JPS6018198B2

JPS6018198B2 - インバ−タの制御装置

Info

Publication number: JPS6018198B2
Application number: JP53150703A
Authority: JP
Inventors: 俊明工藤
Original assignee: Tokyo Shibaura Electric Co Ltd
Current assignee: Toshiba Corp
Priority date: 1978-12-06
Filing date: 1978-12-06
Publication date: 1985-05-09
Also published as: US4312031A; JPS5577394A; DE2948946A1; DE2948946C2

Description

【発明の詳細な説明】本発明は、電流形ィンバータを介して給電される交流電
動機を可変周波数駆動する場合に適した電流形ィンバー
タの制御装置、特に低周波領域での交流電動機の滑らか
な運転を可能にするパルス幅変調式電流形ィンバータの
制御装置に関するものである。

電流形ィンバー外こよって交流電動機を駆動するシステ
ムとして従来から良く用いられている横５成を第１図に
示す。

第１図において、１は直流リアクトル２で平滑された直
流電流を周波数変換し、交流電動機３の３相巻線Ｒ，Ｓ
およびＴに交流電流を供給する周知のインバータである
。

このインバータ１は、サイリスタＳＩ〜Ｐ６、ダイオー
ドＤＩ〜Ｄ６、および転流コンデンサＣＩ〜Ｃ６で構成
され、通常サイリスタＳＩ〜Ｓ３のうちのいずれか１つ
と、サイリスタＳ４〜Ｓ６のうちのいずれか１つのサィ
リスタが常に通電しているように制御される。このィン
バータ１から交流電動機３に供甥給される電流のベクト
ルは、転流重なり期間を無視すれば、第２図に示される
ような６つの位置１〜Ｗした取り得ない。第２図は交流
電動機３のＲ相巻線軸を基準軸としており、今サィリス
タＳ１とＳ５が点孤している場合を考えれば、電流はＲ
相からＳ相を経て流れ、３相巻線Ｒ，ＳおよびＴが電気
的に１２０ｏの角度を有して配置されているから、その
合成された電流ベクトルの位置は１のようになる。

同様に、他の２つのサイリスタが点孤する場合に対して
も電流ベクトルの位置が０〜Ｗのように定まる。第３図
は従来から行なわれている１２０ｏ通電動作によってィ
ンバータを周波数制御する場合の回路構成図であり、４
は入力信号ｅｆの大きさに応じた周期のパルス列ｐｆを
出力する電圧周波数変換器、５は入力信号ｅｆの極性を
判別する比較器で、入力信号ｅｆが正のときに「１」、
負のときに「０」を出力する。

６は切換スイッチ、７は出力信号ｅｌ，ｅＷのうちのい
ずれか１つにだけ「１」を出力する６進のアップダウン
カウンタで、アップパルスｐＵが入力されるごとにｅｌ
→ｅ０→ｅｍ→ｅＷ→ｅＶ→ｅＷ→ｅｌの順序で出力が
シフトされ、ダウンパルスＰｏが入力されるごとに逆方
向の順序で出力がシフトされる。

８は入力信号ｅｌ〜ｅののうちいずれが「１」の信号で
あるかによってサイリスタＳＩ〜Ｓ６のゲート信号ｇ１
〜ｇ６のうち２つのゲート信号に「１」が選択出力され
るゲート信号分配回路で、インバータ１のサイリスタＳ
Ｉ〜Ｓ６のうち「１」のゲート信号が与えられる２つの
サィリスタが常に通電している。

ゲート信号分配回路８を第３図のように６個のオア（Ｏ
Ｒ）回路８１〜８６で構成することによって、アップダ
ウンカウンタ７の出力信号ｅｌ〜ｅＷと第２図に示した
交流電動機３に供給される電流ベクトルの位鷹１〜のと
がそれぞれ対応づけられる。第４図は、周波数指令の入
力信号ｅｆに正の一定値が与えられた場合における第３
図の装置の動作タイムチヤーートを示したものである。

入力信号ｅｆに応じて電圧周波数変換器４が出力する一
定周期のパルス列ｐｆは、入力信号ｅｆが正であること
を判別した比較器５の出力信号ｅｐによって制御される
切換スイッチ６を介して、アップダウンカウンタ７ヘア
ツプバルスｐＵとして与えられる。アップパルスｐＵが
与えられるごとにアップダウンカウンタ７は信号出力を
第４図のようにｅｌ→ｅロ→・・・ｅｌの順序でシフト
する。それぞれの入力状態に応じてゲート信号分配回路
８によって点孤すべきサィリスタが選択される結果、電
動機３に供給される電流のベクトル位鷹は第２図に示さ
れる１→０→・・・Ｗ→１の順序でジャンプしながら回
転すること。このジャンプは電圧周波数変換器４がパル
スを出しアップダウンカウンタ７およびゲート信号分配
回路８の出力信号が変化するタイミングでィンバータ１
が転流することによって行なわれる。周波数指令の入力
信号ｅｆが負の場合には、電圧周波数変換器４の出力パ
ルスｐｆがアップダウンカウンタのダウンパルスＰｏと
して与えられ、アップダウンカゥンタ７の出力信号はｅ
Ｗ→ｅｖ→・・・ｅｌ→ｅ打の順序でシフトされるので
、第２図の電流ベクトルはけ→Ｖ→・・・１→町の方向
へ回転する。６回のジャンプで電流ベクトルは１回転す
るので、電圧周波数変換器４の出力パルスＰｆの周期は
運転周波数の６０ｏに相当する。

以上説明したように、ィンバータ１を１２００通電動作
させた場合には、交流電動機３に供給される電流ベクト
ルが不連続な回転をする。

そのために交流電動機３はトルクリップルを生じる。こ
のトルクリップルの周波数は運転周波数に比例し、高い
運転周波数では殆んど問題とならないが、低い運転周波
数の場合にはナルクリップルの周期が長くなるために交
流電動機３のなめらかな運転ができなくなる。このよう
なことによって低周波運転に限界を生じることを避ける
ための一つの対策として、最近ではィンバータ１をパル
ス幅変調（ＰＷＭ）制御して出力電流波形の改善を行な
うようになった。第５図は従来から行なわれているＰＷ
Ｍ制御の一例を示す構成図で、４〜８は第３図における
同一符号のものと同一機能を有するものである。

９は入力信号ｅｆの大きさに応じた周期ののこぎり波を
出力するのこぎり波発生回路、１０は一定周期の三角波
を出力する発振器、１１は減算器、１２は入力信号が正
のときに「１ハ負のときに「０」の信号ｅｃを出力する
比較器である。

１３〜１８は互いに運動して同一動作をする切換‐スイ
ッチで、その制御信号ｅｃが「１」のときに図示の接点
位置に、「０」のときに図示とは逆の接点位置になるよ
うに切換えられる。

のこぎり波発生回路９には周波数指令の信号ｅｆが入力
され、ィンバータ１の運転周波数の６０ｏ角度に相当す
る周期を持ち、発振器１０の出力する三角波ｅＴの振幅
と等しい振幅を有するのこぎり波ｅｏを出力する。

第５図において、アップダウンカウンタ７の出力には第
３図の場合と同様に６０ｏ幅のパルス信号ａｌ〜ａ６が
得られ、切換スイッチ１３〜１８を図示の接点位置に固
定すれば第３図の場合と同じ動作をすることは明らかで
ある。

