JPS6024675B2 - インバ−タ形固体電力変換装置の制御装置 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 この発明は一般に速度が調節自在である交流電動機を駆
動することが出来るィンバータ形の静止形（即ち固体形
）電力変換装置、更に具体的に云えばこの様な変換装置
に対する制御装置に関する。

電動機の多くの用途では、交流議導電動機が比較的簡単
で、まとまりがよく、頑丈で、保守が容易で、軽量で低
廉である為、他の種類のものより好まれる。

誘導電動機によって発生されるトルクは、その固定子巻
線に印加された生弦状交番電圧の振幅対周波数比並びに
電動機の滑り速度（即ち、いづれもラジアン／秒で表わ
した回転子の表面の実際の速度と固定子磁束の波の角速
度との差）の両方の関数であることを示すことが出来る
。この様な電動機を可変速度で運転する必要がある時、
その巻線に交流電力を供給するが、この電力は、固定子
電圧の振幅並びに周波数が希望する通りに調節出来る様
に条件づけられる。この２つのパラメータを適当に制御
することにより、電動機をゼロ乃至所定の曲り角速度（
即ち電動機の磁束を一定に保つことが出来る最高速度）
の速度では、一定の負荷トルクで運転し、曲り角速度よ
り高い或る範囲の速度変動に対しては、トルクは減少す
るが略一定の馬力で運転することが出来る。こういう特
性は電気推進式軌道車輪の牽引駆動装置の様な用途で望
ましいことである。可変の振幅並びに周波数を持つ多相
交番電圧は、静止形電力装置を用いて、所定の直流電力
源から又は一定周波数の交流電源から取出すのが有利で
ある。

この静止形電力装置には、複数個の対の交代的に導電す
る制御可能な電気弁を設け、装置の入力端子に印加され
た電圧を速度が調節自在である３相電動機の固定子巻線
を付勢するのに適した多相出力電圧に変換する様に相互
接続する。典型的には、電気弁は、適当な制御信号又は
ゲート信号に応答してオンに転ぜられるまで、順方向電
圧を抑えることが出来る種類の一方向導電性スイッチン
グ素子で構成される。この様な素子の１つのグループが
一般的に制御整流器又はサィリスタの名前で知られてお
り、この発明ではこういう種類の素子を使うことが好ま
しい。制御信号によって−旦トリガされ又は点弧される
と、サィリスタは阻止状態則ち非導電状態から順万向導
電状態に切換わり、この時サィリスタは、この電流がそ
の後で外部回路部品の転流作用によって消滅させられる
まで、自由に電動機電流を通すことが出来る。サィリス
タが逆バイアスされる（即ち陽極の電位が陰極に対して
負になる）期間の間、電動機電流を通す為、負荷電流を
通す各々のサィリスタと逆並列にダイオードを接続する
ことが出釆、こういう作用から、このダイオードはフリ
ーホイール・ダイオードと呼ばれている。サイリスタを
主なスイッチング素子として使う電力変換装置には、多
くの異なる回路形式並びに動作様式がある。

普通、こういう装置は、交代的に導電する各々の対にあ
る夫々のサィリスタの導電状態を周期的に反転させ又は
切換える適当な点弧及び転流手段を含んでいる。予定の
循環的なパターンでサィリスタの各々の対に対するこの
切換え作用を繰返し、電動機の各相に関連するサィリス
タの対のパターンを少しずつずらすことにより、装置の
出力端子に所望の３相交番電圧が発生される。出力電圧
波形の基本成分の周波数は、サイリスタの対を切換える
循環的なパターンの周波数によって決定される。出力電
圧の振幅は、変巻装置の入力端子に印加される電圧を対
応的に変えることにより、又は入力電圧の大きさが一定
であると仮定すれば、装置自体にある点弧及び転流手段
の動作を適当に制御することにより、周波数に対して直
線的に変えることが出来る。変換装置の内部で出力電圧
を制御する最も有利な手段の１つは、切換えに時間比制
御を使う方法である。時間比制御によって切換える非常
に有交な１つの方式で多重パルス幅変調（ＰＷＭ）とし
て知られている。この方式では、交代的に導電する各対
のサィリスタの導電状態を電動機電圧の各半サイクルに
２回より多く切換え、こうして半サイクルの波形を交代
的に電位が異なる（例えば正及び負）一連の個別の比較
的幅の狭いパルスに寸断する。個別のパルスの持続時間
又は幅並びに基本周波数の半サイクルあたりのパルスの
数を予め選ばれた制御方式に従って変えて、電動機に印
加される平均電圧を変え、こうして電動機端子電圧の正
弦状基本成分の振幅を希望する通りに変えるこの制御方
式は、各半サイクルの間、矩形出力電圧パルス列が正弦
状に変調される様にするのが好ましく、この目的の為、
従来、３角形切取り様式のＰＷＭが提案されている。３
角形切取り様式のＰＷＭでは、可変の振幅及び周波数を
持つ正弦波基準信号（変調波とも呼ぶ）を、一定の振幅
並びに基準信号よりかなり高い周波数を持つ３角形タイ
ミング波形（搬送波とも呼ぶ）と比較し、タイミング波
形が基準信号と交わる度に、１対のサィリスタの導電状
態を切切換える。その結果、関連した出力端子の電圧の
基本成分は正弦波基準信号と同じ周波数であって、それ
と略同相であり、その振幅は変調比（即ち基準信号の振
幅とタイミング波形の振幅との比）の線形関数であり、
基本周波数の半サイクルあたりのパルスの数はチョッパ
比（即ちタイミング波形の周数と基準信号の周波数との
比）によって決定される。チョッパ比が比較的高い（例
えば６より大きい）限り、出力電圧波形の高調波歪みは
比較的少さく、残留高調波はいづれも高次のもので、電
動機の平均トルクに事実上の影響がない。この為、３角
形切取り方式のＰＷＭは、速度が調節自在の駆動装置が
ゼロに近い速度で運転されている時、許容し難い程の大
きなトルクの脈動並びに電動機の高調波損失を避けるこ
とが出釆る。広い速度範囲に及ぶ電動機駆動装置に通し
たこの方式の１例が、シーメンス・ツアイトシュリフト
（Ｓｉｅｍｅｎｓなｉｔｓｃｈｒ量ｆｔ）誌第４９蓋（
１９７１年）第３号、第１５４−６１頁所載の／・ィン
ッ、タッパィネル及びワィデルッアルの論文「非同期機
の回転数を制御するパルス逆変換装置」に記載されてい
る。

出力の基本電圧の振幅並びに周波数が増加する時の望ま
しくない低調波電圧成分又は低周波数のビート（うなり
）を避ける為、３角形タイミング波形を正弦状基準信号
と同期させるのが普通である。然し、その場合、タイミ
ング波形の周波数を電動機の過剰のｌｊップル電流を避
ける位に高く保つ為に、速度範囲の低い方の端でチョッ
パ比を高めることが必要になる。任意のＰＷＭ変換装置
から可能な最大の出力電圧を得る為には、動作様式を矩
形波形に変更しなければならない。

この場合サィリスタの対は半サイクルの間隔でだけ切換
えられ、その中間の全てのチョッパ作用が省略される為
、基本周波数の無変調の矩形波電圧が電動機の夫々の端
子に印加される。この動作様式により、速度が調節自在
の３相誘導電機の各々の固定子巻線（この巻線は普通は
３線式星形に接続され、全速度範囲にわたって第３高調
波及びその倍数高調波を相殺する様になっている）の両
端に周知の６段階電圧波形を発生する。最大出力電圧波
形が２０％の第５高調波及びそれより百分率は小さいが
第７及び更に高次の高調波を含むことは知られているが
、速度が調節自在の駆動装置が、この時最大電圧並びに
比較的高い基本周波数で運転されている状態では、電動
機によって駆動される機械的な負荷並びに電動機の回転
子自体が平滑効果を生ずる位の慣性を持っているので、
トルクに目立つ程の脈動がない。矩形波様式の動作は、
変換器の損失を小さくし、装置の規模を縮小することが
出来る点で望ましい。３角形切取り式？ＷＭと無変調矩
形波動作様式の間の切換えの際、１対のサィリスタの相
次ぐ切換え時点の間の間隔は、転流がうまく行く様にす
る時間を持たせる為の有限の最小限界（典型的にはｌｏ
ｏ乃至３００マイクロ秒）があり、その為に出力電圧パ
ルスの幅をこの限界とゼロの間で徐々に変えることが出
来ないので、問題がある。

最小の幅を持つパルスを出力電圧波形から落したり又は
それに付け加えたりすると、出力電圧の振幅対周波数比
に不連続が生じ、電動機は孤立したトルク・サージを生
ずるが、これは、この変化が出力電圧の基本成分のゼロ
交差の近辺で発生するのでない限り、問題になる程大き
くなることがある。また位相変化が起って、ィンバータ
電圧が電動機の逆起電力と合なくなり、その為に望まし
くないサージ電流が生ずることがある。従来、基本周波
数範囲の内、基本的な３角形切取り方式が有効であるこ
の範囲の低い方の端と変換器が矩形波様式で動作するこ
の範囲の高い方の端との中間の選ばれた部分で、ＰＷＭ
変換器の変調方式を変更することが提案されている。

１９７４王１０月にペンシルバニア州ピッツバーグで催
された第９回ｌＥＥＥインダストリ−・アップリケィシ
ョンズ・ソサィェティ年会で発表されたアボンダンティ
及びノードバィの論文「変調を改良したパルス幅変調ィ
ンバータ電動機駆動装置」には、一連の切換え様式ＰＷ
Ｍが記載されている。

この場合、タイミング波形を基準信号と同期させ、その
周波数又は勾配を種々変更し、並びに／又は基準信号の
振幅を必要に応じて変えて、基本出力波形の振幅に不連
続を生ぜずに、チョッパ作用の回数をゼロまで減少する
。ハィンッ他は前掲の１９７１年の刊行物（第６図及び
第７図参照）で、３角形切取り方式のＰＷＭを、定常状
態並びに過渡状態の両方に於ける基準信号とのチョッパ
作用の同期化を自動的に保証する等価的な直流レベル設
定方法に取替えることを提案している。直流レベル設定
様式のＰＷＭでは、正弦波基準信号（変調波）を１つ又
は更に多くの電圧レベルと比較し、基準信号がゼロと交
差する度に並びにその大きさの瞬時値が或る電圧レベル
に等しくなる度に、サイリスタの対の導電状態を切換え
る。

この方式を使うことにより、基本振幅が変化した時に出
力電圧から落されたり又はそれに加えられる最小の幅を
持つパルスは、何時も基本波形のゼロ交差に一番近いも
のになり、その為、基本波形の実効値に対するその影響
が無視し得る。この発明の全般的な目的は、速度が調節
し得る交流電動機の駆動に使われるィンバータ形静止形
（固体）電力変換装置に使うものとして、比較的低い周
波数に於ける３角形切取り様式のＰＷＭ動作と高い周波
数に於ける矩形波動作様式との間の円滑な切換えが出釆
る様にし、こうしてトルクの脈動並びに電動機に於ける
電力損失を最小限に抑える電力変換装置用の改良された
制御装置を提供することである。

時々起る様に、電動機が高速で運転されている間に、速
度が調節し得る交流電動機に供給される電圧が一時的に
途切れた場合、再び電動機に電力を加える時、注意しな
ければならない。

駆動されている負荷がまだ動いている間に電動機を安全
に再始動するには、変換器の出力電圧の基本成分の振幅
を小さくすると共にその周波数を惰走している電動機の
周波数と合う様に調節するのがよい。そうしないと、電
動機の固定子巻線を再び付勢する時、許容し難い程大き
な電流サージが発生する襖れがある。この発明の別の全
般的な目的は、一時的な電力の停止の後に電動機再始動
を容易に出来る様にする前述の種類の改良された電力変
換装置を提供することである。以下説明する実施例では
、少なくとも３対の交互に導電する制御可能な電気弁が
、相対的に正及び負の直流入力端子の間に並列回路関係
に接続され、夫々の対を形成する弁の間の接続点が３つ
の別々の交流出力端子に接続され、これらの交流出力端
子が、速度が調節自在の３相誘導電動機の様な可変周波
数の負荷に接続される様になっている。

