および第２図
により、その理由について詳細に述べる。

交流電動機起動時において、整流回路12を一定の直流電
圧供給源として運転し、イバータ回路15を180゜通電幅
のPAM制御方式で運転すると、コンデンサ14には常に整
流回路12より供給される直流電流により充電され、また
インバータ回路15はそのときのコンデンサ14の端子間電
圧が印加された状態で180゜通電幅の電圧制御で交流電
動機16に電流が供給される。

しかし、交流電動機16の起動時にはインバータ回路15の
電圧が低く、しかも交流電動機のインダクタンスＬ、電
圧および電流が共に零の状態にある。電動機に流れる電
流は電動機のインダクタンスＬで決まる。しかし、イン
ダクタンスＬは非常に小さいので、流れる電流は電圧に
大きく影響される。このとき電圧は整流器で制御されて
いるが、ほぼ制御進み角αは90゜近くで運転することに
なり、電流しゃ断等により制御性が悪く、安定した直流
電圧を供給できない。よって、定格電流近くの電流を流
そうとすると、過電流等になり、一般には小さな電流し
か流せない。

（２）上記（１）項が制御できなければ、トルク不足
或いは過大な変換装置容量が必要となる。トルク不足を
招かないようにすれば、変換装置として不経済とならざ
るを得なかった。

（３）一般にPWM（パルス幅変調）制御と呼ばれる制
御方法を用いると、出力電流をある程度抑えて起動する
ことは可能である。ただし、これは、GTR或いはパワーM
OS FETと呼ばれる小容量の主スイッチング素子を用い
て、高周波数でチョッピングした場合に限られる。従っ
てGTO或いはサイリスタを用いた電圧形インバータではP
AM制御方式の電圧形インバータとして使用していた。ま
た、GTR或いはパワーMOS FETを用いた電圧形インバー
タでも出力電流のリップルがかなり大きくなって、変換
装置容量を充分に利用することができなかった。

［発明の目的］この発明は前記された問題点に対してなされたものであ
り、次に述べるような特徴を持った電力変換装置を提供
しようとするものである。

（１）主回路は電圧形インバータの構成として、出力
周波数が高い領域での電源としての長所を保ちつつ、起
動時のトルクが確保でき、しかも変換装置の容量が不経
済とならない。

（２）所望の出力電流を得るためにPWM制御する方法
に対し、変換装置の利用率が高く、より高効率である。

［発明の概要］前記する目的は、電圧形インバータの主回路構成であり
ながら、起動時に直流電源からの直流電流を直接的に制
御して、インバータ回路の主スイッチング素子の転流タ
イミング毎に電流を零まで制限する電流制限回路、及び
インバータ回路の主スイッチング素子の内、通電する素
子を限定して、しかも上記電流制限動作に対応して導通
或いは非導通とするゲートパルスを発生するゲートパル
ス発生回路を設けることにより達成される。これは、電
力変換装置の出力電流を直接直流電源で制御するととも
に、インバータ回路の主スイッチング素子を限定するこ
とにより、電流制御形変換装置に近い特性が得られるか
らである。

また、前記する目的は、前記する発明の概要で述べた過
程で発生する無効エネルギーを、インバータ回路に流入
する電流を検出する回路と、この電流検出値を許容値以
内に抑えるために追加された別のゲートパルス発生回路
を設けて、処理することにより、より効果的に達成され
る。これは電流制御形変換装置でも処理されなければな
らない無効エネルギーを主回路内で再度励磁エネルギー
として使用できるからである。