すなわち、切換スイッチ１３〜１８を動作させることに
よってＰＷＭ制御が行なわれ、その動作原理を第６図の
タイムチャートによって説明する。第６図に示すように
、アップダウンカリン夕７のパルスが出力される信号は
アップパルスＰｕが入力されるごとにａｌ→ａ２→ａ３
→…と変化する。

他方、のこぎり波発生回路９から出力される電圧周波数
変換器４の出力パルスＰｆと同期したのこぎり波ｅ。と
、発振器１０から出力される三角波ｅＴとが減算器１１
で減算される。比較器１２は減算器１１の出力信号の極
性を判別し、極性が反転するごとに切換スイッチ１３〜
１８の接点位置を切換える。すなわち、第６図に示され
るように、のこぎり波ｅｏが三角波ｅＴよりも小さい期
間は第５図に示される接点位置に、またｅＤがｅＴより
も大きい期間は第５図とは逆の薮点位置になるようにス
イッチ１３〜１８が切換えられる。このスイッチの切換
え周期は三角波ｅＴの周期と等しいことは明らかであり
、この切換え周期期間におけるスイッチの両接点への静
止時間比はのこぎり波ｅｏの大きさによって定まる。す
なわち、第６図に示されるａｌにパルスが出力されてい
る運転周波数の６０ｏに相当する期間にいて、ａｌのパ
ルスはスイッチ１３の切換えによりｅｌとｅｏの交互に
与えられる。のこぎり波ｅｏの値が小さい範囲において
はｅｌのパルス幅は広く、ｅｏのパルス幅は狭い。のこ
ぎり波ｅｏが大きくなるにつれてｅｌのパルス幅は狭く
なり、ｅロのパルス幅は広くなる。アップダウンカウン
タ７の出力がａｌからａ２に変化した次の６００相当期
間においては、ａ２の信号がスイッチ１４によって同様
に切換えられてｅｏとｅｍとに与えられる。このように
制御されたときの交流電動機３の電流ベクトル位置の動
きを第２図によって説明する。アップダウンカウンタ７
がａｌに出力している期間において、電流ベクトルの位
置は１とロとを交互に繰り返す。

のこぎり波ｅ。の小さなときには１の位置に静止してい
る時間が０の位置に静止している時間よりも長く、のこ
ぎり波ｅｏが大きくなるにつれて１の位置と０の位置の
静止時間比率は徐々に逆転する。三角波ｅＴの周期内に
おける電流ベクトルの平均的な位置は１の位置とＤの位
置との静止時間比率によって定まり、この平均されたベ
クトル位置は等速で１から０の方向へ回転して行く。ロ
からｍ等の他の位置においても同様に電流ベクトル位置
が変化することは明らかである。このようにＰＷＭ制御
によって電流ベクトルは、三角波ｅＴの周期で定まる速
い周期の動きを無視すれば、滑らかに回転するので、低
周波運転時においても低周波のトルクリップルは無くな
り、交流電動機３の滑らかな運転が可能となる。

しかし、以上説明したＰＷＭ制御を実施するためには三
角波ｅＴを出力する発振器１０等の回路構成要素が多く
、制御装置が高価なものになる欠点があった。また、第
６図にも示されるように、のこぎり波ｅｏが最小値およ
び最大値の近辺におけるゲート信号分配回路８への入力
信号ｅｌ〜ｅＷのパルス幅は非常に狭くなる。

このパルス幅はィンバータに対する転流指令が出されて
から次の転流指令が出されるまでの時間を意味し、通常
のィンバータはこの時間を或る程度以下に小さくするこ
とはできない。例えば第１図に示したィンバータ１も転
流指令が与えられてから実際に転流が終るまでには所定
の時間を必要とし、転流が終了する前に次の転流指令を
与えれば転流失敗を起こす可能性がある。従って、第５
図の回路においても、転流指令周期が転流に要する時間
よりも小さくならないようにしなければならず、更に複
雑な回路となる。また、このように転流指令周期に対す
る制約をすれば、電流ベクトルの変調周期内における２
つの位置への静止時間比率を望む値に保持することがで
きなくなり、交流電動機３を駆動する場合に１２０ｏ通
電動作に比べれば小さいが低周波のトルクリツプルご生
じる。更に、従来から行なわれているＰＷＭ制御の他の
方法として、第７図に出力電流波形例を示すように、１
周期内における電流波形をパターン化し、そのパターン
に従ってィンバータ１を制御する方法もある。

この方法によれば、パターンを適切に定めれば特定の高
調波成分を０にすることができる。第７図は３相の出力
蜜流ｉＲ，ｉｓおよびｉＴの正の部分だけを示したもの
であり、同図ａにおいて、Ｑ，＝１〆とすれば第５調
波成分を０に、また同図ｂにおいてＱ，＝５．８２０お
よびＱ２＝１６．２５０とすれば第５および第７調波
成分を０にすることができる。

更に、半周期内におけるパルスの数を増やせばより高次
の高調波成分まで０にすることができる。しかし、先に
説明したようなィンバータ１の転流能力によって定めら
れる最小転流周期と、含まれる高調波成分の周波数値の
最低値との制約から、運転周波数が変化する場合にはい
くつかのパターンを用意し運転周波数によってパターン
を変えなければならず、可変周波数駆動する場合に通し
た方法ではない。

以上説明したように従来のＰＷＭ制御装置は回路構成が
複雑で、それ故調整に労力を要し、また装置が高価にな
るという欠点があった。

本発明は上記従来装置の欠点を無くすべくなされたもの
であり、その目的は、回路構成の簡単な新しい方式によ
るィンバータのＰＷＭ制御装置を提供することである。

ィンバータの転流能力上の制約から高周波運転領域での
ＰＷＭ制御の実現は難しい。従って、１２００通電作へ
の切換への切換えの複雑なＰＷＭ制御装置は実用的でな
い。そこで本発明のもう一つの目的は、１２０ｏ通電動
作への切り換を容易に行うことのできるＰＷＭ制御装置
を提供することである。

以下、図面を参照して本発明を詳細に説明する。

ただし、本発明の制御装置が１２００通電動作への切換
えが容易にできることを示すために、１２００通電動作
のための制御回路部をも含めて説明する。

第８図は本発明の一実施例を示す構成図で、アップダウ
ンカウンタ７およびゲート信号分配回路８は第３図にお
ける同一符号のものと同一機能を有するものであるから
説明を省略する。

第８図において、１９は位相差検出回路、２０は転流制
御回路である。位相差検出回路１９内において、２１は
極性反転回路、２２は切換スイッチ、２３は積分回路、
２４は反転制御回路、２５は減算回隣、２６は極性反転
回路、２７および２８は切換スイッチ、２９はＯＲ回路
である。また転流制御回路２０内において、３０は入力
を２倍にする係数回路、３１は積分回路、３２および３
３は切換スイッチ、３４〜３７は比較回路、３８〜４１
はパルス発生回路、４２および４３はオア（ＯＲ）回路
である。切襖スイッチ２２，２７，２８，３２および３
３は２つの入力端子ＵおよびＤを有し、制御信号ＣＩ〜
Ｃ３で切換の制御が行なわれ、それのれに対する制御信
号が「１」のときにＵ端子入力信号を、また「０」のと
きにＤ端子入力信号を出力する。