入力端子に印加された単一磁性の電圧を出力端子の交番
電圧に変換する様な形で、交互に導電する各対の電気弁
の導電状態を、関連した点弧及び転流手段の作用によっ
て周期的に切換える。交番出力電圧の基本成分の周波数
並びに振幅を可変の周波数及び振幅指令信号の関数とし
て変える様に、変換器の点弧及び転流手段の動作を制御
する制御手段を設ける。具体的に云うと、この制御手段
は、３角形切取り様式のＰＷＭを実施する手段と、電動
機の速度並びに振幅指令信号の値に応答する様式変更手
段とを含む。

様式変更手段は、竜動機の速度が予定の基準速度を越え
ず且つ振幅指令信号が予定の基準値を越えない限り、３
角形切取り様式実施手段を作動する。振幅指令信号が前
述の基準値を越えるか或いは電動機速度が基準速度を越
えた時、何時でも様式変更手段が別の作用をする。

即ち切換え様式のＰＷＭを実施する手段を作動する。こ
の手段は、作用する時、周期的な基準信号（その周波数
は前述の周波数指令信号に関係する）によってキーィン
グされ、点弧及び転流手段によって、出力交番電圧の基
本成分の各サイクル中の或る時点に各対の電気弁の導電
状態真を切換える。この発明並びにその種々の目的及び
利点は、以下図面について説明する所から、更によく理
解されよう。

第１図には、適当な直流電力源２１と、この電力源から
電力入力を取出すィンバータ２２を含む変換装置と、速
度が調節自在の交流電動機２３とで構成される速度が調
節自在の電動機駆動装置が示されている。

電動機２３は３相固定子巻線を持ち、それらがィンバー
タ２２の出力によって付勢されると共に、牽引車髄（図
に示してない）の車輪の様な機械的な負荷に結合された
回転子を有する。ィンバータ２２が電動機２３の固定子
巻線に供給する励振の周波数並びに振幅を適当に変える
ことにより、希望に応じて電動機を推進（電動機様式）
し、或いは減速（制動様式）することが出来る。こ目的
の為、電力変換装置が、第１図では参照数字２４で全体
的に示した適当な手段を持ち、これが、所望の電動機ト
ルクを表わす第１の要求信号Ｔ（要求）、電動機磁束の
所望の値を表わす別の要求信号○（要求）、及び電動機
の選ばれたパラメータの実際の応答を表わす或る鏡還信
号を含む複数個の入力信号に対してプログラムされた通
りに応答して、ィンバータ２２の動作を調整し且つ制御
する。これは後で更に詳しく説明する。図示の調整及び
制御手段２４がトルク調整器２５を含み、これは線２６
から前述のトルク要求信号、線２７から、トルク処理回
路２８によって取出された、電動機２３が発生するトル
クの実際の値を表わすトルク鏡濠信号、並びに線２９か
ら軍動機２３の回転子の実際の角速度を感知する速度発
電機３０の様な手段によって発生された速度鉄還信号を
供給される。

これらの入力に応答して、トルク調整器２５が波形発生
器３２の第１の入力線３１に対し、３本の出力線Ｘ，Ｙ
，Ｚの夫々に於ける周期的な制御信号列の基本周波数を
決定する周波数指令信号ｆｃを直接的に供給する。夫々
の線×，Ｙ，Ｚの制御信号列が互いに１２００ずれて発
生器３２によって発生され、ィンバータ２２にある点弧
及び転流手段の動作を制御して、ィンバータが電動機２
３の固定子巻線の端子に印加する３相交番電圧の基本成
分の周波数を周波数指令信号ｆｃの関数として変えるこ
とが出来る様にする。（後で第２図について説明する所
を参照されたい。）トルク調整器２５からの周波数指令
信号ｆｃは鱗算手段３３にも供給され、これが割算手段
３４と縦続的に波形発生器３２の第２の入力線３５に結
合されている。

掛算器３３で、周波数指令信号の値に線３６の積分磁束
誤差信号の値を乗ずる。この誤差信号は、これから説明
する様に、電動機磁束の実際の値と所望の値の比較によ
って取出される。その後、割算器３４で、線３７の信号
の値によって除される。線３７の信号の値は、ィンバー
タ２２の直流入力端子の両端に接続された電圧変換器３
８によって感知されたインバ−夕入力電圧の大きさに比
例する。この為、線３５に現われる信号（以下これを振
幅指令信号Ｖｃと呼ぶ）は、線３１の周波数指令信号ｆ
ｃ及び線３６の積分磁束誤差信号の積に比例して変化す
ると共に、線３７のィンバータ入力電圧信号に反比例し
て変化する。これから説明する様にして、波形発生器３
２が振幅指令信号に応答してィンバータの点弧及び転流
手段の動作を制御し、ィンバータが電動機２３の固定子
端子に印加する３相交番電圧の基本成分の振幅をＶｃの
関数として変える様にする。この結果、固定子励振基本
電圧の振幅が、それが、とり得る最大レベルより低く、
電動機磁束の実際の値が一定の所望の値に等しい限り、
この振幅は基本励振周波数に追従し、励振電圧のボルト
／ヘルツ比を略一定に保つ。トルク調整器２５は線２７
の電動機トルク鏡還信号と線２６のトルク要求信号との
間の誤差を最小限に抑える様な分だけ並びにその様な向
きに周波数指令信号ｆｃを裏速度館還信号と違う様にす
る（この差が電動機の滑り周波数を表わす）。

トルク鏡還信号は前述のトルク処理回路２８から得られ
る。この回路は、ドイツ公開明細書（ＤＴ−０６又はＯ
ＬＳ）第２６１５７８２戦こ従って構成することが好ま
しい。 その出願に詳しく記載されているが、この構成
要素は、電動機２３の３つの固定子端子にィンバータの
出力が供給される際の夫々の導体に結合された３つの変
換器３９の配列から取出した固定子励振電流館還信号と
、電動機内部の回転子と固定子の空隙の実際の磁束を感
知する適当な手段４０から取出した電動機磁束鉄還信号
とに基づいて作用する。この磁束感知手段４０はドイツ
公開明細書（ＤＴ−ＯＳ又はＯＢ）第２５５１６７１号
に従って構成するのが有利である。この公開明細書はフ
ランス特許公報第２２９２３６９号に対応する。磁束感
知手段４０は、電動機の実際の磁束の平均値を表わす鏡
還信号めを発生する様に構成されていて、この信号が磁
束要求信号０（要求）と共に加算回路４１に供給される
。

加算回路４１が、電動機磁束の実際の値と所望の値との
間に差があれば、その差に関係する磁束誤差信号を線４
２に発生する。前掲ドイツ公開明細書ＯＬＳ第２５５１
６７１号又はフランス特許公報第松９３６ｙ号１こ詳し
く記載されている様に、線４２の磁束誤差信号が積分器
４３によって積分され、積分された誤差信号が線３６を
介して掛算器３３に供給される。この為、線３５の前述
の振幅指令信号Ｖｃは、電動機磁束の実際の値と所望の
値との間の誤差に応答して増減され、誤差をゼロに減ら
すのに必要な様に、固定子励振電圧の基本振幅を変える
。周波数指令信号ｆｃを周波数制御用のトルク調整ルー
プから掛算器３３を介して振幅制御用の磁束調整ループ
へ交差結合することにより、特に制動様式で動作する際
、電動機の制御の安定性が著しく改善されると共に、振
幅制御チャンネルが、磁束調整ループに速度の速い制御
作用を必要とせずに、急激な速度変化を補償することが
出来る様にする。交流電動機２３の回転方向は、ィンバ
ータ２２がその固定子端子に印加する３相交番電圧の相
順序に関係し、この相順序は波形発生器３２から線×，
Ｙ，Ｚに出る制御信号列の順序に対応する。

この順序を決定する為、発生器３２の第３の入力線４４
１こ順方向−逆方向指令信号Ｆ／Ｒが供給される。発生
器は、順万向から逆方向へ又はその逆の指令された変化
に応答して、×−Ｙ−ＺからＸ−Ｚ−Ｙに順序を反転す
る様に構成されている。第１図に示すィンバータ制御装
置２４は運転停止手段４５（オンノオフとも呼ぶ）を含
み、これが線４６を介してィンバ−夕２２にある点弧及
び転流手段に結合されると共に、線４７を介してトルク
調整器２５に結合され、更に線４８を介して積分器４３
に結合される。オン状態にある時、運転停止手段４５は
これらの全ての構成素子が普通に動作出来る様にする。
然し、ィンバータ２２が電動機２３の固定子巻線に印加
している励振電圧を中断したい時又はその必要がある時
、運転停止手段４５がオフ状態に作動され、この状態に
ある間、この手段はィンバータの点弧及び転流手段に指
令して、インバータ２にある全ての主サィリスタ及び補
助サィリスタを定められた順序でオフに転ずる様にさせ
る。運転停止手段４５がオフ状態にとゞまる限り、積分
器４３を放電させる様にも作用し、こうして線３６の積
分磁束誤差信号をゼロにクランプし、この結果振幅指令
信号Ｖｃをゼロにリセットし、更にトルク調整器２５に
よって、線２９の速度鏡還信号によって判る電動機の実
際の速度に対応する値を持つ周波数指令信号ｆｃを発生
させる。前に述べた様に、線×，Ｙ，Ｚの信号列がィン
バータ２２の点弧及び転流手段の動作を制御する。

ィンバータ２２の細部が第２図に示されており、この図
でィンバータが一組の正及び負の直流入力端子５１，５
２、３つの交流出力端子Ａ，Ｂ，Ｃ、及び一組の入力端
子及び３つの出力端子を相互接続する３つの同一の電力
回路手段５３，５４，５５から成る並列の配列を持つこ
とが判る。関連した直流電源２１が単一極性の電圧Ｖｄ
ｃをィンバータの直流入力端子５１，５２に印加する。
並列コンデンサ５６及び直列誘導子５７で構成される炉
波器が電源とィンバ−夕の入力端子との間に接続されて
いる。米国特許第３８９０５５１号に記載される様に、
誘導子５７と関連した電源端子２１Ｐとの間に再生電圧
上昇手段を入れることが好ましい。 この手段はダイオ
ード５９によって分略された抵抗５８で構成され、ダイ
オード５９はＶｄｃが電源電圧を越える時、即ち速度が
調節目在の電動機駆動装置の制動機式（減速動作様式）
の際に起り得る状態の時、強制的に抵抗５８に電流が流
れる様な極性に接続されている。第２図で、電源端子２
１Ｐ及び対応するィンバータの入力端子５１の電位が大
地に対して正であると仮定しており、他方の入力端子５
２は接地することが好ましい。ィンバータの出力端子Ａ
，８，Ｃが、変流器３９（第２図には示してない）を含
む導体を介して、可変周波数の交流負荷Ｍに接続される
様になっている。

この負荷が第２図では速度が調節自在の３相交流電動機
２３の３つの星形結線の固定子巻線として示されている
。電動機２３はかご形譲導電動機又は同期リラクタンス
電動機の様な任意の適当な形式であってよく、第２図に
は１台の電動機しか示してないが、希望によっては、複
数個の同様な電動機を同じィンバータ２２から付勢する
ことが出来ることを承知されたい。第２図に示す装置と
並列に、電源端子２１Ｐに付加的なインバータと電動機
の組合せを接続することが出来ることも勿論である。図
には３相電動機を示したが、相数は問題ではなく、希望
によっては、この代りに単相、２相、６相又は更に相数
の多い電動機を使うことが出来る。ィンバータ２２にあ
る各々の電力回路手段５３，５４，５５は少なくとも１
対の交代的に導電する主サィリスタを含んでおり、これ
らは、単一極性の入力電圧Ｖｄｃを出力端子の３相交番
電圧に変換する様な形で、対応する出力端子Ａ，Ｂ又は
Ｃを両方の入力端子５１，５２に接続する様に適当に配
置され且つ制御される。