［発明の実施例］第３図には、この発明の第１の実施例を示す。同図が第
１図の従来例と異なる個所は、電圧、周波数基準を入力
して、この値が回路内で決められたある周波数以下であ
る時に、接続されたスイッチを動作させる信号を発生す
る低周波数検出回路41、第４図にて更に詳細に説明され
るが、発振器31からの出力周波数の６倍の周波数を持つ
出力信号S₀を入力して、その出力に60゜毎に直流電流を
零電流まで絞るような電流基準信号S₂を発生する電流基
準回路42、電圧制御回路25からの電流基準と前記電流基
準回路42からの電流基準を前記する低周波数検出回路41
からの信号によって切換の動作をするスイッチ43、同様
に第４図にて詳細に説明するが、発振器31からの出力信
号S₀を入力して、その出力に略120゜の導通信号S_3Aとそ
の直後の非導通信号S_3Bを発生するゲートパルス発生回
路44、そしてゲートパルス発生回路32からの導通信号S
_1A、非導通信号S_1Bと前記ゲートパルス発生回路44から
の導通信号S_3A、非導通信号S_3Bを、前記する低周波数検
出回路41からの信号によって切換の動作をするスイッチ
45を設けた点である。第４図には、信号S₀,S_1A,S_1B,S₂,
S_3A及びS_3Bの関係を示している。すなわち、電流基準信
号S₂は信号S₀に対応して、電流をある起動に必要な電流
値が60゜毎に零電流まで絞るように動作している。信号
S_1Aは180゜導通信号、信号S_1Bはその直後の非導通信号
であるのに対し、信号S_3Aは略120゜の導通信号、信号S
_3Bはその直後の非導通信号であり、信号S_3A,S_3Bの状態
変化は信号S₂の零電流基準が発生されている時に生じて
いる。

次に第１の実施例の作用を第５図と第６図を用いて説明
する。第５図は電流制限動作と出力電流波形を説明する
図であり、（１）に信号S₂、（２）に電流期間信号すな
わち直流電源の直流電流i_FBK、（３）に信号S_3A、
（４）に信号S_3B、そして（５）に１相の出力電流i_ACを
示したものである。また第６図には代表的な通電モード
を示しており、実線部が電流の流れている線路を示して
いる。時刻t₁からt₃、時刻T₅からT₆、時刻T₈からT₁₀ま
でが、零電流基準期間であり、この信号S_3Aに追従して
実際の直流電流i_FBKが流れる。時刻t₂は直流電流i_FBKが
零電流となった後に与えられる導通信号であるが、導通
信号が与えられても他の循還電流モードのために直に電
流が流れ始めず、時刻t₃から徐々に流れ出す。この流れ
始めの通電モードが第６図の（ｂ）に対応する。但し、
ここでは信号S_3A,S_3BはGTO151に与えられるゲートパル
スのタイミングを示しているものとしている。通電モー
ド第６図の（ｂ）では直流電流i_FBKの一部はコンデンサ
14を充電する電流となり、残りの電流がGTO151を通して
誘導電動機16のＲ巻線−Ｓ巻線−GTO154で流れるが、前
回通電モードにより、Ｔ巻線−Ｓ巻線−GTO154−整流素
子256−Ｔ巻線の循還電流も流れている。時刻t₄からt₆
では、この循還電流がなく、GTO151−Ｒ巻線−Ｓ巻線−
GTO154の通電モードだけとなる。時刻t₆以降、導通する
GTOがGTO154からGTO156にかわり、時刻t₉にてGTO151に
非導通信号が与えられる。時刻t₉からt₁₀は通電モード
第６図の（ｄ）となり、Ｒ巻線−Ｔ巻線−GTO156−整流
素子252−Ｒ巻線の循還電流だけである。時刻t₁₀から時
刻t₁₁まででこの循還電流も消滅する。従って、Ｒ巻線
を流れる電流すなわち１相の出力電流は第５図の（５）
に示されるようになり、零電流基準期間及び循還電流モ
ードにより若干波形に変動はあるが、ほぼ120゜の矩形
波電流に近い波形を得ることができる。循還電流モード
が長いと通電期間が伸びてしまうが、零電流基準期間は
その時の出力周波数との関係で決まるので、低周波数検
出回路の動作点が低い程、その影響を除去することが可
能となる。

以上説明した第１の実施例によれば、次のような作用効
果を得ることができる。すなわち、交流電動機16の起動
時にはインバータ回路15の電圧が低く、しかも交流電動
機のインダクタンスＬ、電圧および電流が共に零の状態
にあるので、インバータ回路15を180゜通電で運転する
と、180゜通電の転流時に交流電動機のインダクタンス
Ｌに蓄えられたエネルギーがインバータ回路15の整流素
子を通してコンデンサ14に逆流し、その端子間電圧が上
昇し、次の転流モード時にインバータ回路15に一定の直
流電流が供給できない。

