JPH0357117Y2 - - Google Patents

Description

【考案の詳細な説明】 本考案は、インバータに係り、より詳細には、
過電流時又は過渡電流時にインバータの主サイリ
スタの転流を助ける補助転流回路と共に用いられ
るパルス引伸し回路に係る。

インバータは、例えば燃料電池などからの直流
の電気エネルギを電力会社または他の電気エネル
ギの需要者による利用に適した交流の電気エネル
ギに変換するための周知の装置である。インバー
タは、通常少なくとも一対の主スイツチ要素を含
んでおり、その各々が交互に導通することにより
電気エネルギを直流源から負荷に交互に反対の方
向に流し、かくして基本交流波形を形成する。

負荷に交互に反対の方向に電流を流すためのス
イツチ要素として、種々の形式のスイツチ装置を
インバータに使用することができる。現在のイン
バータには、多くの場合サイリスタのような半導
体スイツチが使用されているが、この形式のスイ
ツチ装置は実質的に一方向性であるから、スイツ
チが制御信号により閉じられるとき、高エネルギ
電流パルスは一方向にのみ半導体スイツチを通つ
て、その入力端子から出力端子に流れる。一般に
半導体スイツチは、制御信号の除去に応答して導
通状態から不導通状態に瞬間的には移行せず、そ
れに流れている瞬時電流の大きさがほぼ零に減ぜ
られた後に、初めて不導通状態に移行し得る。

電流が零に減ぜられる過程は、“転流”として
知られており、この転流を行うために多くの回路
が提案されている。多くの転流回路は、半導体ス
イツチが開く過程に要する時間よりも長い時間に
わたり蓄電装置、たとえばコンデンサまたは共振
回路、から負荷に転流パルスを与える。この時間
中負荷電流は転流回路の蓄電装置により供給され
るので、半導体スイツチへの電流の大きさは、半
導体スイツチが不導通状態への移行を許すのに充
分な時間にわたつて、零に低下する。

転流コンデンサに蓄積されるエネルギの大きさ
が、コンデンサの電気容量及びコンデンサに印加
される電圧の関数であることは、当業者によく知
られている。主半導体スイツチを転流させるのに
必要な蓄積エネルギの大きさは、半導体スイツチ
を流れる電流の大きさに比例するので、負荷電流
が大きいほど、半導体スイツチの転流に必要な蓄
積エネルギが大きくなる。従つて、転流コンデン
サの電気容量の値は、多くの場合負荷電流の最大
値を推定し、それに必要な転流パルスを供給し得
るように選定される。

転流回路として、本来の転流回路の他に、過電
流時にのみ作動する補助転流回路を有するインバ
ータは公知である。この場合、各転流サイクル中
に蓄積されかつ放出される電気エネルギの大きさ
は、通常の運転状態に於ける転流に必要なだけの
大きさとされてよい。そして、過電流時の、主半
導体スイツチの転流期間中に、負荷電流に高い瞬
時値が生じたときには、補助転流回路中に蓄積さ
れたエネルギが付加的に通常の転流パルスを補う
よう放出される。

通常の転流サイクルに付加的電気容量を接続す
る補助転流回路に於ては、スイツチの作動タイミ
ングを定めるに当つて、電気容量の変化によつて
生ずる共振周波数の変化を考慮に入れなければな
らないという問題がある。即ち、電気容量の変化
により転流パルスの固有周期が変化するので、転
流パルスが零に至る時点は、もはやサイリスタの
本来のスイツチングの時点と一致せず、メークア
ツプパルスの開始は早過ぎ、その振幅を過大にす
ることとなる。

本考案は、インバータに於いて主半導体スイツ
チング素子を転流させる主転流回路と共に補助転
流回路を用いると共に、スイツチの作動タイミン
グを定めるに当つて、補助転流回路を用いること
とによる電気容量の変化によつて生ずる共振周波
数の変化を考慮に入れたインバータを提供するこ
とである。