希望によっては別の構成を用いてもよいが、米国特許第
３２０７９４号に記載される周知の補助インパルス転流
形ィンバータ形式にするのが好ましい。第２図では、電
力回路手段５３をこの形式のものとして示してある。詳
しく云うと、これは相対的に正及び負の直流入力端子５
１，５２の間に負荷電流を通す１対のサィリスタ１，２
と直列に接続された誘導子Ｌｏを含んでいて、ブリッジ
の半分を形成し、フリ−ホイール・ダイオードが主サイ
リスタと逆並列に夫々接続されている。勿論、電流又は
電圧定格が更に大きい場合、希望によって各々の主サィ
リスタ１，２と並列に並びに／又は直列に付加的なサィ
リスタを接続し、サィリスタ１，２と一緒に動作させる
ことが出来る。半ブリッジ５３にある主サィリスター，
２の間の接続点が出力端子Ａに接続され、これが電動機
２３の３つの固定子巻線の内の１番目に関連した相端子
に接続されている。負荷電流通路は電動機の固定子の他
の巻線を介して閉じる。これらの巻線が最初の固定子巻
線と中性端子Ｎを共有し、別の相端子が同じ２つの他の
電力回路手段又は半ブリッジ５４，５５の出力端子Ｂ，
Ｃに夫々接続される。半ブリッジ５３の主サイリスタ１
，２を交代的にオン及びオフに転ずる為、ィンバータ２
２に点瓢手段６０及び転流手段６１が設けられる。

前掲米国特許第３２０７９７４号に記載される様に、転
流手段６１は、インバータの入力端子５１，５２の間に
直列に接続された１対の転流サィリスタＩＡ，２Ａと、
転流サイリスタＩＡ，２Ａの接続点と主サィリスタ１，
２の接続点の間に充電コンデンサＣと直列に接続された
誘導子Ｌで構成されるィンパルス形成回路とを有する。
１対の主サィリスタ１，２及び１対の転流サィリスタＩ
Ａ，２Ａの両方はシリコン制御整流器であることが好ま
しく、夫々のゲート電極が点弧手段６０の対応する番号
をつけた出力端子に適当に結合されている。

点弧手段６０は、線×に供給された周期的な制御信号の
指令に基づいて、下記の順序で選択的にサィリスタをト
リガする公知の構成要素及び回路で構成される。１ 線
Ｘの制御信号が低即ち０状態から高即ち１状態に変化す
る時、【ィ｝転流サィリスタ２Ａが直ちに点弧されて、
ＬＣ形ィンパルス形成回路を主サィリスタ２の両端に接
続し、この為主サィリスタ２がオフに転ぜられ、こうし
て主サィリスタ２の負荷電流を消滅させると共にィンバ
ータの出力端子Ａを接地された入力端子５２から隔離す
る。

‘ロ｝次に主サィリスタ１が点弧されて正の入力端子５
１を出力端子Ａに接続し、こうして順方向の負荷電流が
流れ始める様にする。し一転流コンデンサＣが反対の極
性（右側の極板が正）に再び充電され、転流サィリス夕
２Ａがィンパルス形成回路のリンギング作用によって逆
バイアスされる。０ 線Ｘの制御信号が高即ち１状態か
ら低即ち０状態に変わると、‘ィー反対側の転流サィリ
ス夕ＩＡが直ちに点弧されてＬＣ形ィンバルス形回路を
主サィリスタ１の両端に接続し、この為主サィリスター
がオフに転じ、主サィリスタ１の負荷電流が消滅してィ
ンバータの出力端子Ａを正の入力端子５１から隔離する
。

‘ｏ’次に相補的な主サイリスタ２が点弧されて出力端
子Ａを接地された入力端子５２に接続し、こうして逆方
向の負荷電流が流れ始める様にする。し一転流コンデン
サＣの電荷が再び反転し（左側の極板が正になる）、転
流サイリスタＩＡがィンパルス形成回路のリンギング作
用によって逆バイアスされる。この各々の転流過程の間
、負荷電流が一方の主サィリスタから他方の主サィリス
タに変わる際の速度は誘導子Ｌｏによって制限される。

まとめて云えば、線×の制御信号が１状態にある時、半
ブリッジ５３の主サィリスタ１が導電状態にあり、相補
的なサィリスタ２が非導電状態にあり、インバータの出
力端子Ａは入力端子５１と同じ正の電位にあるが、同じ
制御信号が０状態にある時、半ブリッジ５３の主サィリ
ス夕２が導電状態で、主サィリスタ１は非導電状態にあ
り、出力端子Ａが大地電位にあることは明らかである。

この為、線×の信号によって、点弧及び転流手段６０，
６１が、この信号が状態を変える度に、２つの主サィリ
スター，２の導電状態を切換える又は逆転する。半ブリ
ッジ５４でも、線Ｙを介して点弧手段６０‘こ供給され
た周期的な制御信号列に応答して、同じ切換え作用が行
なわれ、半ブリッジ５５でも、線Ｚを介して点弧手段６
０１こ供Ｖ給された周期的な制御信号列に応答して同じ
切換え作用が行なわれる。現在市場で入手し得るサィリ
スタは有限の回復時間がある為、各々の半ブリッジ５３
，６４，５５に於ける相次ぐ初換え時点の間の間隔には
予定の最低限界（例えば３００マイクロ秒）がある。

この為、転流サイリスタＩＡ，２Ａの有害なシュ−トス
ルーの危険を犯さずに、相次ぐ切換えを行なうことが出
来る最大速度が決まる。どの線×，Ｙ，Ｚの周期的な制
御信号の周波数もこの最大速度を越えることがない様に
する為、点弧手段６０に適当なロックアウト手段を含め
るのが常套手段である。適応形ロックアウト手段の好ま
しい実施例が米国特許第３９１９６２び烏に記載されて
いる。この特許に詳しく記載されているが、このロック
アウト手段は、反対側の転流サイリスタが点弧された時
から始まって、このサイリスタの逆バイアスがその後で
検出されたことに応答して或る遅延をもって終了する期
間の間、各々の転流サィリスタの点弧を禁止する様に構
成されている。逆バイアスの始まりは、各々の転流サィ
リスタＩＡ，２Ａの両端に接続された抵抗６３及びダイ
オード６４の直列の組合せで構成されたりセット電流通
路に接続される変流器６２によって感知するのが便利で
ある。ダイオード６４は並列の転流サィリスタに対して
逆の極性に接続されていて、転流コンデンサの過充電電
流を通す様になっている。変流器６２の２次巻線の電流
が点弧手段６川こある適応形ロックアウト回路の入力に
なる。矩形波動作様式では、ィンバータ制御装置２４の
波形発生器３２によって各々の線×，Ｙ，Ｚに発生され
る制御信号は、所望の基本周波数の半サイクルに等しい
間隔で状態を変える。

この結果その基本成分の完全な１サイクルにわたり、ィ
ンバータの出力端子Ａに生ずる電圧Ｖ＾が第３図の一番
上のグラフで示されている。出力端子Ｂ，Ｃにも同様な
電圧が出るが、線Ｙ及びＺの制御信号が１２００ずれた
パターンである為、これらの電圧はＶ＾に対し、夫々基
本周波数の１サイクルの１２０ｏ及び２４００ずつ位相
がずれている。固定子巻線の非接地中性端子Ｎの電圧Ｖ
Ｎは、ィンバータの出力端子Ａ，Ｂ，Ｃの電圧の和の１
／３に等しいが、これが第３図の２番目のグラフに示さ
れている。この結果、電動機２３の各々の固定子巻線に
印加される対中性点各相電圧は、第３図の３番目のグラ
フＶ＾‐Ｎによって示す周知の６段階の矩形波になる。
この波形の基本成分はインバータ２２から得られる最大
の振幅を持つ。（Ｖ＾‐Ｎの電圧目盛がＶ＾及びＶＮの
目盛に対して５０％拡大してあることに注意されたい。
）３角形切取り様式のＰＷＭ動作では、各々の線×，Ｙ
，Ｚの制御信号が、出力電圧の基本成分の各サイクルの
闇に何回も状態を変え、こうしてィンバータの出力端子
Ａの電圧Ｖ＾を、交互に正の電位及び大地電位を持つ一
連の比較的幅の狭い矩形パルスに寸断し、相次ぐパルス
の周期又は幅が第４図に示す様に大体正弦状に変えられ
る。

この様式を実施する為、波形発生器３２が、捉軸隣旨令
信号Ｖｃに関係する振幅、並びに周波数指令信号ｆｃと
共に変化する周波数を夫々持つ１２００ずつ位相がずれ
た第１、第２、第３の正弦状基準信号を発生し、この基
準信号を一定の振幅並びに基準信号よりかなり高い周波
数を持つ３角形タイミング波形と比較し、タイミング波
形が対応する基準信号と交差する度に夫々の線Ｘ，Ｙ，
Ｚの制御信号の状態を変える適当な手段（例として第１
２図に示されている）を含んでいる。こういうことが第
４図でＶ＾のグラフの上に、第１の基準信号ＶＲの完全
な１サイクルにわたって示されている。これによって線
×の周期的な制御信号の状態が決定され、ィンバータ２
２の第１の半ブリッジ５３にある１対の主サィリスタ１
，２の導電状態が制御される。例として、周波数及び振
幅指令信号の値は、基準信号ＶＲがタイミング波形ＶＴ
の丁度１′６の周波数（チョッパ比が６）及びタイミン
グ波形の振幅ＥＴに略筆しい振幅８Ｒ（即ち変調指数が
１．０）を持つ様になっている。タイミング波形ＶＴが
負に向う向きで基準信号ＶＲと交差したことに応答して
、線×の制御信号の状態が直ちに０から１に変わり、こ
うしてィンバータの点弧及び転流手段によって半ブリッ
ジ５３にある１対の主サィリスタの導電状態を切換えて
、出力端子Ａの電圧ＶＡが大地から正の電位に上昇する
様にする。

同様に、ＶＴが正に向う向きでＶＲと交差する度に、線
Ｘの制御信号の状態が直ちに１から０に変えられ、こう
して１対の同じサィリスタの導電状態を切換えて、Ｖ＾
が正の電位から大地に下がる様にする。然し、第４図の
星印で示す様に、図示の波形の２つの交差部ではその結
果起る状態変化がィンバータ２２の点孤手段６０１こ含
まれているロックアウト手段の作用によって遅延させら
れ、こうして、相次ぐ切換え時点があまり接近して起る
為に１対の転流サィリスタのシュートスルーが起らない
様にする予定の最４・の幅を持つパルスを発生する。発
生器３２から出る第２及び第３の正弦状基準信号はＶＲ
と同じ周波数及び振幅を持つが、それに対して夫々基本
周波数の１サイクルの１２００及び２４ぴだけ遅れてい
る。

この為、ィンバータの出力端子Ｂ，Ｃの電圧はＶ＾と同
様であるが、それから夫々１２０ｏ及び２４ぴずれてい
る。この結果得られる対中性点各相固定子励振電圧が第
４図のグラフＶ＾‐Ｎによって表わされる。この電圧の
正弦状基本成分の周波数が正弦波基準信号ＶＲの周波数
と同じであることは明らかであろう。第５図は、３角形
切取り様式のＰＷＭ動作を使った場合、変調指数（ＭＩ
）に対し、ＭＩの０乃至１．８の範囲で、Ｖ＾‐Ｎの基
本成分の振幅とＶｄｃの大きさとの比がどの様に変わる
かを示している。