そこで、第１の実施例では、インバータ回路15の出力交
流位相で60゜の転流タイミング毎に整流回路12を直流電
源から供給する直流電流を零電流まで絞り、またインバ
ータ回路15を略120゜毎に発生する導通パルス信号とそ
の立下がりタイミング直後の非導通パルス信号により制
御するようにしているので、インダクタンスＬに蓄えら
れたエネルギーがインバータ回路15の整流素子を通して
コンデンサ14に逆流している期間を循環電流モードとす
るとその期間は整流回路12より供給される電流が零であ
り、その結果コンデンサ14の端子間電圧が一定となる。
従って、信号S_3Aの略120゜連続導通信号に循還電流モー
ドを加算した導通幅を持つ出力電流波形を得ることがで
き、循還電流モード期間がかなり短かければ、ほぼ120
゜の矩形波電流となる。従って電圧形インバータの構成
であり、直流電流の一部は、そのフィルタ回路のコンデ
ンサを充電するのに使用されるが、１相の出力電流波形
としては、ほぼ120゜の矩形波に近い波形が得られるこ
とになり、電流制御形変換装置と同様に良好な起動特性
が得られることになる。

尚、この実施例では零電流まで電流を絞る手段として電
流基準回路42を使用した場合を示したが、他の実施方法
としてはたとえば電圧制御回路25に電流基準を絞る電流
制限回路を設けても同様の効果が得られることは論を持
たない。

第７図にこの発明の第２の実施例を示す。第７図が第３
図の実施例と異なる箇所は、ゲートパルス発生回路44の
かわりに、信号S₀を入力として、略60゜の導通パルスが
２回続いた導通信号S_4Aと導通信号S_4Aのそれぞれの立下
がりタイミング直後に発生する非導通信号S_4Bを発生す
るゲートパルス発生回路46を設けたことである。第８図
の動作説明図にあるように、信号S_4Aは信号S₁に対して
略2/3の導通幅となり、略120゜の導通期間の中央に非導
通期間を持つ信号であり、非導通信号S_4Bは導通信号S_4A
の立ち下りに対応している。

第２の実施例を第９図と第10図を用いて説明する。第９
図は電流制限動作と出力電流波形を説明する図であり、
（１）に信号S₂、（２）に直流電流i_FBK、（３）に信号
S_4A、（４）に信号S_4B、そして（５）に１相の出力電流
i_AC′を示したものである。また、第10図には、代表的
な通電モードを示しており、第６図と同様に実線部が電
流の流れている線路を示している。この実施例は第１の
実施例と異なり、通電電流波形は60゜区間毎に完結す
る。すなわち、時刻t₁′は零電流基準が解除される時刻
t₂′より先立っているが、後に説明するように前回の通
電に際して無効エネルギーによりコンデンサ14が充電さ
れており、時刻t₁′に導通信号S_4Aが与えられると、こ
の電荷が放電を始めて、電流が流れる。これが通電モー
ド第10図の（ａ）であり、時刻t₂′になると更に直流電
源からの直流電流が加わり、第９図の（５）に示される
ような立ち上がりを示す。時刻t₃′になると信号S₂が落
ち、直流電流が減少し始める。時刻t₄′で直流電流が零
となり、コンデンサ14の放電も完了すると、通電モード
第10図（ｂ）の循還電流が流れるモードとなる。時刻
t₅′で導通しているGTO151及び156に非導通信号が与え
られる。GTOは即座に非導通となり、Ｒ巻線、Ｔ巻線に
蓄えられている無効エネルギーでコンデンサ14を充電す
る。通電モード第10図の（ｃ）に移る。この通電モード
第10図の（ｃ）はエネルギーを回収できるので、第１の
実施例の循還モードに比べて、かなり短い時間で終了
し、時刻t₆′で60゜区間の通電が完結する。後に続く60
゜間も同様に行なわれる。