本考案によれば、インバータに於ける主転流キ
ヤパシタの各々に並列に補助転流キヤパシタと補
助転流逆導通サイリスタの直列回路が接続され、
負荷電流検出器により過電流状態が検知されたと
き、該過電流状態が生じた直後の転流に於いて、
補助転流逆導通サイリスタを主転流スイツチと共
に同時に作動させ、主転流回路のタイミングを制
御する制御用波形発生器は、主半導体スイツチの
一方を非導通とした後他方を導通させる迄の遅れ
時間を、転流キヤパシタと補助転流キヤパシタと
を並列接続にしたことに起因する転流装置の共振
周波数の変化だけ増大させた時間遅れとするよ
う、主転流回路と補助転流回路の作動タイミング
を制御し、これによつて補助キヤパシタを適切に
再充電するインバータが得られる。

以下に図面を参照して本考案を一つの実施例に
ついて詳細に説明する。

第１図には、本考案による制御回路を取り入れ
た直流−交流電力インバータの一つの実施例が全
体回路図により示されている。図に於いて、１０
と１２とは、それぞれ燃料電池等の図には示され
ていない外部の直流電源から直流電気エネルギを
受入れる負の入力端と正の入力端である。サイリ
スタ１４及び１６の如き一対の主半導体スイツチ
が、導線１８及び２０により、負の入力端１０と
正の入力端１２の間に接続され、これら正負の入
力端より入力される直流電流は、正の入力端１２
の側より負の入力端１０の側へ、これらのサイリ
スタを交互に通つて一方向に流れるようになつて
いる。サイリスタ１４とサイリスタ１６の中間に
は、出力節点２６があり、負荷２９が導線３１に
より出力節点２６と接地点との間に接続されてい
る。

出力節点２６とサイリスタ１４の間には、導線
２４と２８によりインダクタ２が接続されてい
る。出力節点２６とサイリスタ１６の間には、導
線３４と３５によりインダクタ３２が接続されて
いる。更に、サイリスタ１４にはダイオード３８
が並列に、またサイリスタ１６にはダイオード４
０が並列に接続されており、それぞれサイリスタ
の転流を助けるべくその両端に小さな正の陰極側
から陽極側へ向う電圧をかけるようになつてい
る。導線３１には電流検出器３６が設けられてお
り、負荷２９に流れる正及び負の電流の大きさを
検出する。

周知のように、サイリスタ１４及び１６の如き
半導体スイツチは、その制御端子に加えられた適
当な制御信号に応答してほとんど瞬間的に非導通
状態から導通状態に移行するが、かかる半導体ス
イツチが導通状態から非導通状態に移行するに
は、ターンオフ時間として知られている所定の時
間にわたる電流の漸減期間が必要である。半導体
スイツチがその導通状態から非導通状態に移行す
る過程は一般に“転流”として知られている。本
考案の特別な利点は、この転流回路を正常負荷条
件に対する定格に選定することができ、しかも正
常負荷時に常時作動する本来の主転流回路に付加
された補助転流回路が過電流時に主転流回路を助
ける付加的エネルギを蓄積することに関連するも
のである。

主転流回路は、導線４２により互いに接続され
て導線１８と２０の間に接続されたコンデンサ４
１及び４４を含んでいる。コンデンサ４１と４４
の接続の中間にあたる導線４２には一対のサイリ
スタ４６及び４８の逆並列回路の一端が接続され
ており、その他端はインダクタ５０を含む導線５
１により出力節点２６に接続されている。