変調指数が基準信号ＶＲの振幅ＥＲに伴って変わり、Ｅ
Ｒが振幅指令信号Ｖｃに関係することから「ＭＩがＶｃ
に直鞍的に比例することが判る。第５図は、振幅指令信
号の値と３角形切取り様式のＰＷＭ動作をしている時の
ィンバータの基本出力電圧の実際の大きさとの間の伝達
特性が、前述のロックアウト作用によって一番短いパル
ス幅が予定の最小限界より狭くならないようにされる数
（大体０．８２）より下でのＭＩの全ての変動に対して
、直線的であると共に、このロックアウト作用が効果を
持つ数より上での変動に対しては、非直線的になるのが
望ましいことを例示している。肌が約１．１より大きく
なると、タイミング波形ＶＴの１サイクルで、基準信号
ＶＲの各半サイクルのピークの近くで基準信号と交わる
ことがない部分が生じ、その為最小限の幅を持つ１個の
パルスがＶ＾−Ｎの各半サイクルの中央領域から抜ける
。この為基本振幅に約１５％の階段状の増加が生じ、そ
の結果電動機のトルクに許容し難い程の急激なサージが
生ずる。この様な不連続性は、その基本的な原理を基本
周波数の半サイクルについて第６図に示した直流レベル
設定様式のＰＷＭに変更することによって、無視し得る
程度に減少することが出来る。第６図に示す出力電圧波
形Ｖ＾は、正弦波基準信号ＶＲがゼロと交差する度に、
並びに瞬時値が１個の電圧レベル（第６図にチョツパ・
レベルと記す）の大きさに等しくなる度に、ィンバータ
の半ブリッジにある１対の主サィリスタを切換えること
によって発生される。

この場合、ＶＲの周波数が周波数指令信号ｆｃにつれて
変わるが、その振幅は一定である。これに対してチョッ
パ・レベルを振幅指令信号Ｖｃの反比例関数として変え
る。ＶＲの各半サイクルの初め及び終りに出力電圧波形
Ｖ＾からチョツパ作用によって抜けるパルスの幅ｘはチ
ョッパ・レベルに応じて変わる。振幅指令信号が最大（
１単位）である時、ｘはゼロであり、ィソバータは対中
性点各相出力電圧の基本成分の振幅が最大になる矩形波
様式で動作する。ｘが増加すると、基本電圧は第７図の
曲線ｎ＝１で示す様に減少する。第７図は出力電圧の第
５、第７及び第１１高調波成分のＲＭＢ値をもｘ（基本
周波数の１サイクルの電電気角で表わしてある）に対し
て示している。基本周波数が約６２．５ＨＺであると仮
定すると、（前述のロックアウト手段によって定められ
る）３００マイクロ秒の最小パルス幅は約７ｏに対応し
、この典型的なｘの最小限界を第７図に示してある。ｘ
＝７０の時、基本出力電圧の値がｘ＝０の時のこの電圧
の最大値と略同じであり、その食い違いは電動機を駆動
する時に別こつく程の問題を生じない位に小さいことが
判る。これは最小幅を持つパルスが基本波形のゼロ交差
のごく近くで発生し、その為、それが抜けても或いは入
っても、固定子励振電圧の基本成分に生ずる不連続性は
無視し得るからである。第７図に示した第５及び第７高
調波電圧を減少させる為、２重チョツパ・レベルを用い
た更に手のこんだ直流レベル設定様式のＰＷＭを使うこ
とが出来る。第８図に２重チョッパ・レベルがＡレベル
及びＢレベルと記されており、ＡレベルがＢレベルより
低い。前と同じく、基本周波数の正弦波基準信号ＶＲが
ゼロと交差する度、並びにその瞬時値がいづれかの基準
レベルＡ又はＢと等しくなる度に、１対のサィリスタの
切換えが行なわれる。その結果ィンバータの１つの出力
端子Ａに生ずる電圧波形が第８図の曲線Ｖ＾で示されて
いる。これは基準信号ＶＲの各半サイクル中の５個のパ
ルスから成る順序で構成されている。各半サイクルの最
初及び最後のパルスは、ＶＲの瞬時値がレベルＡと丁度
等しくなる基準波形の角度に対応する幅Ｑを持ち、各半
サイクル中の２番目及び４番目のパルス又は欠落部は８
−Ｑの幅を持つ。こ）で８はＶＲの瞬時値がレベルＢと
丁度等しくなるＶＲの角度に対応する。他の２つの出力
端子Ｂ、Ｃに基本成分の１２００及び２４０ｏずつ遅れ
ているが、ＶＡと同一の電圧が発生されることが理解さ
れよう。この為、第８図に示す様な対中性点各相固定子
励振電圧Ｖ＾‐Ｎが発生される。ＶＡ‐Ｎの基本成分が
周波数も位相も基準信号ＶＲと同じであることに注意さ
れたい。第８図のＶ＾と全体的に同じ形の出力電圧波形
を持つ一定周波数ィンバータは、角度Ｑ及び３を或る値
に選ぶことにより、この電圧の選ばれた高調波成分を減
少させることが出来ることが従釆提案されている。母虫
ＢＥＥトランスアクションズ・オン・コミニユケイシヨ
ンズ・アンド・エレクトロニクス３７４−７頁（１９凶
年７月）のＦ．Ｇ．ターンバルーの論文「静止形直流−
交流ィンバータに於ける選ばれた高調波の減少」には、
Ｑ＝１６．２５ｏ及び８＝２２．０７である場合、第５
及び第７高調波電圧をゼロに減少させることが出来るこ
とが記載されている。これは、ＩＡ一ｇＥＥＥトランス
アクシヨンズ・オン・インダストリアル・アップリケィ
ションズ３１０−１刀頁（１９７３年５月１６日）所載
のベイテル及びホフトの論文「サイリスタ・インバ−夕
に於ける高調波除去及び電圧制御の一般的な方法、第１
部高調波の除去」で確認されている。これらの論文の著
者は、基本電圧の振幅を制御する為に選ばれた角度を変
えることは全く考えていない。第１２図及び第１４図に
ついて更に詳しく説明するこの発明の好ましい実施例で
は、３角形切取り様式の変調指数が１．０に近い予定の
数を越えた時、何時でも第８図に示したのと同様な新規
な切換え様式のＰＷＭを実施する適当な手段を波形発生
器３２に設ける。

この発明の切換え様式では、出力電圧の選ばれた高調波
を最小限に抑える為にＱを８の関数として変えると共に
、８を振幅指令信号の関数として変え、出力電圧の基本
成分の振幅をＶｃに対して直線的に変える。現在好まし
いと考えられる関数が夫々第９図及び第１０図に示され
ている。ｑを８に関係づける関数は、切換え様式のＰＷ
Ｍの動作範囲にわたり、交流電動機２３の固定子巻線の
高調波尖頭電流を減少する様に選ばれた。

高調波尖頭電流を減少すると、電動機にかかる熱負荷が
軽減され、ィンバータ２２にか）る転流の負担が軽減さ
れると共に、速度が調節自在の電動機駆動装置の電気効
率が高くなるので有利である。実験的な方法又は解析的
な方法を用いて、この目的を最もよく達成する特定の関
数関係を導き出すことが出来る。この発明の実際の１実
施例では、基本出力電圧の所定の振幅を発生する様なＱ
及び６の種々の値に対する尖頭電動機電流を読出す様に
適当にプログラムした計算機の助けを借りて、関数を導
き出した。次に、任意の出力電圧に対し、起り得る尖頭
電動機電流が最小になる様に関数Ｑ＝ｆ（８）を選んだ
。この最適の関数を例として第９図に示してある。この
特定の方法の詳細は、１９７３王１０月２日にジョージ
ア州アトランタでｌＥＥＥインダストリー・アップリケ
イサシヨンズ・ソサィェティ主催で開かれた会合で発表
されたＡ．Ｂ．プランケツト及びＧ．Ｂ．クリマンの論
文「ＰＷＭィンバータ駆動装置に対する変調方式の開発
」（会議録７にＨＯ９９９−３１Ａの第９１５−２１頁
）に発表されている。第９図に見られる様に、予定の角
度ａ２（例えば３４．４ｏ）より小さい８の値に対して
は、Ｑが８と共に増加し、８が８２ より上昇した時に
は減少する。

更に詳しく云うと、８が小さな角８，（例えば５．７４
ｏ）から前述の予定の角８２ まで増加するにつれて、
Ｑがゼロから８２ の大体２′３である最大角（例えば
２４．４ｏ）まで比較的に増加し、更に８が３２ から
比較的大きな角６４（例えば５６．１ｏ）へ増加する時
、Ｑは最大値からゼロに減少する。この関係の減少側は
図示の様に２つの勾配を持ち、その間の曲り目が図示の
座標８３ ＝４７．７ｏ及びＱ＝１８．７０で起ること
が好ましい。第１０図には、３角形切取り様式のＰＷＭ
で動作する際に得られる直線的な伝達特性と略見合う様
な、振幅指令信号とィンバータの基本出力電圧の実際の
振幅との間の伝達関数を切換え様式のＰＷＭで動作して
いる時に生ずる様な８とＶｃとの間の関数関係を例とし
て示してある。この関数は漸進的に急峻になる３つの勾
配の合成であり、これらの部分が図示の座標Ｖｃ＝０．
８３６及び８２ ＝私．４を持つ第１の曲り目と、図示
の座標Ｖｃ＝０．４斑及び８３ ＝４７．７０の第２の
曲り目で交わる。第１０図に示す様に。Ｖｃが１．０単
位である時、８はｏｏの最小角であり、Ｖｃがゼロであ
る時、８は６０ｏの最大角を持つ。後で更に詳しく説明
するが、ィンバー夕制御装置２４の波形発生器３２は、
振幅指令信号及び速度穣還信号の両方に応答して、３角
形切取り様式のＰＷＭと切換え様式のＰＷＭとの間の切
換え又は変更を制御する手段を含む。

この様式変更手段は、Ｖｃが予定の基準値（１．正史満
の変調指数に対応する）を越えず、電動機２３の速度が
予定の基準速度（これは曲り角速度より幾分高いことが
好ましい）を越えない限り、波形発生器にある３角形切
取り様式実施手段を作動する様に作用し、Ｖｃが基準値
を越えるか或いは電動機速度が基準速度を越えた時、何
時でも同じ波形発生器にある切換え様式実施手段を作動
する様に作用する。この結果得られる、速度が調節自在
の電動機駆動装置の性能が第１１図のグラフに示されて
いる。振幅指令信号Ｖｃ並びに対応する変調指数ＭＩが
第１１図の縦軸にとつてあり、電動機速度（曲り角速度
の或る単位で表わす）を機軸にとってある。こ）で云う
単位とは曲り角速度だけでなく、この明細書中で云う他
のパラメー外こも適用される相対的な値である。Ｖｃの
基準値を０．６７単位とを仮定する。これは変調指数が
１．０になるこの量の値（例えば０．７７４）より小さ
い。この為、電動機が推進（電動機）動作様式の間に静
止状態から加速すると、ィンバータの動作様式が、３角
形切取り様式のＰＷＭで脱落するパルスがない位に低い
周波数並びに変調指数の所で、３角形切取り様式のＰＷ
Ｍから切換え様式のＰＷＭに変わる。その結果、後の様
式では、チョッパ周波数を基本周波数に同期することが
必要ではなく、電動機トルクに目立つ程のサージを生ぜ
ずに、切換え様式のＰＷＭへの変更が円滑に行なわれる
。第１１図に示す様に、電動機が引続いてその曲り角速
度に向って加速する際、切換え様式のＰＷＭを通る。

同時に（曲り角速度より低い速度で周波数指令信号に追
従する）振幅指令信号Ｖｃが予定の基準値（例えば０．
６７単位）から最大値（１．山単位）に向って増加し、
この為８が第１０図に示した関数に従って減少し、基本
出力電圧の振幅は速度と共に直線的に増加し続ける。曲
り角速度に近づくと、Ｖｃが、８がｏｏにごく近い予定
の値に等しくなる値（例えば０．９７単位）に達する。
このことに応答して、出力電圧波形の寸断作用を全部除
去する手段を設け（第１４図の説明参照）、この時ィン
バータは矩形波最大電圧様式で動作し始める。今述べた
手段は、矩形波様式への切換えの円滑さを高める手段を
含む。電動機は曲り角速度から、最大速度に達するまで
一定の励振電圧で加速される（従って磁束が減少する）
。この点を第１１図では例として曲り角速度の４倍とし
て示してある）。′第１１図で再始動と記す曲線は、ィ
ンバータ制御装置２４に含まれている運転停止手段４５
の動作によって一時的に中断された後、電動機２３の固
定子巻線に励振電圧が再び印加された場合を示す。