反転制御回路２４は比較回路とフリップフロップ回路等
で構成され、入力信号が２つの比較レベルのいずれかと
等しくなった時に、それまでの出力信号と論理レベルの
逆転した信号を出力し、切換スイッチ２２および２７を
切換える。比較回路３４および３６は入力信号がそれぞ
れの比較レベルよりも大きな値であるときに「１」、そ
れ以外のときに「０」を出力し、比較回路３５および３
７は入力信号がそれぞれの比較レベルよりも小さな値の
とに「１ハそれ以外のときに「０」を出力する。パルス
発生回路３８〜４１はそれぞれ入力信号が「０」から「
１」へ立上がるときにパルスを出力する。本発明の実施
例において、運転周波数の指令信号ｅｆは切換スイッチ
２２のＵ端子へ与えられると同時に、樋性反転回路２１
で極性が反転されて切換スイッチ２２のＤ端子へ与えら
れる。

積分回路２３はスイッチ２２の出力を積分し、反転制御
回路２４および減算回路２５へ与える。反転制御回路２
４の出力ＣＩはスイッチ２２おび２７の切襖制御信号と
なる。また、切襖スイッチ２８のＵおよびＤ端子には一
定値信号８日およびＯＬがそれぞれ与えられ、アップダ
ウンカウンタ７の出力信号のうちのｅｌ，ｅｍおよびｅ
ＶをＯＲ回路２９で論理和をとった信号Ｃ２によって切
換の制御される切換スイッチ２８の出力は減算回路２５
に与えられる。減算回路２５は積分回路２３の出力信号
０＊から切換スイッチ２８の出力信号８ｒを減算した信
号を磁性反転回路２６および切換スイッチ２７のＵ端子
へ与える。

○端子に極性反転回路２６の出力が与えられる切換スイ
ッチ２７の出力のま係数回路３０、積分回路３１および
切換スイッチ３２のＵ端子へ与えられる。Ｄ端子へ係数
器３０の出力信号が与えられる切襖スイッチ３２の出力
は両比較回路３４および３５へ与えられる。

比較回路３４はパルス発生回路３８へ、比較回路３５は
パルス発生回路３９へそれぞれ出力信号を与える。切換
スイッチ３２および３３は共通の外部信号Ｃ１によって
切換制御が行なわれ、Ｕ端子に積分回路３１の出力、Ｄ
端子に一定値信号Ｘｃが与えられる切換スイッチ３３の
出力は両比較回路３６および３７に与えられる。比較回
路３６はパルス発生回路４０、比較回路３７はパルス発
生回路４１へそれぞれ出力信号を与える。ＯＲ回路４２
は比較回路３８および４０の両出力信号の論理和をとり
、アップパルスＰＵとして、またＯＲ回路４３は比較回
路４０および４１の両出力信号の論理和をとり、ダウン
パルスＰｏとしてそれぞれアップダウンカウンタ７に出
力する。本実施例の回路は、図示のごとく、要素２１〜
２９で構成される位相差検出回路１９と、要素７，８お
よび３０〜４３で構成される転流制御回路２０とに機能
的分類をすることができる。

位相差検出回路１９は指令位置に対するインバータ１の
実際に出力している電流ベクトル位置の角度差を検出し
、その角度差に比例した信号８を転流制御回路２０へ出
力する。転流制御回路２０は位相差信号８‘こ基づいて
アップダウンカウンタ７に与えるパルスＰＵおよびＰＤ
のタイミングを決定することによってィンバー夕１の転
流を制御する、インバータ１のＰＷＭ動作と１２００通
電動作との切換は制御信号Ｃ３で切換スイッチ３２およ
び３３を切換えることによってなされ、信号Ｃ３が「１
」のときにＰＷＭ動作、信号Ｃ３がｒｏ」のときに１２
０ｏ通電動作が行なわれるように構成されている。回路
の動作が簡単であることから、先ず１２００通電動作の
制御が行なわれている場合について説明する。

制御信号Ｃ３を「０」にすることによって切換スイッチ
３２および３３は○端子への入力信号を出力し、１２ぴ
通電動作が行なわれるが、後述の説明で明らかにされる
ように、この場合に積分回路３１、比較回路３６および
３７、およびパルス発生回路４２および４３の動作を考
える必要は無い。切換スイッチ２８の○端子へ与える信
号ＯＬは任意の大きさで良く、Ｕ端子信号８日には８山
よりもｏｏだけ大きな値が設定される。

また、反転制御回路２４の２つの比較レベルにもＯＨお
よびＯＬが設定される。両設定レベル差ｏｏ＝ＯＨ一Ｏ
Ｌは比較回路３４および３３の比較レベルとして用いら
れ、比較回路３４にｏｏ、比較回路３５に−８ｏの比較
レベルが設定される。このように各比較レベルが設定さ
れたときの１２０ｏ通電制御時の各部の動作を第９図の
タイムチャートを参照しながら説明すると、比較回路３
４および３５において、その入力信号２８を比較レベル
士８。

と比較することは、スイッチ２７の出力信号８を比較レ
ベル土８ｏ／２と比較することを同じであるから、第９
図のタイムチャｈトにおいては後者の比較手段によって
いる。第９図は運転周波数の指令信号ｅｆに正の一定値
が与えられ、反転制御回路２４の出力信号ＣＩが「０ぃ
アップダウンカウンタ７がｅｌに「１」を出力している
時刻ｔｏからの各部の動作を示すもので、この場合に切
換スイッチ２２は−ｅｆを、切換スイッチ２７は８ｆ−
８＊を、そして切換スイッチ２８はＯＨを出力する。

積分回路２３には負の入力信号−ｅｆが与えられ、その
出力８＊が減少していくのに伴ない、スイッチ２７の出
力８（＝８ｆ−８＊）は増加していく。増加する信号８
‘ま時刻ちでｏｏ／２に達し、比較回路３４が「１」を
出力すると同時に、比較回路３４ｌの出力ＦＩが「１」
に立上がつたことを検出してパルス発生回路３８がパル
スを出力する。そのパルスはＯＲ回路４２を介してアッ
プダウンカウンタ７をアップパルスＰＵとして与えられ
、その結果、アップダウンカウンタ７の「１」の信号は
ｅｏ‘こ出力される。いずれか１つの出力にのみ「１」
が与えられるアップダウンカウンタ７の６つの出力信号
ｅｌ〜ｅＷのうち、ｅｌ，ｅｍおよびｅＶの論理和をと
るＯＲ回路２９の出力Ｃ２はアップダウンカウン夕７に
入力パルスＰＵおよびＰｏが与えられるごとに「０」と
「１」との間で変化し、比較回路３４で０が８。／２に
達したことを検出された時刻らから各回路要素の動作時
間のためにいくらか遅れた時刻比２でＯＲ回路２９の出
力Ｃ２は「１」から「０」に変化する。その結果、切換
スイッチ２８の出力８ｒはＯＨからＯＬに変化し、第９
図のように時刻ｔ２で信号０は８。だけ減少する。時
刻比，からｔ２の間にも積分回路２３の出力０＊は減少
しているので、スイッチ２８の出力ｏｒがａＨからａＬ
に変化する直前の川ま８。／２を越えており、８が６ｏ
だけ減少しても−ｏｏ／２レベルまでは達しないが、比
較回路３４の出力ＦＩは「１」から「０」になる。時刻
ら以降においても積分回路２３の出力８＊は減少を続け
、ａ‘ま再び増加していく。