以上説明した第２の実施例によれば、インバータ回路15
の出力交流位相で60゜の転流タイミング毎に整流回路12
を直流電源から供給する直流電流を零電流まで絞り、ま
たインバータ回路15を60゜毎に導通パルス信号とその立
下がりタイミング直後の非導通パルス信号を発生させる
ことにより、第１の実施例同様に交流電動機16の起動時
にインダクタンスＬに蓄えられたエネルギーがインバー
タ回路15の整流素子を通してコンデンサ14に逆流してい
る期間は整流回路12より供給される電流が零であり、そ
の結果コンデンサ14の端子間電圧が一定となるが、第１
の実施例における循環電流モード期間を小さくできる。
この場合、120゜毎の通電幅中央に若干の非導通期間を
含むが、ほぼ120゜の矩形波となる出力電流波形を得る
ことができる。この電流波形では、電流の立ち上がりに
大き目の放電電流が流れるが、逆にこの放電が電流波形
の立ち上がりを良くし、しかも通電終了時は、負荷とな
る誘導電動機16の無効エネルギーを短時間にて吸収する
ことができるので、非常に良好な波形となり得る。無効
エネルギーを回収するコンデンサ14は電圧形インバータ
では一般に大きな容量として選ばれているので、このエ
ネルギーにより過電圧となることはほとんどない。特殊
な用途にて、たとえばこのコンデンサ14が小さく選ばれ
ているような場合では、非導通信号S_4Bを与えるタイミ
ングを若干遅くすることにより電圧上昇分を抑えること
ができる。これは回収されるべきエネルギーの一部が循
還電流モード中に回路内で消費されて、非導通信号が与
えられた時の循還電流が減少するためである。又、別の
過電圧を抑える方法としては、例えば、誘導電動機16の
端子にダイオードクリッパーと呼ばれるダイオードによ
る整流回路にコンデンサを接続した回路を使用すること
も可能である。この方法によると、コンデンサ14の容量
を身かけ上増加させた効果が得られるからであり、ダイ
オードクリッパーのコンデンサに吸収された無効エネル
ギーは抵抗等の更に別の手段で処理されることになる。

第11図には、この発明の第３の実施例を示す。同図が第
７図の実施例と異なる箇所は、ゲートパルス発生回路46
とスイッチ45の間に、ゲートパルス発生回路46からの信
号S_4A、S_4Bを入力し、更にコンデンサ14の放電電流を検
出する変成器48からの信号を入力として、この放電電流
値を所定値を越えないように制御する導通信号S_5Aと非
導通信号S_5Bを発生するゲートパルス発生回路47を設け
た点である。

この第３の実施例の動作を第12図を用いて説明する。同
図において（１）は信号S₂、（２）は直流電流i_FBK、
（３）は信号S_4A、（４）は信号S_4B、（５）は１相の出
力電流i_AC″、（６）はゲートパルス発生回路47から発
生する導通信号S_5A、そして（７）はゲートパルス発生
回路47から発生する非導通信号S_5Bである。この発明の
作用が、第２の実施例と異なる所は時刻t₄″から時刻
t₇″までである。即ち時刻t₃″にて信号S₄から導通指令
が出ると、直に導通信号S_5Aが発生される。このまま、G
TO151を導通とし続ければ、出力電流は破線で示される
ような波形i_AC′となるが、時刻t₄″にて検出電流が所
定値i_AC0を越えると、非導通信号S_5Bが発生され、GTO15
1が非導通となる。この後、循還電流モードあるいは無
効エネルギー吸収モードとなって電流が減衰する。所定
時間後、再び導通信号S_5Aが時刻t₅″に与えられ、同様
の経路をたどって、時刻t₆″に非導通信号S_5B、時刻
t₇″に導通信号S_5Aが与えられている。コンデンサ14の
放電がある程度進むと、その電荷による電圧と直流電流
が流れる経路の電圧降下がつり合い、直流電源からの電
流値に落ちついて、第２の実施例と同じ作用となる。