補助転流回路は、導線５３により互いに接続さ
れたコンデンサ５２と補助転流逆導通サイリスタ
５８との直列回路と、導線５５により互いに接続
されたコンデンサ５６と補助転流逆導通サイリス
タ６０との直列回路とを含んでいる。補助転流逆
導通サイリスタ５８及び６０は、一方向に制御さ
れるサイリスタ部分と何れの方向にも僅かの漏れ
電流を通す部分とを含むものであり、この漏れ電
流によつて、後でより詳細に説明するように作動
中にコンデンサ５２及び５６の電荷を維持する。
かかる補助転流逆導通サイリスタとしては、それ
と同等の機能を有する適当なダイオードを逆並列
接続した他の半導体スイツチが使用されてもよ
い。従つて、ここで補助転流逆導通サイリスタと
は、以下に説明する補助転流回路の作動を達成す
るために使用し得るスイツチ手段を総称するもの
とする。またもし補助転流逆導通サイリスタとし
て使用するスイツチ手段の漏れ電流が小さすぎる
ときには、後述の如く最初に補助コンデンサを充
電するために、該スイツチ手段をバイパスする高
抵抗の並列回路を接続することが必要であろう。
これらの直列回路のコンデンサ側の端はそれぞれ
導線１８と２０に接続されており、また補助転流
逆導通サイリスタ側の端は、相互に接続され、か
つ導線４２を経て、主転流回路に接続されてい
る。

前記のように、サイリスタ１４及び１６は、正
及び負の入力端と負荷の間に電流を流すように交
互に導通状態とされる。しかし、非導通状態への
移行が行われるためには、それにに先立つて、ス
イツチ要素を流れる瞬時電流がある時間にわたつ
てほぼ零に減ぜられなければならず、更にまた、
もしその時間を短縮しようとすれば、スイツチ要
素の両端に正の陰極から陽極へ向う電圧をかけな
ければならない。

本考案の制御回路は、インバータの全てのスイ
ツチ要素を駆動する信号波形を生成する。この制
御回路は、インバータの各構成部分を作動させる
のに適したタイミングで複数個のゲート信号波形
を発生させるゲート信号発生器６２を含んでい
る。ゲート信号発生器６２は、主転流回路を作動
させるため、導線６４によりサイリスタ４６の制
御端子に、また導線６６によりサイリスタ４８の
制御端子に接続されている。また補助転流回路を
作動させるため、ゲート信号発生器６２は導線６
８により補助転流逆導通サイリスタ５８に、また
導線７０により補助転流逆導通サイリスタ６０に
接続されている。更にゲート信号発生器６２は、
それぞれ導線７０及び７２によりサイリスタ１４
及び１６の制御端子に接続されており、出力電圧
の所望の基本周波数に対応する速度で主半導体ス
イツチを交互に作動させるための制御信号波形を
生成する。

第１図に示されている分割Ｃ形インバータにつ
いて従来から知られている制御は、出力電力の位
相角、電圧レベル等の多数の出力パラメータを変
更できるようにしてあり、ここに記載するものよ
りも通常はるかに複雑であるが、これらの出力パ
ラメータを変更するためにスイツチング波形を変
化させる方法は当業者が既に知つていることであ
り、また本考案の範囲に属さないので、そのこと
についての制御機能の説明はここでは行わない。

引き続き第１図を参照すると、この実施例に於
いては、波形発生器８６、デユアル周波数カウン
タ８８、これらの双方にクロツク信号を与えるク
ロツク８４が設けられている。波形発生器８６は
少くとも１つのサイリスタのスイツチングを行う
制御信号の信号波形パターンを発生する。この信
号波形パターンは、出力電圧に要求される基本周
波数とその高次の同調波に対して定められたサイ
リスタスイツチング用パターンである。波形発生
器８６は導線９０によりゲート信号発生器６２に
接続されており、ゲート信号発生器６２は、波形
発生器８６からの信号を、補助転流逆導通サイリ
スタの作動を制御するに適したレベルに整えると
共に、転流回路の固有共振周波数に適合するよう
遅らせる。いずれの方向の過電流条件にも応動す
るように、両方向電流検出器３６が、それぞれ導
線９２及び９４により電流レベル比較器９６及び
９８に接続されている。これらの比較器は、負荷
２９に流れる負または正の電流の絶対値に比例し
た信号を基準電位と比較し、基準電位を超過する
場合には出力信号を導線１００又は１０２を経て
比例タイミング制御回路１０４に与える。