減少を続ける積分回路２３の出力ひ＊はやがて８Ｌに達
し、そのことを検出した反転制御回路２４は時刻らで出
力ＣＩを「０」から「１」に変え、切換スイッチ２２お
よび２７の接点位置が切換えられる。従って、積分回路
２３へは正の入力信号ｅｆが与えられ、その出力０＊は
増加していく。また、接点位置を切換えられた切襖スイ
ッチ２７の出力のま８＊−８ｆとなり、時刻ｔ３以前と
同様に増加し続ける。増加を続ける切換スイッチ７の出
力０はやがてａｏ／２に達し、時刻上，からｔ２におけ
る動作と同時に、時刻しからら‘こおいて、パルス発生
回路３８からＯＲ回路４２を介してアップパルスＰＵを
与えられて、アップダウンカウンタ７は「１」の信号ｅ
ｍに出力し、その結果ＯＲ回路２９の出力は「１」にな
り、切換スイッチ２８の出力ａｆは再びａＨとなるので
切換スイッチ２７の出力８は時刻公で８。だけ減少する
。このようにして、アップダウンカウンタ７の出力が変
化してゲート信号分配回路８の出力が変化し、ィンバー
タ１の転流が制御されることは以降も同様であるが、第
９図には更に時亥川６で運転周波数の指令信号ｅｆが正
から負に変化した場合の動作を示している。

増加を続けていた積分回路２３の出力０＊は入力信号ｅ
ｆが負になったことによって減少する。

それにより位相差検出回路１９の出力のま時刻ｔ７で−
８。／２に達し、そのことを検出した比較回路３５の出
力Ｆ２は「０」から「１」に立上がり、パルス発生回路
３９からパルスが出力される。パルス発生回路３９の出
力パルスはＯＲ回路４３を介してアップダウンカウンタ
７へダウンパルスＰｏとして与えられ、アップダウンカ
ウンタ７の「１」の出力はｅｍからｅｏｌこ変化する。
その結果、回路の動作時間のために時亥比７から少し遅
れた時刻らで切換スイッチ２８の出力ｏｆはＯＨから仇
に変化し、切換スイッチ２７の出力ａはｏｏだけ増加
する。時刻比８Ｇ汎蜂も同様にして、運転周波数の指令
信号ｅｆの大きさに応じて、アップダウンカウンタ７へ
の入力パルスＰＵおよびＰｏが制御され、ィンバータ１
の転流が制御されていひく。また、以上の説明から明ら
かであるように、転流周期は積分回路２３の出力８＊が
ｏｏだけ変化するのに要する時間に等しい。

転流周期は運転周波数の周期の１／６であるから、運転
周波数の入力タ信号ｅｆの大きさと実際の運転周波数ｆ
との関数が次のようになることは容易に理解される。ｆ
＝ｅｆ／６８。周波数信号ｅｆを積分した積分回路２３
の出力信号ａ＊はィンバータ１の出力電流ベクトルに対
０する回転角度指令値でり、単純に周波数信号ｅｆを積
分したのでは積分回路が飽和するので、入力信号ｅｒの
極性を切換えることによって常にある動作範囲内で信号
が変化するように構成されている。

その動作範囲８。＝ａＨ−ＯＬは電流ベクトル夕の回
転角度６０ｏに相当する量であり、転流ごとに６びだけ
ジャンプする電流ベクトルの位置を８。だけ変化させる
ことにより切襖スイッチ２８からフィードバックさせて
いる。このようにして、功換スイッチ２７の出力のま、
指令ベクトル位置に０対する電流ベクトル位置の角度差
に比例した量であることが分かる。第９図のタイムチャ
ートで説明した第８図の実施例において１２０ｏ通電動
作時には、指令ベクトル位置に対する出力電流ベクトル
位置の角度差が３００になればィンバ−夕１の転流が行
なわれるように構成されており、指令値に追従した電流
ベクトルが常にィンバータ１から出力される。次に、外
部からの制御信号Ｃ３に「１」が与えられ、切挨スイッ
チ３２および３３が切換えられてＰＷＭ制御が行なわれ
る場合の動作説明をする。

比較回路３７の比較レベル×Ｌには任意の値が設定され
、比較回路６の比較レベルＸＨよりも×しよりも大きな
値が設定れる。第１０図のタイムチャートにより周波数
指令信号ｅｆが正の一定値の場合を例として動作を説明
するが、アップダウンカウンタ７に入力パルスＰＵおよ
びＰｏが与えられてから切換スイッチ２８が動作するま
での、第９図で説明したような回路の動作遅れをここで
は説明の簡単のために無視する。

第１０図は、反転制御回路２４の出力ＣＩが「１ハアツ
プダウンカウン夕の「１」の信号がｅｍに出力されてＯ
Ｒ回路２９の出力Ｃ２が「１」の状態である時刻ｔｏか
らの動作を示している。このときに積分回路２３の出力
ａ＊は増加し、切換スイッチ２８の出力８ｆは８日であ
り、切換スイッチ２７の出力のま員になっている。従っ
て、積分回路３１の出力×は時刻も以降減少し、時刻ｔ
，で×Ｌレベルに達し、比較回路３７の出力Ｆ４が立上
がるのでパルス発生回路４１からパルスが出力され、そ
のパルスはＯＲ回路４１を介してアップダウンカウンタ
ヘダウンパルスＰｏとして与えられる。その結果、アッ
プダウンカウンタ７から「１」の信号が与えられる出力
はｅｍからｅｏに変化し、ィンバータ１の転流が行なわ
れると同時にＯＲ回路２９の出力Ｃ２が「０」に変化す
るため、切換スイッチ２８の出力８ｆはＯＬに変化する
。従って、時刻ｔ，以後の切換スイッチ２７の出力のま
正の値になり、積分回路３１の出力Ｘは増加し始める。
増加する積分回路３１の出力Ｘは時刻ｔ２でＸＨレベル
に達し、比較回路３６の出力Ｆ３の立上がりによってパ
ルス発生回路４０からＯＲ回路４２を介してアップダウ
ンカウンタ７にアップパルスＰＵが与えられ、アップダ
ウンカウンタ７の「１」の信号は再びｅｍに出力される
。その結果、ＯＲ回路２９の出力Ｃ２は「１」になり、
スイッチ２８からは再び８日が出力され、切換スイッチ
２７の出力ａは負の値となる。従って、積分回路３１の
出力×は減少し始めるが、積分回路２３の出力０＊が８
日に近づくにつれて積分回路３１の出力Ｘの減少の度合
は小さくなる。積分回漆２３の出力０＊が８日と等しく
なった時刻ｔ３で反転制御回路２４の出力ＣＩは「１」
からｌ−０」になり、スイッチ２２の出力が負になり、
積分回路２３の出力８＊が減少し始めると同時に切換ス
イッチ２７の出力８の極性も反転されて正になる。積分
回路２３の出力８＊の減少につれて切換スイッチ２７の
出力のま増加し、０を入力とする積分回路３１の出力×
は時刻ｔ４で再び×日レベルに達し、比較回路３６の出
力Ｆ３の立上がりでパルス発生回路４０から出されるア
ップパルスＰＵがＯＲ回路４２を介してアップダウンカ
ウンタ７に与えられる。従って、アップダウンカウンタ
７の「１」の信号はｅＷに出され、ＯＲ回路２９の出力
Ｃ２が「０」になることによって切換スイッチ２８の出
力８ｒはＯＨから８Ｌに変化し、功換スイッチ２７の出
力のま負になので積分回路３１の出力×は減少し始める
。このように、アップダウンカウンタ７に入力パルスＰ
ｕおよびＰ。が与えられるごとに功換スイッチ２８の出
力ａｆが２つのレベル値８日およびＯＬ間を交互に繰返
し、積分回路３１の増減方向が変化するので、アップパ
ルスＰＵとダウンパルスＰｏとが交互に与えられるアッ
プダウンカウンタ７の「１」の出力信号はｅｍとｅＷと
の間を繰返す。このとき、積分回路２３の出力０＊の大
きさによってアップダウンカウンタ７への入力パルスの
与えられる周期は変化し、第１０図のようにｅＷに「１
」が出力されている時間の方が徐々に長くなる。以上の
ように通常の動作をしているときに、積分回路２３の出
力８＊と切換スイッチ２８の出力８ｆとの差で定まる切
換スイッチ２７の出力０は士８ｏの範囲内で変化する
ので、比襖回路３４および３５の出力ＦＩおよびＦ２が
「１」になることはなく、パルス発生回路３８および３
９がパルスが出力されることもない。