運転停止手段４５がオン状態に戻るのと同時に、電動機
が３．７８単位近辺の速度で運転されていると仮定して
いる。この速度は前述の基準速度より大きいから、振幅
指令信号Ｖｃがゼロに戻っていても、再始動過程全体に
わたり切換え様式のＰＷＭが作用する。比較的高い速度
から再始動する時は、３角形切取り様式であると、この
様な速度では、チョツパ周波数を基本周波数と同期させ
なければならないので、３角形功取り様式よりも切換え
様式の方が好ましい。第１１図に示す様に、Ｖｃがその
基準値（例えば０．６７）より低くなる時に電動機が基
準速度より高いし、速度（例えば１．１７単位）で運転
している様な時、通常の減速（減速又は制動動作様式）
では同期の必要がない。次に第１２図について波形発生
器３２の好ましい実施例を説明する。波形発生器は、３
角形切取り様式のＰＷＭを実施する手段７１と、切換え
様式のＰＷＭを実施する手段７２と、様式スイッチと記
した機構７４によって作動される３極双技スイッチ７３
の記号で示した様式変更手段とで構成されることが判る
。３角形切取り様式実施手段７１は、可変の振幅並びに
周波数を持つ３相正弦波基準信号の適当な源７５と、一
定の振幅並びに比較的高い周波数を持つ３角波形タイミ
ング信号ＶＴの源７６と、３つの同一の比較器７７，７
８，７９の配列とで構成される。

これらの比較器がタイミング信号ＶＴを夫夫の基準信号
と比較し、対応する基準信号の方がタイミング波形より
正であるか負であるかに応じて、３極双技スイッチ７３
の関連した端子８１，８２，８３に１又は０信号のいづ
れかを供給する。スイッチ７３の接点が第１２図に示す
位置にある限り、比較器７７，７８，７９の出力が波形
発生器の出力線Ｘ，Ｙ．Ｚに夫々接続され、こうして３
角形切取り様式実施手段７１を作動する。この様式では
、各々の比較器７７，７８，７９によって供Ｖ給される
交互の１及び０信号から成る列が、対応する線×，Ｙ又
はＺ上の前述の周期的な制御信号を構成する。正弦波基
準信号の源７５は、第１２図に Ｖｓｊｎのｔ，Ｖｓｉｎ（のｔ十２ｍ／３）及びＶｓｉ
ｎ（■ｔ十４汀／３）と夫々記した３つの信号を発生す
る様に構成されている。

源７５の入力線４４に供給されるＦ／Ｒ信号が順方向か
ら逆方向に変わった場合、第２及び第３の信号の相順序
が図示の順序と逆になる。３つの基準信号のいづれの角
周波数のも、入力線３１に供給される周波数指令信号ｆ
ｃに伴って変化する。

各々の正弦波基準信号の振幅Ｖが、源７５の別の入力線
８４に供給された信号の値によって決定される。この線
が選択スイッチ８５に接続されている。選択スイッチ８
５は、様式変更手段７３，７４と同時に作動されるが、
３角形切換え様式実施手段７１が、線８４を可変の振幅
指令信号Ｖｃが供給される入力線３５と接続する様に作
用している時に有効であると共に、切換え様式ＰＷＭ実
施手段７２が同じ線８４を手段８６に接続する様に作用
する時は、予定の大きさを持つ一定の基準又はバイアス
信号を供Ｖ給する様に作用する。基準信号の源７５は、
米国特許第３９０４９４ｙ餅こ記載される様に構成され
且つ接続された３相矩形波発生器と、３つの増数１減数
２進計数器と、同じ数の論出し専用記憶回路と、複数個
の排他的オァ回路と、３つのディジタル・アナログ変換
器とで構成して、略正弦状の波形を持つ所望の３相基準
信号を発生する様にすることが好ましい。

然し、例えば米国特許第３６４１５６６号に記載される
もの）様に、他の正弦波発生回路をこの代りに用いても
よく、この目的に選ばれる回路の細部がこの発明を構成
するものではない。３角波形の源７６は、予定の一定の
振幅及び一定の周波数を持つタイミング波形ＶＴを発生
する様に構成されている。

ＶＴの振幅は、振幅指令信号Ｖｃがその最大値より小さ
い予定の値（例えば０．７７４単位）を持つ時、この信
号によって要求される振幅と同じである。ＶＴの周波数
は十分高く、電動機の尖頼りップル電流が許容し得る限
界を越えない様にする。この限界は、ィンバータが矩形
波様式で運転されている時の尖頼りツプル電流と等しく
するのが最適である。更に、３角形切取り様式のＰＷＭ
で動作している時の望ましくない位相変調を避ける為、
タイミング波形ＶＴは、振幅指令信号が仮定した０．６
７の基準値である時、正弦波基準信号の基本周波数の少
なくとも６倍の周波数を有する。この為、タイミング波
形を正弦波基準信号と同期させることは不必要である。
ＶＴの周波数は、この発明の実際の１例では３００ＨＺ
に固定するのが有利であった。電動機の実際の速度が選
ばれた基準速度を越えた時、波形発生器３２にある様式
変更手段の機穣７４が応答して、３極双没スイッチ７３
の可動接点を切換え、出力線Ｘ，Ｙ，Ｚをスイッチの端
子８１，８２，８３から瓢離すと共に、それらを切換え
様式ＰＷＭ実施手段７２の出力線Ｘ，Ｙ，Ｚに夫々接続
された端子９１，９２，９３に接続する。

同時に選択スイッチ８５の可動接点の位置を切換えて、
正弦波振幅決定用入力線８４を可変の振幅指令信号用の
線３５から切離し、線８４をこの代りに手段８６に接続
して、予定の大きさを持つ一定のバイアス信号を供Ｖ給
する。図面を見易くする為、スイッチ７３，８５を第２
図では電気機械的なものとして示してあるが、実際には
その切換え作用は等価的な固体回路によって行なうのが
好ましい。いづれにせよ、上に述べた応答は、３角形切
取り様式実施手段７１を不作敷にすると共に切換え様式
ＰＷＭ実施手段７２を作動する様に作用する。この様式
の変更が行なわれる予定の基準速度は曲り角速度より高
いが、等価周波数（固定子励振電圧の基本周波数）の点
で、３角形タイミング波形ＶＴの周波数の１／６より高
くならない様に選ぶことが好ましい。切換え様式ＰＷＭ
実施手段７２の好ましい実施例を後で第１４図について
説明するが、この手段に対する入力は、線３５を介して
供給される振幅指令信号Ｖｃと、源７５から夫々線９４
，９５，９６を介して供給される３つの正弦波基準信号
とである。

手段７２が作用している時、正弦波基準信号の周波数が
周波数指令信号ｆｃに伴って変化し続けるが、これらの
信号の振幅は一定の基準８６によって決定された適切こ
一定であることに注意されたい。電動機が予定の基準速
度を越えた時を感知する為、比較器９７が設けられてい
る。

比較器９７は１つの入力が速度館還信号線２９に接続さ
れ、別の入力が基準又はバイアス信号端子９８に接続さ
れている。端子９８の基準信号は、電動機の実際の速度
が選ばれた基準速度と丁度等しい時の速度館遠信号の値
と等しい一定の値を有する。比較器９７の出力状態は、
鏡還信号の値が基準信号の値を越えるか越えないかに応
じて、高川又は低（０）である。比較器９７の出力がオ
ア論理回路９９を介して様式切換え機構７４の入力線１
００１こ接続される。

別の比較器１０１の出力がオア論理回路９９を介して線
１００１こ結合されている。この比較器は、その入力の
１つに接続された振幅指令信号Ｖｃが予定の基準値を越
えた時を感知する為に設けられている。この為、比較器
１０１の第２の入力が端子１０２に懐綾される。端子１
０２には基準又はバイアス信号が供給される。この信号
はＶｃの所望の基準値に等しい値を有する。この基準値
はタイミング波形ＶＴの振幅に等しい正弦波の振幅を要
求するＶｃの前述の予定の値（例えば０．７７４単位）
より小さい。この発明の図示の実施例では、Ｖｃの基準
値を０．６７単位と仮定しており、これは０．８６５の
変調指数に対応する。Ｖｃがこの基準値を越えない時、
比較器１０１の出力は０状態であり、Ｖｃの値がこれよ
り高くなると、この世力が１状態になる。様式変更手段
７３，７４は、入力線１００‘こゼロ信号がある限り、
第１２図に示す状態にある。

然し、比較器９７又は１０１のいづれかからこの線に１
信号が出ると、機構７４がスイッチ７３の可動接点の位
置を切換え、こうして３角形切取り様式実施手段７１を
不作動にすると共に切換え様式ＰＷＭ実施手段７２を作
動することは前に述べた通りである。比較器９７，１０
１は交流ヒステリシスを持つ様に設計して、一旦様式変
更手段が切換え様式ＰＷＭ実施手段を作動した時は、少
なくとも予定の時間の間様式変更手段をこの状態に維持
することが好ましい。こうして３角形切取り様式実施手
段７１が即座に再び作動されるのを防止することにより
、様式の間の振動を避けることが望ましい。そうしない
と、Ｖｃが比較的遅い速度で基準値を通過する場合又は
電動機の速度が比較的遅い速度で基準速度を通過する場
合、この様な振動が起り得る。この発明の好ましい実施
例では、比較器９７，１０１はいづれもアナログ比較形
であり、第１３図に示す回路を利用することにより、所
望のヒステリシス作用が得られる。

次にこれについて説明する。この回路は演算増幅器１０
５を持ち、その非反転端子が抵抗１０６を介して適当な
直流制御電力源の共通電位の母線（図では接地として示
してある）に接続されると共に、反転端子が入力端子１
０９とこの制御電力源の相対的に負の電位の母線（例え
ば一１５Ｖ）との間に直列に接続された２つの抵抗１０
７，１０８の接続点に接続されている。入力端子１０９
に可変の大きさを持つ正の信号が印加された時、演算増
幅器１０５が出力端子１１０‘こ双安定信号を発生する
が、その状態は、可変の入力信号の大きさが、抵抗１０
７，１０８の夫々の抵抗値の比によって決定される或る
基準又は闇値レベルを越えるか越えないかによって左右
される。演算増幅器１０５の出力及び非反転入力が正鏡
遠手段によって相互接続されている。この正鏡還手段が
抵抗１１１とコンデンサ１１２の直列回路で構成され、
これが端子１１０の双安定出力信号の急激な状態変化が
ある度に、それに応答して比較器の閥値しベルをラッチ
状に過渡的に変更し、こうして出力信号が少なくとも予
定の最小時間の間、再び状態を変えない様にする。比較
器９７，１０１に使われる正館還手段１１１，１１２の
時定数は、出力信号が一旦高から低又はその逆に切換わ
った時、出力信号の状態が約２５０ミリ秒の間縦持され
る様に選ぶことが好ましい。第１４図は切換え様式？Ｗ
Ｍ実施手段７２の実例を簡単にした形で示す。