過電流条件が存在する時には、比例タイミング
制御回路１０４は、ゲート信号発生器６２から導
線１０５を経て与えられたサイリスタのスイツチ
ング点を示す情報と導線１００又は１０２上の過
電流条件を示す情報とを処理し、導線１０６を経
てプログラマブルカウンタとして構成されたデユ
アル周波数カウンタ８８に必要な信号を与える。
そして、カウンタ８８の出力により、ゲート信号
発生器６２を介して、補助転流回路が作動され、
その転流サイクルとその次の転流サイクルにわた
り主転流回路の電流を補足する電流を流す。その
後、補助コンデンサは再充電され、補助転流回路
は次の作動に備えられる。プログラマブルなデユ
アル周波数カウンタ８８は、導線１０６上の信号
の存否により異つた設定値にてクロツク信号の周
波数を逓減する。こうして、カウンタ８８の出力
は、タイミング制御回路１０４からの信号により
変更され、導線１０８を経てゲート信号発生器６
２に対し、補助転流回路が作動されるべきである
ことと、ゲート信号発生器がサイリスタスイツチ
ンクに於ける時定数を補助転流回路に適合するよ
うに変更すべきであることを示す信号を与える。

以下に本考案を組み込むことにより改善された
第１図に示すインバータの作動を第２図を参照し
て説明する。第２図には、第１図の中の種々の点
に於ける信号波形がそれぞれの波形図により示さ
れている。これらの波形図は基本周波数の高次の
同調波成分を削除することにより幾分簡単化され
ている。

時点t₀は、ゲート信号発生器６２からサイリス
タのそれぞれの制御端子に与えられる信号によ
り、サイリスタ１４が非導通状態に移行してお
り、サイリスタ１６が丁度その導通状態へ切換つ
た時点である。ここで、サイリスタ４６は、ゲー
ト信号発生器６２からその制御端子に与えられる
信号により導通状態に入れられ、振幅は大きが継
続時間は短い電流パルスが、正の入力端１２よ
り、導線２０、サイリスタ１６、インダクタ３
２、導線５１、インダクタ５０、サイリスタ４６
から成る回路を瞬間的に巡つて導線４２に達し、
コンデンサ４４をほぼ−Ｅ／２の電圧レベルに負
に充電し、同時にコンデンサ４１をほぼ3E／２
の電圧レベルに正に充電する。この電流パルスは
第２図の波形図ｅにパルス１００として示されて
いる。この電流パルスは、“メークアツプ”パル
スとして知られているものであり、転流コンデン
サ４１及び４４はこのパルスによつて充電された
状態となり、この状態が初期状態となる。この電
流パルスはコンデンサ４１及び４４が転流のため
に適当な電圧レベルに近ずく時点t₁まで継続す
る。

上記の主転流回路の初期化に加えて、補助転流
回路の初期化も行われる。継続時間が同様に短い
電流パルスが、前記と同じ回路から更に補助転流
逆導通サイリスタ６０のダイオード部分を瞬間的
に巡つて流れ（第２図の１０２）、補助コンデン
サ５６をほぼ−Ｅ／２の負電圧レベルに充電す
る。補助転流逆導通サイリスタ６０はオフ状態で
は、一方向特性を示すので、かくして充電された
コンデンサ５６は、主転流回路と共には作動せ
ず、ゲート信号発生器６２からの適当な作動指令
信号により作動を開始するまで待機する。コンデ
ンサ５６に充電された電荷は、補助転流逆導通サ
イリスタ６０を経て徐々に放電しようとするが、
各メークアツプパルスが発生している間に補助転
流逆導通サイリスタ６０にかかる電圧によりその
都度補充され、コンデンサ５６の両端の電圧は−
Ｅ／２のレベルに維持される。

サイリスタ１６の転流は、時点t₂にて開始さ
れ、サイリスタ４８が導通状態に入れられ、それ
を通つて第２図の波形図ｇにパルス１０４として
示されている電流が流れるようになり、サイリス
タ１６を通る負荷電流の値が、第２図の波形図ａ
に見られるように、零に向つて急速に減ずる。電
流パルス１０４の一部がダイオード４０を通つて
流れることにより、サイリスタ１６に小さな正の
陰極から陽極へ向かう電圧を与え、サイリスタ１
６の非導通状態への移行を促進する。