第１０図において、時刻らでの動作はパルス発生回路３
８からパルスが出力されるときの例を示したもので、時
刻ｔ５の直前において、切換スイッチ２８はａＨレベル
の出力８ｆを、積分回路２３はＯＬレベルに近い８＊を
それぞろれ出しており、切換スイッチ２７の出力のま６
。

レベルに近くなっており、積分回路３１の出力Ｘは増
加中にある。積分回路３１の出力×がＸＨに達する前に
、積分回路２３の出力ａ＊の減少に伴なつて増加する切
換スイッチ２７の出力夕が時亥比三でｏｏレベルに達
し、比較回路３４の出力ＦＩが「１」となり、この出力
ＦＩの立上がりによってパルス発生回路３８からＯＲ回
路４２を介してアップダウンカウンタ７ヘアツプパルス
Ｐｕが出力される。また、このとき積分回滋２３の出力
８＊がＯＬレベルに達したことを検出した反転制御回路
２４の出力ＣＩは「０」から「１」に変化する。従って
、時刻ら以後において、切換スイッチ２８の出力ａｆは
８Ｌになり、切換スイッチ２７の出力のま０から再び増
加し始める。その結果、積分回路３１の出力Ｘは時刻ｔ
６で×Ｈレベルに達し、比較回路３６の出力Ｆ３の立上
がりによってパルス発生回路４０からＯＲ回路４２を介
してアップダウンカウンタ７ヘアップパルスＰＵが与え
られ、アップダウンカウンタ７の「１」の信号はｅＶに
出力される。時亥比６以後は時刻ｔ４以後の動作と同様
に、アップダウンカウンタ７の「１」の出力信号がｅＷ
とｅＶとを交互に繰返すように動作する。以上の説明か
ら明らかであるように、１２００通電動作のときに出力
される切換スイッチ３３の端子Ｄへの入力信号ＸｃはＸ
Ｈよりも小さく、ＸＬよりも大きな値に設定すれば良い
。

そうすれば、比較回路３６および３７の出力は常に「０
」となり、パルス発生回路４０および４１からパルスが
出力されることはない。さて、第１０図のタイムチャー
トで説明した本発明のＰＷＭ制御方式によって実現され
る変調周期等の関係を、反転制御回路２４の出力ＣＩが
「１」で積分回路２３の出力ａ＊が一定の場合における
、切換スイッチ２８の出力ｏｆの動作を示した第１１図
によって説明する。

ここで、８ｆの取り得る２つの値８日およびＯＬは、６
００位相差の６つの電流ベクトル位置１〜Ｗのうちの任
意の隣り合う２つのベクトル位置の角度に相当し、ａ＊
は、この２つの６００位相差を有する２つのベクトル間
における指令ベクトルの角度に相当することは明らかで
ある。そして、切換スイッチ２８の出力８ｆが８日およ
びＯＬであるそれぞれの時間ＴＨおよびＴＬは、電流ベ
クトルが２つの位置に静止している時間をそれぞれ表わ
している。８＊と８ｆとの差、すなわち切換スイッチ２
７の出力８を入力とする積分回路３１の出力Ｘが２つの
比較回路３６および３７に設定された比較レベル×日お
よびＸＬに達するごとに転流が行なわれるのであるから
、２つの静止時間ＴＨおよびＴＬに関して次の関数式が
成立する。

（８日一８＊）・ＴＨ＝（０＊−８Ｌ）・ＴＬ＝×日一
ＸＬ従って、２つの静止時間ＴＨおよびＴＬはそれぞれ
次式で与えられる。

ＴＨ：ず；孝麦小ＴＬ：ヂ寿き七帆ＴＨとＴＬを加えた時間が変調周期ＴＭであり、夕｛１
｝および■式からＴＭ‘ま次のようになる。

８。

区Ｈ−ＸＬ）ＴＭ＝ＴＨ＋ＴＬ＝（８＊・８ＬＸ８Ｈ
−８＊）…【３｝この変調周期Ｔｗ内における８ｆの平
均値が８＊と等しくなることは、（８日一ひ＊）および
（８＊０−８Ｌ）の積分値が等しい値（×Ｈ−×Ｌ）に
なるようにそれぞれの静止時間ＴＨおよびＴＬが定まる
ことから明らかである。

また、（３｝式から明らかであるように、本発明のＰＷ
Ｍ制御方式では０＊の大きさによって変調周タ期ＴＭが
変化し、８＊がひけとＯＬとの中間にあるときに最も変
調周期ＴＭは短く、８＊が８日あるいはＯＬのいずれか
に近い値になる程ＴＭは長くなる。

すなわち、指令ベクトル位置に相当する８＊が指令ベク
トルを挟む２つのベクトル位置に相当０する８日および
６しのいずれか一方に近い値になり、それぞれへの静止
時間ＴＨおよびＴＬの比が大きくなった場合にも、短い
方の時間は余り小さくならない。例えば、最も短い方の
時間が小さくなる８＊が８日あるいはＯＬと等しくなっ
た場合の時ふ間でも、両静止時間ＴＨおよびＴＬが等し
くなるａ＊が８日とＯＬとの中間にある場合の静止時間
の半分である。従って、本発明によればィンバータ１に
対する転流指令周期が余り短くなることはなく、インバ
ーターの転流能力への要求を緩めるこ０とができる。ま
た、ＰＷＭ制御の変調周期ＴＭは積分回路３１の積分時
定数を変えるか、比較回路３６および３７に設定する比
較レベルの差（ＸＨ−×し）を変えることによって容易
に変更することができる。以上説明したように、本発明
によれば第８図の実施例のように簡単な回路構成でイン
バータ１のＰＷＭ制御ができ、しかもィンバータの転流
失敗を避けるのに必要な転流周期を確保することによっ
て、出力電流ベクトルの追従性が低下することのないＰ
ＷＭ方式を実現することができる。

また、１２０ｏ通電動作への切換えは切換スイッチ３２
および３３への制御信号Ｃ３によって容易にできる。そ
して、この切換時に出力電流ベクトル位置が急変すよう
なことはなく、スムーズな切換えが行なわれる。更に、
本発明においては、ィンバータ１への転流指令周期が或
る値よりも小さくならないようにすことが容易で、第１
２図はその一実施例を示す構成図である。

第１２図において、第８図と同一機能を有するものには
同一符号を付して説明を省略するが、４４〜５１の符号
を有する回路構成要素が第８図の実施例よりも多くなっ
ている。４４および４６は比較回路で、４４は入力信号
が正のときに「１ハ４５は入力信号が負のときに「１」
を出力する。