この実施例は２重直流レベル設定様式のＰＷＭを取入れ
ることが好ましく、その為、その動作を理解するには前
に述べた第８図を参照されたい。波形発生器３２にある
正弦波基準源７５からの３相正弦状基準信号（前に述べ
た様にこの信号は、周波数指令信号ｆｃと共に変化する
周波数を持つが、振幅は切換え様式実施手段が作用して
いる時に一定である）が、入力線９４，９５，９６を介
して、図示の切換え様式実施手段にある３つの別々のチ
ャンネル１２１，１２２，１２３に供給される。第１４
図に示す様に、第１のチャンネル１２１は、線９４の第
１の正弦状基準信号Ｖｓｉｎのｔの波形と同形の波状の
大きさを持つ相次ぐ相対的に正の半サイクルで構成され
た基準信号ＶＲを線１２５Ａに供給する両波整流手段１
２４と、第１の正弦状基準信号を、第１の信号の正及び
負の半サイクルと夫々一致して交互に高【１’及び低（
０）状態を持つ線１２７Ａの矩形波形信号Ｓ＾に整形す
るゼロ交差検出手段１２６と、線９４の第１の信号の相
次ぐ半サイクルのピークと大体一致するクロック・パル
ス１３０の列を線１２９に導き出す適当な検出手段１２
８とで構成される。線１２５Ａの整流された基準信号が
第１のチャンネル１２１にある１対の比較器１３１，１
３２に第１の入力として供給される。

比較器１３１は可変バイアス信号（第１４図にレベルＡ
として示す）を線１３３に第２の入力として受取り、連
れの比較器１３２はしベルＡより高い第２の可変のバイ
アス信号（レベルＢとして示す）を線１３４に第２の入
力として受取る。比較器１３１は、線１２５Ａの対応す
る基準信号ＶＲの瞬時値がレベルＡより高いか低いかに
応じて交互に１及び０状態を持つ周期的な信号Ａ＾をそ
の出力線１３５に発生する。同様に、比較器１３２は同
じ基準信号がレベルＢより高いか低いかに応じて交互に
１及び０状態を持つ周期的な信号Ａ８をその出力線１３
６に発生する。出力線１３５，１３６が両方共チャンネ
ル１２１の論理Ａ装置１３７に接続される。論理Ａ装置
１３７は夫々線１３５，１３６から周期的な信号Ａ＾，
ＡＢを供給されるだけでなく、線１２７Ａを介して矩形
波形信号Ｓ＾も供給される。

更に、装置は線１３８，１３９を介して、監視信号ＤＡ
，ＤＢも夫々供給される。監視信号についてはこれから
説明する。論理Ａ装置１３７は、第１７図に示す真理表
に従う交代的な１及び０信号の列を出力線（×）に発生
する様に適当に構成されている。第１７図で、両方の監
視信号Ｄ＾，ＤＢが０である限り、線（Ｘ）の出力信号
は、正弦波基準信号の半サイクルあたり５つの個別パル
スの系列で構成されることが判る。

１番目のパルスは初めにある矩形波形信号Ｓ＾と同じ状
態である。

このパルスの幅は整流された基準信号ＶＲが可変のバイ
アス・レベルＡと交わることによって決定される。２番
目のパルスはＳ＾と反対の状態を持ち、ＶＲと可変のバ
イアス・レベルＢとが交わる時に終了する。

各半サイクル中の４番目及び５番目のパルスは夫々２番
目及び１番目のパルスの鏡像である。切換え様式ＰＷＭ
実施手段が作用している時、チャンネル１２１の出力線
（Ｘ）に得られるパルス列は、第１図及び第１２図の対
応する線×に出る前述の周期的な制御信号を構成する。
この為、ィンバータ２２の点弧及び転流手段６０，６１
が、ィンバータの出力電圧Ｖ＾の基本成分の各半サイク
ルの初め、並びに同じ半サイクルの下記の計画に示すそ
の後の時点に、第１の半ブリッジ５３にある１対の主サ
イリスタ１，２の導電状態を切換える。‘１｝ 第１の
切換え時点から可変の角Ｑの後の時点、【２）第１の切
換え時点から、常にＱより大きいが９０ｏより小さい可
変の角８の後の時点、｛３１ 第１の切換え時点から１
８０ｏ−８の後に発生する時点、及び■ 第１の切換え
時点から１８０ｏ−Ｑの後に発生する時点。

この計画で、Ｑは可変のバイアス・レベルＡと基準信号
ＶＲの一定の振幅ＥＲとの比のアークサインであり、８
は可変のバイアス・レベルＢとＢＲとの比のアークサィ
ンである。

この１例が第８図に示されており、この図でＱは０．１
７既ＲのレベルＡに対応して１００であり、８は０．細
ＲのレベルＢに対応して１７．５０である。第１４図に
示す切換え様式ＰＷＭ実施手段の他の２つのチャンネル
１２２，１２３は、２つの点を別として、今説明したチ
ャンネル１２１と同じである。違う２つの点とは、他の
２つのチャンネルはピーク検出手段１５８を省略してあ
ることと、入力線９５，９６に供給され正弦状基準信号
が線９４の第１の信号より、夫々１２０ｏ、２４００遅
れていることである。この為、チャンネル１２２の論理
Ｂ装置の出力線Ｙ並びにチャンネル１２３の論理Ｃ装置
の出力線Ｚに出る周期的な制御信号列のパターンは、出
力線Ｘの信号列に対して対応的にずれている。この発明
では、レベルＢを振幅指令信号Ｖｃの関数として変える
ことにより、インバータの出力電圧の基本成分の振幅を
変える。

第１４図では、これが関数発出器１４１によって行なわ
れる。関数発生器１４１が振幅指令信号線３５としベル
Ｂ線１３４との間に接続されている。この部品は、レベ
ルＢがＶｃの値に対し第１４図のブロック１４１に示す
グラフの様な関係を持ち、切換え様式ＰＷＭ実施手段が
作用している時には、基本出力電圧の振幅がＶｃに対し
て略直線的に変わる様に構成することが好ましい。Ｖｃ
が０である時、レベルＢは最大の大きさを持つが、これ
は第１２図の一定の基準８６によって定められたＶＲの
一定の振幅の大体０．８６８単位になる様に選ばれる（
この為８は約６０ｏの最大角を有する）。Ｖｃが最大値
（１．の単位）まで増加するにつれ、レベルＢが０まで
減少する。前述のＶｃの基準値（例えば０．６７単位）
で、レベルＢの大きさは、インバータの出力電圧の基本
成分が、３角形切取り様式ＰＷＭ実施手段７１が作用し
ている湯参のＶｃのこの大きさで得られる値と同じ大き
さになる様な値になる。更にこの発明では、線１３３及
び１３４の間に関数発生器１４２を設け、ィンバータの
出力電圧の選ばれた高周波を最小限に抑える様な形で、
レベルＡをレベルＢの関数として変える。これらの量の
間の関係は、第１４図のブロック１４２内のグラフで示
す様にするのが好ましい。この関係は、前述の通り、交
流電動機負荷２３の高調波尖頭電流を減少する為に、第
９図に示す様なひとＢとの間の関数関係を生ずる様にな
っている。両方の関数発生器１４１，１４２は周知の部
品並びに回路を用いて構成することが出来、この為の特
定の部品並びに回路は設計事項である。関数発生器を設
計する種々の方法が、例えば１９６０南こニューヨーク
州のマックグローヒル・ブック・力ンパニ・インコーポ
レーテッド社から出版されたアルバートＳ．ジャクソン
の著書「アナログ・コンビュティション」の第４８２頁
以降に記載されている。この発明の切換え様式ＰＷＭ実
施手段７２は、レベルＢが第１４図に示したブロック１
４２内に示す変動範囲の両端近くに達する予定の小さい
大きさまでレベルＡが低下したことに応答して、前述の
計画の１番目及び最後に挙げた１対の主サィリスタの切
換え時点を除去する様に作用する対加的な手段を含んで
いる。

この付加的な手段は比較器１４３を持ち、その一方の入
力がレベルＡ線１３３に接続され、別の入力が基準又は
バイアス信号端子１４４に接続される。端子１４４の基
準信号は前述のＡの小さい大きさと等しい一定の大きさ
を持つ。この大きさは、入力線９４乃至９６の正弦波基
準信号の一定の振幅に、予定の基準速度で運転されてい
る時の電動機２３の固定子巻線を励振する電圧の基本周
波数でみて、許容し得る最低のパルス幅（即ち前に説明
した様に、相次ぐ切換え時点の間の安全な最小間隔）に
大体等しい持続時間を持つ様な電気角の正弦を乗じた値
にすることが好ましい。例えば、基準周波数を５０ＨＺ
と仮定すると、３００マイクロ秒の最小パルス幅は５４
ｏの角度に対応し、この角度の正弦は０．０処である。
第１４図で、端子１４４の基準の大きさを０．１単位と
して示してあり、線１３３のレベルＡの、単位で表わし
た大きさがこの数値に等しいか又はそれより小さい時、
比較器１４３の出力状態は高｛１１になる。比較器１４
３の出力が線１３８の監視信号Ｄ＾の状態を決定する。

この世力はＤ形フリツプフロップ１４５を介してこの線
に結合されている。論理装置１３７では、線１３８の／
信号が、ＶＲ／Ａレベル比較器１３１から受取った出力
信号にゼロ期間があってもそれを取消す。このことが第
１７図に示されている。この図で、（Ｄ＾を１と仮定す
る他は、期間３及び４に対応する）期間３及び４′の間
、論理Ａ装置によって発生される出力信号Ｘの状態が、
夫々期間２及び５の間と同じであることが判る。然し、
ＡＡ＝１である各々の期間１，２，５及び６の間、線１
３８のＤ＾＝１信号は出力信号Ｘを第１７図の論理Ａ真
理表を示すものから変えることはない。レベルＢだけが
作用していると、整流された基準信号ＶＲの半サイクル
あたりのパルスの数が３個に減少し、１番目及び３番目
のパルスの幅が８に対応する。Ｄ形フリツプフロツブ１
４５を設けたのは、線９４乃至９６のどの正弦波基準信
号のゼロ交差からも少なくともレベルＡの、単位で表わ
した予定の小さい基準の大きさ４例えば０．１）のアー
クサィンだけ隔たる予定の期間の間を除き、監視信号Ｄ
＾が状態を変えるのを防止する為である。

この目的の為、フリップフロツプ１４５のクロツク入力
Ｃが線１２９に接続されて、ピーク検出手段１２８が線
９４の第１の正弦波基準信号から導き出す反復的なクロ
ツク・パルス１３０を受取る。比較器１４３の出力状態
が、レベルＡが予定の小さい基準の大きさ（例えば０．
１単位）まで減少したことによって０から１に変化した
時、フリップフロップ１４５が、次に受取るクロック・
パルス１３０によってトリガされるまで、最初に○＾＝
１になる様に動作しないことは明らかである。フリツブ
フロツプ１４５のその後の不作勤状態（Ｄ＾＝０）への
復帰は、レベルＡが小さい基準の大きさから一層大きな
大きさへ増加したことに応答して、比較器１４３の出力
が１から０に切換わった後に次に発生するクロツク・パ
ルスと同様に同期している。第１４図に示す様に、いづ
れのクロック・パルス１３０も第１の正弦波基準信号の
ゼロ交差から９００ずれていると共に、夫々線９５及び
９６の第２及び第３の基準信号のゼロ交差から３０ｏず
れており、この角度があることにより、これらのゼロ交
差からいづれの方向にも少なくともレベルＡの単位で表
わした基準の大きさのアークサィンにわたる期間の間、
監視信号Ｄ＾が状態を変えないことが十分に保証される
。この為、ィンバータの基本出力電圧の位相が電動機の
基本逆電力に対して移相したことによる電動機電流の望
ましくない摂動が避けられる。前述の禁止期間の間Ｄ＾
が状態を変えた場合、この様な移相が起り得る。この発
明の切換え様式ＰＷＭ実施手段７２は、レベルＢが予定
の小さい大きさに等しいか又はそれより小さい時に、前
述の計画の２番目及び最後の１つ前の切換え時点を除去
する手段をも含む。