その後、時点t₂より予め定められた時間だけ遅
らされた時点t₃に於て、サイリスタ１４がゲート
信号発生器６２から制御端子に与けられる信号に
より導通状態に入れられ、負荷サイクルの負に向
う部分が始まる。同時に、サイリスタ４８が再度
導通状態に入れられ、１０６にて示されているメ
ークアツプパルスがそれぞれ通つて流れ、これに
よつてコンデンサ４１及び４４はそれぞれほぼ−
Ｅ／２及び3E／２の電圧レベルに充電され、次
回の転流に備える。

また時点t₃に於て、補助転流回路の負の半部の
初期化が開始される。この充電は第２図の波形図
ｈにパルス１０８として示されている短い電流パ
ルスが、コンデンサ５２と補助転流逆導通サイリ
スタ５８を通つて流れることによつて行われ、補
助コンデンサ５２はほぼ−Ｅ／２の負の電圧レベ
ルに充電される。コンデンサ５６の場合と同様
に、充電されたコンデンサ５２は、オフ状態にあ
る補助転流逆導通サイリスタ５８により、主転流
回路から絶縁されている。コンデンサ５２に充電
された電荷は、補助転流逆導通サイリスタ５８を
経て徐々に放電しようとするが、各メークアツプ
パルスが発生している間に補助転流逆導通サイリ
スタ５８にかかる電圧によりその都度補充され、
コンデンサ５２の両端の電圧は−Ｅ／２のレベル
に維持される。

負荷２９に発生した電気的擾乱により過渡電流
状態が生じた場合にも、本考案によるインバータ
はゲート信号発生器６２から与えられる制御波形
により作動を続ける。本考案による制御回路の意
義が理解されるよう、かかる過電流状態のもとで
のインバータの作動について以下に説明する。

今、時点t₁₄の直前に負荷２９に擾乱が生じて、
サイリスタ１６を流れる電流の瞬時値が、主転流
回路の消孤能力よりも大きな値に増大したものと
する。このとき電流検出器３６にりより与えられ
る信号は電流レベル比較器９８に予め設定された
値を超過し、これによつて比例タイミング制御回
路１０４が始動される。時点t₁₄に於ては、主転
流回路と補助転流回路とが同時に作動して、サイ
リスタ１６を流れる電流を消孤するのに充分な大
きさの転流パルス（第２図の波形図ｇのパルス１
２２）を発生させ、サイリスタ１６の正常な転流
が行われる。しかし、かかる付加コンデンサの追
加によつて、転流回路全体の有効キヤパシタンス
値が増大し、図示の如く転流パルス１２２の時定
数（持続時間）が変化している。これに対応し
て、本考案の回路は、転流パルス１２２の時定数
の変化に適応するように、サイリスタ１４を導通
状態に切換える時点t₁₅の時点t₁₄に対する遅れを
増大させ、またメークアツプパルス１２４の開始
時点t₁₅も変わる。時点t₁₅にてサイリスタ１４が
導通され、またコンデンサ５６及び４４は共に
3E／２の電圧レベルに充電される。サイリスタ
１６は、主転流回路内のコンデンサ４４と共に補
助転流回路内のコンデンサ５６の追加により、時
点t₁₅までには確実に非導通状態に転流される。
時点t₁₆に於て、コンデンサ４４及び５６は3E／
２の電圧レベルに充電されており、またコンデン
サ４１は−Ｅ／２の電圧レベルにあり、主サイリ
スタ１４の転流に備えている。

時点t₁₇に於て、主サイリスタ１４の転流が転
流サイリスタ４６の導通により開始される。この
とき、補助コンデンサ５６の充電極性は、補助転
流逆導通サイリスタ６０を通つて放電し得る極性
にあるので、その放電電流は、コンデンサ４４の
放電電流と共にサイリスタ１４の転流を促す電流
となる。時点t₁₈までには、サイリスタ１４は成
功裡にその不導通状態に転流されており、またサ
イリスタ１６は導通状態に移行している。このと
き、負荷に過電流状態がもはや存在せず、従つて
電流検出器３６から比較器９６に与えられる信号
がもはやその設定値（前記基準値）を超過しない
場合にも、補助転流回路はその次の１サイクルに
わたり主転流回路の電流を補足する。その後、こ
の補足は自動的に終了し、コンデンサ５６は再び
充電されて、次の過電流状態の生起に備える。も
ちろん、負荷２９に過電流条件がまだ存在する場
合には、補助転流回路は、もはやその必要がなく
なるまで、主転流回路を補足する作動状態を維持
する。