４６〜４９はれぞれへの入力信号がすべて「１」のとき
にそれぞれ「１」を出力する、すなわち論理積を求める
ＡＮＤ回路、５０は入力信号の論理和を求めるＯＲ回路
、５１は単安定マルチパイプレータ等で構成され、パル
スが入力されてから所定の時間だけ出力「０」にするタ
イマ回路である。

第１２図の実施例において、第８図の実施例と異なるの
は、それぞれのパルス発生路３８〜４１への入力信号と
してＡＮＤ回路４６〜４９の各出力信号ＨＩ〜日４が与
えられるように構成されている点である。

各ＡＮＤ回路への入力信号として、ＡＮＤ回路４６には
比較回路３４の出力ＦＩおよびタイマ回路５１の出力Ｑ
が、ＡＮＤ回路４７には比較回路３５の出力Ｆ２および
タイマ回路５１の出力Ｑが、ＡＮＤ回路４８には比較回
路３６および４４の両出力Ｆ３およびＦＰとタイマ回路
５１の出力Ｑとが、ＡＮＤ回路４９には比較回路３７お
よび４５の両出力Ｆ４およびＦＮとタイマ回路５１の出
力Ｑとがそれぞれ与えられる。比較回路４４および４５
には位相差検回路１９の出力８が与えられ、ＯＲ回路５
０‘まＯＲ回路４２および４３の両出力ＰｕおよびＰｏ
を入力信号としてその出力をタイマ回路５１に与える。
第１２図の実施例においてタイマ回路５１の出力Ｑが「
１」の場合には、ＡＮＤ回路４６および４７の出力ＨＩ
よび日２はそれぞれ比較回路３４および３５の出力ＦＩ
およびＦ２に等しい。

また、比較回路３６の出力Ｆ３が「１」に立上がるのは
入力信号ＸがＸＨレベルに達したときで、そのとき積分
回路３１への入力のま正であるから比較回路４４の出力
ＦＰは「１」になっており、タイマ回路５１の出力Ｑが
ｒｌ」であれば、ＡＮＤ回路４８の出力日３は比較回路
３６の出力Ｆ３と等しい。同機にして、比較回路３７の
出力Ｆ４が立上がるときには比較回路４５の出力ＦＮが
「ＩＪであるから、タイマ回路５１の出力Ｑが「１」で
あればＡＮＤ回路４９の出力日４は比較回路３７の出力
Ｆ４に等しい。従って、常にタイマ回路５１の出力Ｑが
「１」になるようにしておけば、第１２図の実施例の動
作は第８図の実施例の動作と全く等しい。更に、アップ
ダウンカゥンタ７に入力パルスＰＵおよびＰＤが与えら
れ、タイマ回路５１の出力Ｑが「０」となる禁止時間Ｔ
ｓ内に比較回路３４〜３７の出力ＦＩ〜Ｆ４のいずれも
「１」に立上がることがなければ、第８図の動作と同様
の動作をする。すなわち、第１２図の実施例の基本的動
作は第８図の実施例と同じである。第１２図の実施例の
効果を第１３図に示すタイムチャートを参照しながら説
明する。

第１３図にいて、時亥比，，らおよびらで積分回路３１
の出力×が比較回路３６および３７の比較レベルに達し
たとき、タイマ回路５１の出力Ｑが「１」になっている
のでＡＮＤ回路４８および４９の出力日３および日４は
比較回路３６および３７の出力Ｆ３およＦ４と等しく、
第１０図のタイムチャートで説明した第８図の実施例例
の動作と同じである。時刻ら以後、増加している積分回
路３１の出力×が時刻しで×Ｌレベルに達し、比較回路
３６の出力Ｆ３は「１」に立上がるが、時亥比３でパル
スを与えられて「０」になっているタイマ回路５１の出
力Ｑは設定された禁止時間Ｔｓを経過していない時刻ｔ
４でも「０」である。従って、時刻ｔ４ではＡＮＤ回路
４８の出力日３は「１」に立上がらず、パルス発生回路
４０からパルスは出力されない。時刻Ｌ以降も位相差検
出回路１９の出力８‘まアップダウンカウンタ７の出力
状態が変化しないため正の値であり、積分回路３１の出
力×は増加し続け、比較回路３６の出力Ｆ３は「１」の
ままである。そして、時刻ｔ３からタイマ回路５１に設
定された禁止時間Ｔｓを経た時刻ｔ５で、タイマ回路５
１の出力Ｑが「１」になり、ＡＮＤ回路４８の出力日
３が「１」に立上がるので、パルス発生回路４０からＯ
Ｒ回路４２を介してアップダウンカウンタ７ヘアツブパ
ルスＰＵが与えられる。時刻ら以後の積分回路３１の出
力×は減少し始めるが、出力Ｘが×Ｌレベル以下になる
まで比較回路３６からは「１」が出力される。時刻比５
から禁止時間Ｔｓを経た時刻ｔ６でタイマ回路５１の出
力Ｑが「１」になっても、積分回路３１への入力８が負
であれば、比較回路４４の出力ＦＰは「０」であるから
、ＡＮＤ回路４８の出力日３は立上がらず、パルス発生
回路４０からパルスは出力されない。もし、時刻ら以降
において、積分回路３１の出力×が×Ｈレベル以上の値
のうちに指令位相角の変化等により積分回路３１への入
力ａが正になった場合には、時刻ら以降にＡＮＤ回路４
８の出力日３が立上がるので、パルス発生回路４０から
パルスが出力され、指令に良く追従するようにインバー
タ１の転流制御が行なわれる。また、このように動作す
るので位相差検出回路１９の出力０が土８ｏレベルを
越えた場合にも積分回路３１の出力Ｘと比較回路４４お
よび４５の動作により問題なく制御が行なわれ、ＰＷＭ
動作時にパルス発生回路３８および３９の出力パルスを
特に使用する必要はない。従って、比較回路３４および
３５は１２０ｏ通電動作時にのみ使用するようにして回
路を簡単にすることができる。以上説明したように、１
２図の実施例によれば、いかなる場合にもアップダウン
カウンタ７に入力パルスＰＵおよびＰｏが与えられる周
期はタイマ回路５１に設定された禁止時間Ｔｓよりも短
くなることはなく、この禁止時間Ｔｓをインバーターの
鞍流能力に応じて定めれば、インバータ１が転流失敗を
起こすことはない。

この転流に対する禁止時間Ｔｓを設定することによって
、転流指令タイミングが第１３図の時亥似からｔ５まで
のように遅らされると積分回路３１の出力Ｘの変化幅は
ＸＨ−ＸＬよりも大きくなるが、同じ変化幅だけ積分回
路３１の出力Ｘが変化することによって次の転流タイミ
ングが定まるので、電流ベクトルの２つの位置への静止
時間比は変らず、変調周期ＴＮ内における位相差８の平
均値は常に０になるように制御される。また１２ぴ通電
動作時に、比較回路３４および３５への入力信号２８が
比較レベル土８ｏの一方に達することによって転流が
行なわれると、比較回路３４および３５への入力信号２
０は２０。

だけジャンプするが、このときに他方の比較レベルに達
してもタイマ回路５１の世力Ｑが「０」である期間には
パルス発生回路３８あるいは３９からパルスが出力され
ることはない。このことは比較回路３４および３５に設
定される比較レベル＋８ｏの誤差があっても良く、回路
の調整が容易であることを意味する。このように、転流
指令の周期に対する禁止時間Ｔｓを余り長くすると変調
周期期が長くなり、ＰＷＭ制御の効が少なくなる。