この手段は前に述べた付加的な手段１４３，１４５と同
様であり、第１４図で、それが第２の比較器１４６及び
別の○形フリツブフロップ１４８とで構成されることが
判る。比較器１４６は一方の入力がレベルＢ線１３４に
接続され、別の入力が基準又はバイアス信号端子１４７
に接続されている。端子１４７の基準信号は、前述のＢ
の小さい大きさと等しい一定の大きさであり、この大き
さは００にごく近い８の予定の値に対応する。８のこの
予定の値が、電動機の予定の基準速度に相当する励振周
波数に於けるその持続時間が、許容し得る最４・のパル
ス幅に等しい様な角度（例えば５．４ｏ）に大体等しい
ことが好ましい。

第１４図に例として示す様に、レベルＢに選ばれた、単
位で表わした基準の大きさはしベルＡと同じ（例えば０
．１）である。８がその値の大体２倍の小さな角度まで
減少した時、Ｑが選ばれた基準レベルのアークサィンに
等しい値（例えば５．７４）に達することが第９図から
判る。

この発明で選ばれる特定の基準の大きさは、切換え時点
を除外する手段が、３（又はＱ）に要求される値が許容
し得る最小のパルス幅より短い持続時間を持つ時に作用
する様に保証する。これは、何もしなければ前途のロッ
クアウト手段がインバータの出力電圧の基本波形に都合
の悪い移相を招く様な状態である。比較器１４６の出力
状態は、線１３４のレベルＢがその予定の小さい基準の
大きさ（単位で表わす）に等しいか又はそれより小さい
時に高Ｑ｝であるが、それがＤ形フリツプフロッブ１４
８を介して結合された線１３９の監視信号ＤＢの状態を
決定する。論理装置１３７では、線１３９の１信号が、
ＶＲ／Ｂレベル比較器１３２及びＶＲ／Ａレベル比較器
１３１から受取る出力信号中にゼロ期間があっても、そ
れを無効にする。この為、論理Ａ装置によって発生され
る出力信号×の状態は、ＤＢ＝１である時、矩形波形信
号Ｓ＾と同じである。第１７図では、このことが期間２
′及び５（これはＤＢを１と想定する他は期間２及び５
に対応する）について具体的に示してある。この時、整
流された基準信号ＶＲの半サイクルあたり１個のパルス
しかなく、矩形波動作が実現される。フリツプフロツプ
１４８のクロツク入力Ｃが線１２９に接続され、前述の
パルス１３０を受取る。

フリップフロップ１４８の動作は前に述べたフリップフ
ロップ１４５と同じであり、その為、この部品は、線９
４乃至９６のどの正弦波基準信号のゼロ交差からも、少
なくとも単位で表わしたレベルＢの基準の大きさのアー
クサィンだけ隔たる予定の期間中を除き、線１３９の監
視信号ＤＢが状態を変えるのを阻止する様に作用する。
この発明の好ましい実施例では、切換え様式ＰＷＭ実施
手段７２が、可変のレベルＡ及びレベルＢ信号の夫々の
最低レベルを前に述べたその予定の小さな大きさと略同
じ大きさに制限する適当な手段を含む。こうすることに
よって、予定の第１の切換え時点（即ち関連した１つの
入力線９４，９５又は９６上の正弦波基準信号のゼロ交
差）から、この基準周波数に於てその持続時間が許容し
得る最小のパルス幅と一致する様な電気角にわたる期間
の間、比較器１３１，１３２が状態を変えるのを防止す
ることが望ましい。この様な制限がないと、レベルＡ又
はしベルＢのいづれかがその予定の小さな大きさより下
がった時、比較器１３１又は１３２が、次のクロツク・
パルス１３０を待っている対応するＤ形フリップフロッ
プ１４５又は１４８の動作前の禁止期間の間動作する操
れがあり、この場合前述のロックアウト手段により、ィ
ンバータの出力電圧の基本波形に都合の悪い移相が起る
。振幅指令信号Ｖｃの値が急速に又は突然にゼロに減少
した場合、比較器１３１，１３２がこの様に時機尚早に
動作する・倶れが特に大きい。レベルＡを制限する１つ
の方式が第１５図に示されており、この方式は、レベル
Ａ線１３３と関数発生器１４２との間に縦続的に接続さ
れた第１及び第２の演算増幅器１５１，１５２で構成さ
れることが判る。

第１の演算増幅器１５１の反転入力端子が、関数発生器
１４２の出力と予定の相対的に負の電位を持つバイアス
又はオフセット端子との間に直列に接続された２つの抵
抗１５３，１５４の接続点に接続されている。関数発生
器１４２の出力信号が第１５図に示す方式では入力信号
ＡＩＮとして作用し、それから一定のオフセット信号を
差し引く。演算増幅器１５１の非反転端子が抵抗１５５
を介して共通電位母線（接地と示してある）に接続され
、増幅器１５１の出力端子１５７と反転入力端子との間
にダイオード１５６が入っている。ダイオード１５６の
陽極及び端子１５７を相互接続したのは、入力信号Ａ，
Ｎが抵抗１５３，１５４の抵抗値の比に関係する或る基
準レベル又は関値しベル程正でない時には、何時でも端
子１５７の信号が僅かに正の値にクランプされる様にす
る為である。抵抗１５８と直列に、陰極を出力端子１５
７に接続した別のダイオード１５９を設けて構成される
鏡還通路がダイオード１５６と並列になっており、この
為、入力信号Ａ，Ｎが前述の閥値しベルより正である時
、端子１５７の信号は相対的に負の極性、並びに入力信
号ＡＩＮと共に変化する大きさを持つ。第２の演算増幅
器１５２の反転入力端子が、ダイオード１５９の陽極端
子１６０と前述の予定の負の電位を持つ別のオフセット
端子との間に直列に後続された２つの抵抗１６３，１６
４の接続点に接続されている。

パラメータは、抵抗１６３の抵抗値と抵抗１６４の抵抗
値との比が抵抗１５８の抵抗値と抵抗１５４の抵抗値と
の比に等しくなる様に選ばれている。別の抵抗１６５が
大地と演算増幅器１５２の非反転端子との間に接続され
、抵抗１６６を有する鏡還通路がこの増幅器の出力（線
１３３）と反転入力との間に接続されている。端子１６
０の信号が大地レベルに等しいか又はそれより正である
と、線１３３の信号は、予定のオフセット電位と、抵抗
１６６の抵抗値と抵抗１６４の抵抗値との比とによって
決まる一定の分だけゼロから片寄った最小値を持つが、
端子１６川こ相対的に負の信号がある時には、何時でも
夫々の増幅器１６１，１５２のオフセット相殺し、線１
３３の信号は入力信号Ａ，Ｎに比例して変化する。この
結果生ずる線１３３のレベルＡ出力信号と入力信号Ａ，
Ｎとの間の関係が第１６図に示されている。パラメータ
は、前述のＡの最小値が、線１３８（第１４図）の監視
信号Ｄ＾が状態を変える様なしベルＡの、単位で表わし
た予定の小さい基準の大きさ（例えば０．１）に相当す
る様に選ぶのが好ましい。

この為、第１５図で、抵抗１７１を介して大地に接続さ
れた反転端子及び抵抗１７２を介して第１の演算増幅器
１５１の出力端子１５７に接続された非反転端子を持つ
第３の演算増幅器１７０を比較器１４３に利用すること
により、フリップフロツプ１４５の入力Ｄに対する信号
が容易に得られる。第３の演算増幅器１７川ま、端子１
５７の信号が相対的に正である限り、端子Ｄに高の出力
信号を発生する様に作用するが、入力信号Ａ，Ｎが前述
の関値しベルより高くなってレベルＡをその最小値から
一層大きな値に高める時に端子１５７に生ずる負の信号
に応答して、不作勤状態（低の出力信号）に切換わる。
演算増幅器１７０の出力及び非反転入力が、抵抗１７３
と直列のコンデンサ１７４で構成される正鏡還手段によ
って相互接続され、Ｄに於ける信号の状態の急激な変化
がある度に、それに応答してこの正鏡還手段が、第１２
図に示した様式変更手段の作動機構７４に関連する比較
器９７，１０１について前に説明したのと同様な過渡状
態ラッチ作用をする。例えば、一旦出力がＤ＝１の状態
からＤ＝０の状態に切換わると、正鏡還手段１７３，１
７４は、少なくとも基本周波数の数サイクルの間、演算
増幅器１７０をＤ＝０の状態に維持する様に作用する。
同様に、第１５図の回路がＤ出力を０から１に変える様
に作用する時、再び正笛還手段が作用して、少なくとも
同じ時間の間、この動作状態を維持する。このことによ
って２重及び単一直流しベル設定様式のＰＷＭの間で振
動のない切換えが保証される。第１５図の方式又はそれ
に相当する方式は、ィンバータの動作が矩形波様式及び
切換え様式のＰＷＭの間で切換わる時、１サイクルあた
りの切換え時点の除外又は追加が、比較器１４３（又は
１４６）及び○形フリップフロップ１４５（又は１４８
）の動作だけによって決定され、レベルＡ（又はＢ）が
ゼロと予定の最小値との範囲内で変化することの影響を
受けないので、有利である。

前に述べた様に、こういう可能性を癖けないと、ロック
アウト手段が、正弦波基準信号のゼロ交差から前述のｑ
（又は８）の予定の小さい値まで隔たっていない期間中
にタイミングの正しくない切換えを招く優れがあるし、
交流ヒステリシスの利点が得られない。例としてこの発
明の好ましい実施例を図示し且つ説明したが、当業者に
はいるいるな変更が考えられよう。

例えば、切換え様式？ＷＭ実施手段のキーィングをする
周期的な基準信号が正弦状に変わる大きさを持つものと
して説明したが、基準波形をこの特定の形にすることは
不可欠ではなく、周波数変調した任意の周期的なパター
ンに取替えてもよい。更に、レベルＡは、こ）で説明し
た様にレベルＢ信号からでなく、振幅指令信号Ｖｃから
直接的に導き出すことが出来る。勿論、ゲート・ターン
オフ装置又は電力トランジスタ又はその他の同等の装置
を、インバータ２２の好ましい実施例に示したサィリス
タ並びにその転流回路の代りに使うことが出来る。