以上説明したように、この第３の実施例によれば、通電
開始時の大き目な放電電流を抑えながら、第２の実施例
と同一の効果を得ることができる。従って、その出力電
流波形は、電流制御形変換装置の出力電流波形とほぼ同
等となり、良好な起動特性を得ることができる。

第３の実施例に対し、コンデンサ14の放電経路内にイン
ピーダンスを挿入することにより、この発明の効果をよ
り簡単に得ることができる。それは、このインピーダン
スにより放電電流のピーク値が抑えられるためであり、
第12図で説明した導通、非導通とする転流回数を減らし
ても、同等の効果を得ることができるからである。

放電電流を抑える手段としては、別の手段として、たと
えばコンデンサ14に蓄えられたエネルギーを回生変換装
置を用いて交流電源11に回生する手段、あるいは、電圧
形インバータで一般的に短絡器と呼ばれている直流電源
の正、負端子間を一時的に短絡する半導体スイッチを用
いて電荷を放電させてしまう手段も考えられる。これら
の手段を用いたり、あるいは並用することにより、第３
の実施例と同等の効果が得られることも明らかである。

［発明の効果］以上の説明から、電圧形インバータの回路構成のままに
て電流制御形変換装置と同等の出力電流波形が得られる
ことにより、次に述べる特徴を持った電力変換装置を提
供することができる。

（１）起動時にほぼ120゜の矩形波電流を負荷誘導電
動機に流すことができるので、電力変換装置の容量に対
応した起動トルクが得られる電力変換装置である。

（２）出力電流は直流電源から直接制御されていて、
過大となることがないので負荷状態に影響されない安定
で高性能な電力変換装置である。

（３）上の項目と同じ理由から、電流に不必要な余裕
をとる必要がないので、その容量を最少とすることがで
きる経済的な電力変換装置である。

（４）電圧形インバータとしての特性は通常運転時に
そこなわれることがないので、理想的な電源として動作
し得る電力変換装置である。

（５） PWM制御に比べて転流回数をかなり少なくする
ことができるので、高効率な電力変換装置である。

【図面の簡単な説明】

第１図は従来装置の構成図、第２図は電圧形インバータ
の主回路構成図、第３図はこの発明の第１の実施例を示
す構成図、第４図、第５図、第６図は第３図の動作説明
図、第７図はこの発明の第２の実施例を示す構成図、第
８図、第９図、第10図は第７図の動作説明図、第11図は
この発明の第３の実施例を示す構成図、第12図は第11図
の動作説明図である。 11……交流電源、12……整流回路、13……リアクトル、
14……コンデンサ、15……インバータ回路、16……誘導
電動機、32,44,46,47……ゲートパルス発生回路、41…
…低周波数検出回路、42……電流基準回路、43,45……
スイッチ。