すなわち、この禁止時間Ｔｓの最適値はィンバータ１に
転流指令が与えられてから転流が終了するまでの時間で
ある。従って、ィンバ−夕１の実際の出力電流を検出し
、転流指令が与えられてから転流が行なわれる相のィン
バータ出力電流が０になるまでの時間を捉え、その時間
だけ「０」の信号を出力するような回路を構成して第１
２図のタイマ回路５１の出力Ｑの代わりに用いれば、不
必要に長く転流が遅らされることはなく、最適な禁止時
間Ｔｓを与えることができる。第１４図は本発明に適用
することのできる位相差検出回路１９の他の実施例の回
路構成を示すもので、８は第８図および第１２図の実施
例で説明した転流制御回路２川こおけるゲート信号分配
回路と同じである。

５２は単位振幅の２相正弦波信号Ｑ＊および８＊を出力
する発振回路、５３〜６２はオン・オフスイツチ、６３
〜７２は入力信号を設定された係数倍する係数回路、７
３は全入力信号の加算をする加算回路、７４は入力信号
に対してアークサィン関数の出力信号が得られる関数発
生回路である。

発振回路５２の出力信号Ｑ＊および８＊の周波数は入力
信号ｅｆの大きさに比例し、ｅｒが正のときにＱ＊は３
＊よりも９００位相が進んでいる。スイッチ５３〜６２
は論理信号でオン・オフの制御がなされ、制御の論理信
号「１」のときにオンし、入出力間を短絡する。係数回
路６３〜７２において、係数数回路６３には１／ノ３、
係数回路６４および６５には一１／２ノ３、係数回路６
６には−１／ノ３係数回路６７および６８には１／２ノ
３、係数回路６９および７２には−１／２、そして係数
回路７０および７１には１／２の係数が設定され、負の
係数を有するものは極性反転機能を有するこを意味する
。スイッチ５３〜５８の入力端子へは発振回路５２の一
方の出力信号８＊が与えられ、スイッチ５９〜６２の入
力端子へは発振回路５２の他方の出力端子Ｑ＊が与えら
れる。各スイッチ５３〜６２の出力はそれぞれ係数回路
６３〜７２を介して加算回路７３に与えられ、すべての
入力信号を加算した加算回路７３の出力は関数発生回路
７４に与えられ、関数発生回路７４は指令に対するィン
バータ出力位相の差である位相差８を出力する。各スイ
ッチ５３〜６２のオン・オフ制御信号として、ゲート信
号分配回路８の出力であり、かつインバータ１の各サィ
リスタＳＩ〜Ｓ６の通電時期とそれぞれ対応するゲート
信号ｇ１〜ｇ６が与えられ、スオッチ５３はゲート信号
ｇ１で、スイッチ５４および５９はゲート信号ｇ２で、
スイッチ５５および６０はゲート信号ｇ３で、スイッチ
５６はゲート信号ｇ４で、スイッチ５７および６１はゲ
ート信号ｇ５で、そしてスイッチ５８および６２はゲー
ト信号ｇ６でそれぞれオン・オフ制御される。第１４図
の実施例の動作を説明する前に、第１５図のベクトル図
によって原理を説明する。

第１５図は第２図に示した出力電流ベクトル位置の関数
を少し形を変えて再び示したもので、３相Ｒ・Ｓ・Ｔ藤
の他にＲ相軸とＱ軸とを一致させた直交２相Ｑ−８軸も
示している。第１５図に示されるベクトルにおいて、Ａ
Ｉ〜Ａ６は各サィリスタＳＩ〜Ｓ６の個々の通電時に出
力される電流ベクトル位置の成分であり、Ａ＊は発振回
路５２から与えられる２相信号Ｑ＊および８＊によって
作られるベクトルである。実際の出力電流ベクトル位置
はＡＩ〜Ａ６のうちの通電している２個のサイリス外こ
対応した相隣り合っている２つのベクトル成分の合成ベ
クトルとして与えられる。従って、各瞬時における単位
位長さの出力電流ベクトルＡは、各サィリスタＳＩ〜Ｓ
６の通電時期を表わす信号としてゲート信号ｇ１〜ｇ６
を用いれば、次にように表わすことができる。Ａ＝ｇ１
・ＡＩ＋蛇・Ａ２十ｇ３・Ａ３十ｇ４・Ａ４十ｇ５・Ａ５十ｇ６・Ａ６・・・
‘４’ただし、｛４１式の各項の積ｇｉ・Ａｉ（ｉ＝１
〜６）はｇが「１」のときにＡｉ，ｇｉが「０」のとき
に０となるものとする。

‘４’式で与えられるベクトルＡのＱ軸および８鞠成分
をそれぞれＱおよび３とすれば、各成分ベクトルＡＩ〜
Ａ６のＱ軸および８鞠成分を求めることによって‘４’
式から導くことのできるｑおよび８は次のように表わさ
れる。Ｑ＝方（ｇ・−亭・ｇ２−裏・鰭‐ｇ４十；季±
１２‐ｇ６） …‘５’ Ｂ＝芸（解−ｇ３−ｇ５十ｇ６） ‐‐‐｛６１発
振回路５２の２相出力信号Ｑ＊および８＊は指令のベク
トルＡ＊のＱ軸および８鼠成分であることは明らかであ
る。

さて、指令ベクトルＡ＊のＱ軸からの角度■＊、出力電
流ベクトルＡのＱ軸からの角度を■（■＝十３００，士
９００，非１５０ｏ）とすれば、Ｑ，Ｂ，Ｑ＊および８
＊はそれぞれ次のように書くことができる。Ｑ＝Ｃｏｓ
■，８こｓｉｎ■ Ｑ＊＝ＣＯＳ■＊，８＊＝ｓｉｎ■＊従って、指令位置■＊と出力電流ベクトル位置■との位
相差８（＝■＊−■）の正弦は加法定理から次のように
求められる。

ｓｉｎ８＝ｓｉｎ（■＊−■）＝８＊・Ｑ一Ｑ＊・８
…の今、求めようとするのは位相差８であり、汎ま上式の関
係から次のようにして得られる。

８＝ｓｉｎ‐１（Ｐ＊・Ｑ−Ｑ＊・Ｐ） …｛８｝
第１４図の実施例では‘８１式に基づいて位相差ひを求
めるもので、発振回路５２の２相信号Ｑ＊および８＊を
スイッチ５３〜６２でオン・オフ制御することによって
、その制御信号ｇ１〜ｇ６との積が行なわれる。

各スイッチ５３〜６２の出力を係数回路６３〜７２で係
数倍したものを加算する加算回路７３の出力は次のよう
になる。（方３・ｇ１‐赤・ｇ２‐泉・ｇ３‐声・ｇ４十赤・ｇ５十赤・節）・８＊十（−享・鮒裏‐ｇ３十季‐鮪 −享‐雛）‐Ｑ＊｛７ー式のＱおよびＢに‘５１および｛６｝式を代入す
れば明らかであるように、上式で与えられる加算回路７
３の出力は‘７｝式と等しく、ｓｉｎ８であることが分
かる。

従って、加算回路７３の出力ｓｉｎ８のアークサィン関
数を求める関数発生回路７４の出力には位相差８が得ら
れる。第１４図の実施例によって得られる位相差０を第
８図および第１２図に示した実施例の転流制御回路２０
１こ与えれば、第８図および第１２図の実施例に対して
説明した動作と全く変らない制御が行なわれる。