以上に於いては本考案をその好ましい実施例に
ついて図示し説明してきたが、本考案の範囲から
逸脱することなく、その形態及び細部に種々の変
更及び省略が可能であることは当業者にとつて明
らかであろう。

【図面の簡単な説明】

第１図は主転流回路に加えて本考案による制御
回路と補助転流回路を有する電力インバータのブ
ロツク図である。第２図は本考案による電力イン
バータの作動中に第１図の種々の点に現れる波形
を示す図である。 １０……負入力端，１２……正入力端，１４，
１６……主半導体スイツチ（サイリスタ），２２
……インダクタ，２６……負荷接続点，２９……
負荷，３２……インダクタ，３６……電流検出
器，３８，４０……ダイオード，４１，４４……
コンデンサ，４６，４８……サイリスタ，５０…
…インダクタ，５２，５６……コンデンサ，５
８，６０……補助転流逆導通サイリスタ，６２…
…ゲート信号発生器，８４……クロツク，８６…
…波形発生器，８８……デユアル周波数カウン
タ，９６，９８……電流レベル比較器，１０４…
…タイミング制御回路。

Claims (1)

1. 【実用新案登録請求の範囲】 直流電源端子１０，１２の間に直列に接続され
   る二つの主半導体スイツチ１４，１６を含み該二
   つの主半導体スイツチ１４，１６の間に負荷を接
   続する負荷接続点２６を有する主半導体スイツチ
   群と、 前記直流電源端子１０，１２の間に直列に接続
   される二つの転流キヤパシタ４１，４４と該二つ
   の転流キヤパシタ４１，４４の間の中間点４２を
   前記負荷接続点２６に接続する接続回路であつて
   インダクタ５０と互いに反対方向に並列接続され
   た転流スイツチ４６，４８とを直列に含む接続回
   路とを有する転流装置と、 前記主半導体スイツチ群と前記転流スイツチに
   接続され転流に於て該転流スイツチを作動させ前
   記主半導体スイツチの一方を非導通状態にした後
   に他方を予め定められた時間遅れにて導通させる
   制御信号を発生する制御用波形発生器６２，８
   ６，８８，１０４と、負荷電流検出器３６と を有する直流電気エネルギを交流電気エネルギに
   変換するインバータに於いて、 前記二つの転流キヤパシタ４１，４４の各々に
   並列接続された補助転流キヤパシタ５２，５６と
   補助転流逆導通サイリスタ５８，６０の直列回路
   と、 前記負荷電流検出器３６にて検出した負荷電流
   値の大きさを所定の基準値と比較し該負荷電流値
   の大きさが前記基準値を越えるとき前記制御用波
   形発生器６２，８６，８８，１０４へ出力信号を
   与える電流レベル比較器９６，９８と を含み、前記負荷電流検出器３６により前記基準
   値を越えた状態の負荷電流が検知されたとき、前
   記制御用波形発生器６２，８６，８８，１０４
   は、前記電流レベル比較器９６，９８からの出力
   信号に応じて、該負荷電流状態が生じた直後の転
   流に於いて、前記補助転流逆導通サイリスタ５
   ８，６０を前記転流スイツチ４６，４８と共に同
   時に作動させ前記主半導体スイツチの一方を非導
   通状態にした後に前記予め定められた時間遅れを
   補助転流キヤパシタ５２，５６を並列接続にした
   ことに起因する前記転流装置の共振周波数の変化
   だけ増大させた時間遅れにて前記主半導体スイツ
   チの他方を導通させる制御信号を発生するよう構
   成されていることを特徴とするインバータ。