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】直流電流が制御可能な直流電源と、この直
流電源に接続され、少なくともリアクトルとコンデンサ
を含むフィルタ回路と、このフィルタ回路に接続され、
整流素子と逆並列に接続され可制御整流素子を主スイッ
チング素子とする出力Ｎ相の電圧形インバータ回路とを
備え、電圧基準と前記電圧形インバータの出力電圧の帰
還信号との偏差から得られる電流基準に基いて前記直流
電源を制御し、且つ周波数基準に基いて得られるゲート
パルスを前記電圧形インバータ回路の可制御整流素子に
与えてインバータ出力を制御するようにした電力変換装
置において、前記電圧形インバータ回路の出力交流位相で（360/2N）
゜の転流タイミング毎に前記直流電源から供給する直流
電流を零電流まで絞る電流基準を得る電流制限手段と、
前記電圧形インバータの可制御整流素子を略（360/N）
゜毎に発生する導通パルス信号とその立下がりタイミン
グ直後の非導通パルス信号により制御するゲートパルス
発生手段と、前記電圧基準および周波数基準が予め定め
られた周波数以下であるか否かを検出する周波数検出手
段と、この周波数検出手段により前記電圧基準および周
波数基準が予め定められた周波数以下であることを検出
すると前記直流電源を制御する電流基準を前記電流制限
手段より得られる電流基準に切替えると共に、前記電圧
形インバータ回路の可制御整流素子を制御するゲートパ
ルスを前記ゲートパルス発生手段より得られるゲートパ
ルスに切替える切替手段とを設けたことを特徴とする電
力変換装置。
【請求項２】直流電流が制御可能な直流電源と、この直
流電源に接続され、少なくともリアクトルとコンデンサ
を含むフィルタ回路と、このフィルタ回路に接続され、
整流素子と逆並列に接続され可制御整流素子を主スイッ
チング素子とする出力Ｎ相の電圧形インバータ回路とを
備え、電圧基準と前記電圧形インバータの出力電圧の帰
還信号との偏差から得られる電流基準に基いて前記直流
電源を制御し、且つ周波数基準に基いて得られるゲート
パルスを前記電圧形インバータ回路の可制御整流素子に
与えてインバータ出力を制御するようにした電力変換装
置において、前記電圧形インバータ回路の出力交流位相で（360/2N）
゜の転流タイミング毎に前記直流電源から供給する直流
電流を零電流まで絞る電流基準を得る電流制限手段と、
前記電圧形インバータの可制御整流素子を略（360/2N）
゜毎に導通パルス信号とその立下がりタイミング直後の
非導通パルス信号を発生させて略（360/N）゜毎の通電
幅として制御するゲートパルス発生手段と、前記電圧基
準および周波数基準が予め定められた周波数以下である
か否かを検出する周波数検出手段と、この周波数検出手
段により前記電圧基準および周波数基準が予め定められ
た周波数以下であることを検出すると前記直流電源を制
御する電流基準を前記電流制限手段より得られる電流基
準に切替えると共に、前記電圧形インバータ回路の可制
御整流素子を制御するゲートパルスを前記ゲートパルス
発生手段より得られるゲートパルスに切替える切替手段
とを設けたことを特徴とする電力変換装置。
【請求項３】直流電流が制御可能な直流電源と、この直
流電源に接続され、少なくともリアクトルとコンデンサ
を含むフィルタ回路と、このフィルタ回路に接続され、
整流素子と逆並列に接続され可制御整流素子を主スイッ
チング素子とする出力Ｎ相の電圧形インバータ回路とを
備え、電圧基準と前記電圧形インバータの出力電圧の帰
還信号との偏差から得られる電流基準に基いて前記直流
電源を制御し、且つ周波数基準に基いて得られるゲート
パルスを前記電圧形インバータ回路の可制御整流素子に
与えてインバータ出力を制御するようにした電力変換装
置において、前記電圧形インバータ回路の出力交流位相で（360/2N）
゜の転流タイミング毎に前記直流電源から供給する直流
電流を零電流まで絞る電流基準を得る電流制限手段と、
前記電圧形インバータの可制御整流素子を略（360/2N）
゜毎に発生する導通パルス信号とその立下がりタイミン
グ直後の非導通パルス信号により制御する第１のゲート
パルス発生手段と、前記電圧形インバータ回路に流入す
る電流を検出する電流検出手段と、前記第１のゲートパ
ルス発生手段により発生する導通パルス信号と非導通パ
ルス信号および前記電流検出手段で検出された電流検出
信号がそれぞれ入力され、前記第１のゲートパルス発生
手段より導通パルス信号が出力されると直ちに導通パル
ス信号を発生し、電流検出信号が所定値を越えるとその
間非導通パルスを発生する第２のゲートパルス発生手段
と、前記電圧基準および周波数基準が予め定められた周
波数以下であるか否かを検出する周波数検出手段と、こ
の周波数検出手段により前記電圧基準および周波数基準
が予め定められた周波数以下であることを検出すると前
記直流電源を制御する電流基準を前記電流制限手段より
得られる電流基準に切替えると共に、前記電圧形インバ
ータ回路の可制御整流素子を制御するゲートパルスを前
記第２のゲートパルス発生手段より得られるゲートパル
スに切替える切替手段とを設けたことを特徴とする電力
変換装置。