また、位相差のま通常士６００範囲内であり、ｓｉｎ８
とａとはほぼ比例する範囲内であるから、第１４図の関
数発生回路７４を省略してｓｉｎ８によって制御を行な
っても良い。第１４図の実施例の原理を説明するために
用いた第１５図のベクトル図において、２相のＱ−８軸
は任意の位置に取ることができ、そのＱ−山２軸の取り
方によって第１４図の構成を癖えた構成のものも実現す
ることができる。また、サィリスタの通電時期を示す信
号としてゲート信号ｇ１〜ｇ６の代わりもこアップダウ
ンカウンタ７の出力信号ｅｌ〜ｅのを用いることもでき
るし、｛７ー式の演算をするために、先にＱおよび８を
求め、２個の掛算器によって演算するることができる等
、種々の回路構成で同じ機能を有するものが実現できる
ことは前述の説明を理解すれば明らかである。また、第
８図および第１２図の実施例において、比較回路３４お
よび３５に設定される比較レベル±８ｏに誤差があると
指令のベクトル位置に対するィンバータ１の出力電流ベ
クトル位置の位相差のこ定常偏差を生じるが、その定常
偏差は位相差８を積分したものも加え合わせて比較回路
３４および３６に与えることによって０にすることがで
きるし、同様の効果は必要に応じて積分回路３１の時定
数を変え、１２０ｏ通電動作時にも積分回路３１の出力
×を比較回路３６および３７へ与えることによって実現
される。更に、第１図に示したィンバータ１はサィリス
外こ転流指令が与えられてから実際に転流が完了するま
でに遅れを生じるので、そのようなインバ−夕１の出力
電流ベクトル位置は指令位置よりも遅れたものとなる。

この遅れを避ける必要がある場合には、位相検出回路１
９にサィリスタの通電時期を表わす信号として与えられ
るアップダウンカウンタ７の出力ｅｌ〜ｅＷあるいはゲ
ート信号分配回路８の出力ｇ１〜ｇ６をィンバータ１の
遅れ分だけ遅らせれば良い。また、インバータ１が実際
に出力している電流の通電時期を検出して位相表検出回
路１９へ与えても良い。２久上説明したように、本発明
によれば、簡単な回路構成でィンバータの１２００通電
動作への切換えの容易なＰＷＭ動作の制御が可能であり
、ィンバータの転流能力を楽にするようにＰＷＭ制御さ
れる。

また、ィンバータの転流能力につて制御回路からの転流
指令タイミングが規制を受けた場合でも、所定のパルス
幅比率が守られるので、電動機を駆動するような場合に
はトルクリップルを低減することができる。このように
本発明によれば、安価で、ィンバータの優れた制御が実
現できるので、ィンバータの適用範囲が拡げられること
が期待される。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明を適用することのできるィンバータを用
いた主回路構成例の接続図、第２図は第１図のィンバー
タが出力する電流のベクトル図、第３図はィンバータを
１２００通電制御する場合の従来の制御回路例の接続図
、第４図は第３図の回路の動作を説明するタイムチャー
ト、第５図はィンバータをパルス幅変調制御する場合の
従来の制御回路例のブロック図、第６図は第５図の回路
の動作を説明するめのタイムチャート、第７図ａ，ｂは
従来行なわれているパルス幅変調制御の他の方式によっ
て得られるィンバータの出力電流波形例を示す図、第８
図は本発明の一実施例を示すブタロック図、第９図は第
８図の１２００通電制御時の動作を説明するためのタイ
ムチャート、第１０図は第８図のパルス幅変調制御時の
動作を説明するためのタイムチャート、第１１図は本発
明の実施例によって得られる出力波形の特性を説明する
た０めの動作波形図、第１２図は本発明の他の実施例を
示すブロック図、第１３図は第１２図の動作を説明する
ためのタイムチャート、第１４図は本発明に使用される
位相差検出回路の異なる例のブロック図、第１５図は第
１４図の動作原理を説明するためのベクトル図である。１・・・・・・ィンバータ、２・・・・・・直流リアク
トル、３・・・・・・交流電導機、７・・・・・・アッ
プダウンカウン夕、８・・・・・・ゲート信号分配回路
、１９・・・・・・位相差検出回路、２０・…・・転流
制御回路、２１・・・・・・極性反転回路、、２２・・
・・・・切換スイッチ、２３・・・・・・積分回路、２
４・・・・・・反転制御回路、２５・・・・・・減算回
路、２６・・・・・・極性反転回路、２７，２８・・・
・・・切換スイッチ、２９…・・・オア（ＯＲ）回路、
３……係数回路、３１・・・・・・積分回路、３２，３
３・・・・・・切襖スイッチ、３４〜３７・・・・・・
比較回路、３８〜４１．．．．．．パルス発生回路、４
２，４３・・・・・・オア（ＯＲ）回路、４４，４５・
・・・・・比較回路、４６〜４９・…．・ァタンド（
ＡＮＤ）回路、５０……オア（ＯＲ）回路、５１・・・
・・・タイマ回路、５２・・・・・・発振回路、５３〜
６２……オン・オフスイツチ、６３〜７２……係、数回
路、７３・・・・・・加算回路、７４・・・・・・関数
発生回路。溝ー図袴２図第４図発ー５図第５図第６図発ーー図発７図第９図累！○図発Ｂ図溝ｌ４図第８図猪３図溝ｌ２図

Claims

【特許請求の範囲】１三相ブリツジ結線の電流形インバータから負荷に供
給される電流のベクトルの安定な位置として１周期３６
０°内で６つの位相点でしか出力し得ないインバータの
制御装置において、電流出力位相の指令値に対するイ
ンバータが出力している電流のベクトル位相の差を検出
する位相差検出回路と、この位相差検出回路で検出さ
れた位相差を時間積分する積分回路と、この積分回路
の出力が増加するときには第１の基準値とこの積分回路
の出力が等しくなつた際に出力電流ベクトルの位相が進
む方向に前記インバータを転流させ、かつこの積分回路
の出力が減少するときには前記第１の基準値よりも小さ
な第２の基準値とこの積分回路の出力が等しくなつた際
に出力電流ベクトルの位相が遅れる方向に前記インバー
タを転流させる転流制御回路と、を具備したことを特徴
とするインバータの制御装置。２特許請求の範囲第１項に記載のインバータの制御装
置において、前記位相差検出回路は前記出力位相の指令
値とインバータへの転流指令信号とから位相差を検出す
ることを特徴とするインバータの制御装置。３特許請求の範囲第１項に記載のインバータの制御装
置において、前記転流制御回路はインバータの転流が可
能であるか否かを示す転流可能信号を入力して位相差検
出値と基準値とが等しくなつても前記転流可能信号が転
流可能となるまで前記インバータの転流を遅らせること
を特徴とするインバータの制御装置。４特許請求の範囲第１項に記載のインバータの制御装
置において、転流を遅らせるための転流可能信号は常に
インバータに転流指令が与えられてから所定時間だけ転
流可能でないとするように構成されていることを特徴と
するインバータの制御装置。５特許請求の範囲第１項に記載のインバータの制御装
置において、転流を遅らせるための転流可能信号はイン
バータに転流指令が与えられてから前記インバータの転
流が完了するまでの時間だけ転流可能でないとするよう
に構成されていることを特徴とするインバータの制御装
置。