【図面の簡単な説明】 第１図はこの発明を実施した速度が調節自在の電動機駆
動装置のブロック図、第２図は第１図に１個のブロック
で示した３相ィンバータの好ましい実施例の回路図、第
３図はィンバータが矩形波様式で動作している時、第２
図に示した速度が調節自在の交流電動機の固定子巻線の
相端子Ａと中性点Ｎとの間に印加される電圧を示すグラ
フ、第４図はィンバータが３角形切取り様式のＰＷＭで
動作している時の電動機電圧を示す同様なグラフである
が、変調指数が１．０の場合の対応する正弦状基準信号
ＶＲ及び３角形タイミング波形ＶＴをも示している。 第５図は３角形切取り様式のＰＷＭで動作しているィン
バータの出力電圧の基本成分の振幅（単位で表わす）対
変調指数の関係を示すグラフ、第６図は直流レベル設定
様式のＰＷＭで動作しているィンバータの１相の出力端
子に現われる電圧の半サイクルを示すグラフであり、対
応する正弦波基準信号ＶＲとそれと比較される電圧レベ
ルをも示している。第７図は直流レベル設定様式のＰＷ
Ｍで動作しているィンバータで、対中性点各相出力電圧
の基本成分及び種々の高調波成分（ＲＭＳボルト）対第
６図に示すパルス幅ｘの関係を示すグラフ、第８図はィ
ンバータが第６図と同様な直流レベル設定様式のＰＷＭ
で動作しているが、単一レベルでなく２重チョツパ・レ
ベルで動作している時の出力鰭圧のグラフ、第９図は第
８図に示したＰＷＭ動作に於ける電圧の各半サイクル中
の１番目のパルスの幅（Ｑ、電気角で表わす）と１番目
及び２番目のパルスの累積幅（８、やはり電気角で表わ
す）の関係を示すグラフで、Ｑを８の予定に関数で変わ
るものとして示してあり、この発明の好ましい実施例で
は、この関数は第７図に示した第５及び第７高調波によ
る尖頭高調波電動機電流をかなり減らす様に選ばれてい
る。第１０図は８対電圧振幅指令信号（Ｖｃ、単位で表
わす）の関係を示すグラフで、８がＶｃの予定として変
わるものとして示してあるが、この発明の好ましい実施
例では、この関数は基本出力電圧の振幅が振幅指令信号
に対して略直線的に変わる様に選ばれている。第１１図
はこの発明を実施した電動機駆動装置の電動機動作並び
に制動動作中に経由する相異なる様式（３角形切取り様
式、切換え様式及び矩形波様式）を示す振幅指令信号／
変調指数対電動機速度（曲り角速度を１単位として表わ
す）の関係を示すグラフ、第１２図は第１図に１個のブ
ロックで示した波形発生器の機能ブロック図で、これは
この発明に従って振幅指令信号及び電動機速度信号に応
答して３角形切取り様式及び切換え様式のＰＷＭの間で
切換える手段を含んでいる。第１３図は第１２図の様式
切換え手段に関連した比較器の好ましい実施例を示す回
路図、第１４図は第１２図に１個のブロックで示したこ
の発明による切換え様式のＰＷＭを実施する回路の実例
の機能ブロック図で、この回路には第８図、第９図及び
第１０図に示したのと同機な２重しベル設定様式及び関
数が取入れてある。第１５図は第１４図に示すレベルＡ
の最小値を設定する好ましい回路の回路図、第１６図は
第１５図に示した回路の出力信号（Ａ及びＤ）対入力信
号ＡＩＮの関係を示すグラフ、第１７図は第１４図に示
す切換え様式ＰＷＭ実施回路に現われる種々の信号のグ
ラフであり、第１４図に１個のブロックとして示した各
々の論理素子の種々の状態の真理表も示している。主な
符号の説明、１，２・・・・・・サィリスタ、２１・・
・・・・直流電力源、２３・・・・・・交流電動機、Ａ
，Ｂ，Ｃ……各相固定子端子、２５……トルク調整器（
ｆｃを決める）、ｆｃ・・・・・・周波数指令信号、３
２…・・・波形発生器、３４・・・・・・割算器（Ｖｃ
を決める）、Ｖｃ・・・・・・振幅指令信号、７１…・
・・３角形切取り様式ＰＷＭ実施手段、７２・・・・・
・切換え様式ＰＷＭ実施手段、７５・・・・・・基準信
号源、１４１・・・・・・８変更ブロック、１４３，１
４６・…・・比較器、１４５，１４８……○型フリツン
フロツプ。 四両，３， 凹両，′， 四両，８， 四両，′０ 四両，４， 四両，ｊ 函宿白． ［唇，ス 四両９ 頭，白， 因れ 四両，ほ 趣，′３， 凹面山 四両Ｍ 四両，Ｊｊ 四両，′ス

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １ 電圧源に接続される相対的に正及び負の直流入力端
   子、可変周波数交流負荷に接続される複数個の交流出力
   端子、及び前記入力端子に印加された単一極性の電圧を
   前記出力端子における交番電圧に変換するように前記出
   力端子の各々を前記入力端子の両方に接続するインバー
   タを含み、該インバータが、１つの前記出力端子と夫々
   の前記入力端子とを相互接続する少なくとも１対の交互
   に導電する制御可能な電気弁、並びに該電気弁の導電状
   態を周期的に切換える点弧及び転流手段を有しているよ
   うな静止電力装置で、周波数及び振幅指令信号に応答し
   て、該指令信号の関数として前記交番電圧の基本成分の
   周波数及び振幅を変えるように前記点弧及び転流手段を
   制御する制御装置において、 前記周波数指令信号に応
   答して、該周波数指令信号に応じた周波数を持つ周期的
   な基準信号を発生する基準信号源と、 前記基準信号に
   応答して前記出力端子における交番電圧のパルス幅変調
   （ＰＷＭ）を三角形切取り様式で実施する三角形切取り
   様式実施手段と、 前記振幅指令信号が予定の基準値を
   越えるか又は前記負荷の予め選ばれたパラメータが予定
   の基準値を越えたとき、前記三角形切取り様式のパルス
   幅変調から切換え様式のパルス幅変調に切換える様式変
   更手段と、 前記切換え様式のパルス幅変調を実施する
   ため、前記基準信号によりキーイングされて、前記点弧
   及び転流手段により前記交番電圧の基本成分の各サイク
   ル中の特定の時点に前記電気弁の導電状態を切換えさせ
   る切換え様式ＰＷＭ実施手段であつて、前記交番電圧の
   基本成分の各半サイクルにおける所定の第１の切換え時
   点のタイミングを前記基準信号のゼロ交差によつて設定
   し、且つ同じ半サイクル中のその後の切換え時点を、少
   なくとも イ）前記交番電圧の基本成分の１サイクルの
   電気角で測つた可変の角度αだけ前記第１の切換え時点
   より後の時点、ロ）前記交番電圧の基本成分の１サイク
   ルの電気角で測つた別の可変の角度βを角度αより大き
   く且つ９０°より小さい角度として、該可変の角度βだ
   け前記第１の切換え時点より後の時点、ハ）角度１８０
   °−βだけ前記第１の切換え時点より後の時点、及びニ
   ）角度１８０°−αだけ前記第１の切換え時点より後の
   時点に生じさせる切換え様式ＰＷＭ手段と、 前記交番
   電圧の選ばれた高調波を最小限にするように角度αを角
   度βの関数として変える第１の関数発生器と、 前記交
   番電圧の基本成分の振幅を変えるため角度βを前記振幅
   指令信号の関数として変える第２の関数発生器と、を有
   することを特徴とする制御装置。 ２ 特許請求の範囲第１項に記載の制御装置において、
   角度βの値が予め定めた角度より小さい場合、角度αは
   角度βの増加につれて増加し、また角度βの値が前記予
   め定めた角度より大きい場合、角度αは角度βの増加に
   つれて減少する、制御装置。 ３ 特許請求の範囲第２項に記載の制御装置において、
   角度βが前記予め定めた角度に等しいとき、角度αが角
   度βの略３分の２である、制御装置。 ４ 特許請求の範囲第２項に記載の制御装置において、
   前記振幅指令信号が０及び１．０単位の間で可変であり
   、前記振幅指令信号が０から約１．０単位まで変わると
   き、角度βの値は所定の最大角から所定の最小角まで減
   少し、そして、角度βがその最小角よりも大きい予め定
   めた小さな角度まで減少したとき、並びに角度βがその
   最大角よりも小さい予め定めた大きな角度まで増加した
   とき、角度αが予め定めた最小値になる、制御装置。 ５ 特許請求の範囲第４項に記載の制御装置におて、角
   度αがその最小値に等しいときに動作して、前記イ）及
   びニ）の切換え時点を除外する付加的な手段を含み、該
   付加的な手段が、前記基準信号に応答して、前記第１の
   切換え時点から少なくとも角度αの前記最小値だけ隔た
   る所定の期間の間を除き、該付加的な手段の初期動作を
   防止する手段を含んでいる、制御装置。 ６ 特許請求の範囲第１項に記載の制御装置において、
   角度αが０°にごく近い予め定めた値に等しいか又はそ
   れより小さいときに動作して、前記イ）及びニ）の切換
   え時点を除外する付加的な手段を含み、該付加的な手段
   が、前記基準信号に応答して、前記第１の切換え時点か
   ら少なくとも前記予め定めた値だけ隔たる所定の期間を
   除き、該付加的な手段の初期動作を防止する手段を含ん
   でいる、制御装置。 ７ 特許請求の範囲第６項に記載の制御装置において、
   前記所定の期間が前記基本電圧の相次ぐ半サイクル中で
   前記第１の切換え時点から約９０°の後に夫々繰返され
   る、制御装置。 ８ 特許請求の範囲第６項に記載の制御装置において、
   前記付加的な手段が、その動作が一旦開始されたとき該
   付加的な手段の動作を少なくとも予め定めた期間の間維
   持する手段を含んでいる、制御装置。 ９ 特許請求の範囲第８項に記載の制御装置において、
   前記付加的な手段は、角度αが前記予め定め値から一層
   大きな値まで増加したことに応答して動作状態から不動
   作状態に切換わり、そして前記動作を維持する手段がま
   た、一旦前記付加的な手段が不動作状態に切換つたとき
   に、少なくとも前記予め定めた期間の間この不動作状態
   を維持するように働く、制御装置。 １０ 特許請求の範囲第６項に記載の制御装置において
   、角度βが０°にごく近い予め定めた値より小さいとき
   動作して、前記ロ及びハの切換え時点を除去する手段と
   、前記基準信号に応答して、前記第１の切換え時点から
   少なくとも前記予め定めた値だけ隔たる期間の間を除き
   、該除去する手段の初期動作を防止する手段とを含んで
   いる、制御装置。 １１ 特許請求の範囲第１項に記載の制御装置において
   、前記基準信号が波状に変化する大きさを持ち、前記切
   換え様式ＰＷＭ実施手段が、前記基準信号の大きさ及び
   第１の可変バイアス信号のレベルに応答して前記イ及び
   ニの切換え時点を開始する第１の比較手段と、前記基準
   信号の大きさ及び第２の可変バイアス信号のレベルに応
   答して前記ロ及びハの切換え時点を開始する第２の比較
   手段とを有しており、前記第１のバイアス信号のレベル
   は前記選ばれた高調波を最小限にするように前記第２の
   バイアス信号のレベルの関数として変えられ、前記第２
   のバイアス信号のレベルが前記第１のバイアス信号のレ
   ベルより大きく且つ前記基本電圧成分の振幅を変えるた
   めに前記振幅指令信号の関数として変えられる、制御装
   置。 １２ 特許請求の範囲第１項に記載の制御装置において
   、前記可変周波数交流負荷が少なくとも１台の交流電動
   機で構成され、前記振幅指令信号が０及び１．０単位の
   間で可変であり、前記様式変更手段が、前記電動機の速
   度及び前記振幅指令信号の値に応答して、前記電動機の
   速度が予め定めた基準速度を越えず且つ前記振幅指令信
   号が予め定めた基準値を越えないとき、前記三角形切取
   り様式実施手段を作動し、また前記電動機の速度が前記
   基準速度を越えるか又は前記振幅指令信号が前記基準値
   を越えたとき、前記切換え様式ＰＷＭ実施手段を作動す
   るように交代的に動作する、制御装置。 １３ 特許請求の範囲第１２項に記載の制御装置におい
   て、前記振幅指令信号の前記基準値が、１．０単位より
   小さい、値である、制御装置。 １４ 特許請求の範囲第１２項に記載の制御装置におい
   て、前記様式変更手段が、一旦該様式変更手段により前
   記切換え様式ＰＷＭ実施手段を作動したときには、少な
   くとも予め定めた期間の間前記３角形切取り様式実施手
   段の再作動を防止する手段を含んでいる、制御装置。 １５ 特許請求の範囲第１２項に記載の制御装置におい
   て、前記第１の関数発生器が交流電動機の最大高調波電
   流を減じるように角度αを角度βの関数として変える、
   制御装置。 １６ 特許請求の範囲第１２項に記載の制御装置におい
   て、前記電力装置及びそれに接続された負荷の電動機動
   作の間交流電力が前記電動機に供給され、該電動機動作
   の際、前記電動機が静止状態から予め定めた曲り角速度
   まで加速するにつれ前記振幅指令信号が０から１．０単
   位まで変化して、該曲り角速度より低い速度のときの前
   記電動機の磁束を実質的に一定に保ち、前記振幅指令信
   号の前記基準値が１．０より小さい値であり、前記基準
   速度が前記曲り角速度より高い速度である、制御装置。 １７ 特許請求の範囲第１項に記載の制御装置において
   、前記可変周波数交流負荷が少なくとも１台の交流電動
   機であり、前記第１の関数発生器が該電動機の最大高調
   波電流を減じるように角度αを角度βの関数として変え
   る、制御装置。