JPS6032593A - 無整流子電動機におけるインバ−タの位相制御方式 - Google Patents
無整流子電動機におけるインバ−タの位相制御方式Info
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- JPS6032593A JPS6032593A JP58132005A JP13200583A JPS6032593A JP S6032593 A JPS6032593 A JP S6032593A JP 58132005 A JP58132005 A JP 58132005A JP 13200583 A JP13200583 A JP 13200583A JP S6032593 A JPS6032593 A JP S6032593A
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- Japan
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- inverter
- signal
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- induced voltage
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- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
- H02P25/00—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of AC motor or by structural details
- H02P25/02—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of AC motor or by structural details characterised by the kind of motor
- H02P25/022—Synchronous motors
- H02P25/024—Synchronous motors controlled by supply frequency
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Control Of Motors That Do Not Use Commutators (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
〔発明の属する技術分野〕
本発明は、直流を交流に変換するインバータと該インバ
ータからの交流出力により駆動される同期電動機とその
回転周波数と前記インバータの出力周波数が一致するよ
うに該インバータの位相制御を行な５インバ一タ制御手
段とから成る無整流子電動機に関するものであり、更に
詳しくは、前記インバータ制御手段におけるインバータ
の位相制御に関するものである。
ータからの交流出力により駆動される同期電動機とその
回転周波数と前記インバータの出力周波数が一致するよ
うに該インバータの位相制御を行な５インバ一タ制御手
段とから成る無整流子電動機に関するものであり、更に
詳しくは、前記インバータ制御手段におけるインバータ
の位相制御に関するものである。
第１図は無整流子電動機の一般的な構成を示すブロック
図である。同図において、１は直流電源、２はインバー
タ、３は同期電動機、４はインバータ制御手段、である
。
図である。同図において、１は直流電源、２はインバー
タ、３は同期電動機、４はインバータ制御手段、である
。
すなわち、インバータ２は、直流電源１がら供給される
直流を交流に変換して同期電動機３を駆動する。インバ
ータ制御手段４は、普通は同期電動機６の回転子の位置
を検出し、それによりインバータ２を構成するサイリス
タ等の点弧用のゲート信号を作成、出力するもので、こ
のようにしてインパーク２の出力周波数と同期電動機乙
の回転周波数とが一欽し同期するようになっている。
直流を交流に変換して同期電動機３を駆動する。インバ
ータ制御手段４は、普通は同期電動機６の回転子の位置
を検出し、それによりインバータ２を構成するサイリス
タ等の点弧用のゲート信号を作成、出力するもので、こ
のようにしてインパーク２の出力周波数と同期電動機乙
の回転周波数とが一欽し同期するようになっている。
従って無整流子電動機は、直流機のブラシおよび整流子
による機絨的整流機構を回転子の位置検出器とサイリス
クに置き換えたものに相当し、直流電動機の制御性の良
さと同期電動機の保守の容易さという各長所を兼ね備え
たものとして各種用途に使用されている。
による機絨的整流機構を回転子の位置検出器とサイリス
クに置き換えたものに相当し、直流電動機の制御性の良
さと同期電動機の保守の容易さという各長所を兼ね備え
たものとして各種用途に使用されている。
第２図は無整流子電動機の具体例を示す回路図である。
同図において、第１図における要素と対応した要素には
同じ符号を付しである。
同じ符号を付しである。
第２図において、直流電源１は、普通は図示せざす豐交
流電源を整流する整流器から成る直流電源装置Ｅと平滑
用リアクトルＬｉかも成っている。
流電源を整流する整流器から成る直流電源装置Ｅと平滑
用リアクトルＬｉかも成っている。
インバータ２は直流電源１かも直流中間電流Ｉｄおよび
直流中間電圧Ｅｄを入力されて３相交流を作成し、これ
により同期電動機３を駆動する。インバータ制御手段４
０機能は先圧述べた通りである。ＥＭは電動機３の線間
誘起電圧である。
直流中間電圧Ｅｄを入力されて３相交流を作成し、これ
により同期電動機３を駆動する。インバータ制御手段４
０機能は先圧述べた通りである。ＥＭは電動機３の線間
誘起電圧である。
第６図は第２図の回路における電圧、電流の波形図であ
る。同図において、同期電動機乙の各相の誘起電圧ｅＲ
２ｅｓ、ｅＴの波形が破線で示され、また直流中間電圧
Ｅｄが実線で示された部分の大きさとして示されている
。
る。同図において、同期電動機乙の各相の誘起電圧ｅＲ
２ｅｓ、ｅＴの波形が破線で示され、また直流中間電圧
Ｅｄが実線で示された部分の大きさとして示されている
。
またインバータ２における転流に伴って電圧陥没を発生
していることが認められるであろ５゜この電圧陥没にお
いて、βはインバータの制御進み角、Ｕは重なり角、γ
は余裕角と呼ばれるものである。
していることが認められるであろ５゜この電圧陥没にお
いて、βはインバータの制御進み角、Ｕは重なり角、γ
は余裕角と呼ばれるものである。
すなわち、第２図に示した如き直流自然転流形無整流子
電動機では、電機子反作用の影響と爪なり角Ｕの影響と
によって、負荷電流の増大と共に制御進み角βが減少し
、ついには転流に必要な電圧が得られなくなって運転不
能になる。転流を完了させるためには、転流が終了する
まで転流電圧が加えられている必要があり、この条件は
（β−ｕ）〉０である。この（β−ｕ）＝γが転流余裕
角であり、β−Ｕとなった状態が転流限界と云われる。
電動機では、電機子反作用の影響と爪なり角Ｕの影響と
によって、負荷電流の増大と共に制御進み角βが減少し
、ついには転流に必要な電圧が得られなくなって運転不
能になる。転流を完了させるためには、転流が終了する
まで転流電圧が加えられている必要があり、この条件は
（β−ｕ）〉０である。この（β−ｕ）＝γが転流余裕
角であり、β−Ｕとなった状態が転流限界と云われる。
所で、無整流子電動機の運転において、インバータ２の
制御進み角βを適切に与えることは、インバータの余裕
角γを必要最小限に確保し、したがって電動機を高力率
で運転することが可能となり、装置全体の利用率を高め
るとともに、インバータにおける転流を安定して行なわ
せるために、重要な課題であると云える。
制御進み角βを適切に与えることは、インバータの余裕
角γを必要最小限に確保し、したがって電動機を高力率
で運転することが可能となり、装置全体の利用率を高め
るとともに、インバータにおける転流を安定して行なわ
せるために、重要な課題であると云える。
しかるに従来は、負荷条件にかかわりなく、転流余裕角
γを必要最小限に確保するための制御進み角βの高精度
な付与手段が開発されておらず、そのため、電動機磁束
が一定に制御されている場合はともかく、弱め界磁を行
なう場合などには、転流余裕角γを必要以上に大きくと
ることとなり、装置全体の利用率が低減するという欠点
があった。
γを必要最小限に確保するための制御進み角βの高精度
な付与手段が開発されておらず、そのため、電動機磁束
が一定に制御されている場合はともかく、弱め界磁を行
なう場合などには、転流余裕角γを必要以上に大きくと
ることとなり、装置全体の利用率が低減するという欠点
があった。
本発明は、上述の如き従来技術の欠点を除去するために
なされたものであり、従って本発明の目的は、電動機磁
束を一定に維持するのでなく、弱め界磁を行なう場合な
どにおいても、転流余裕角γを必要最小限に確保するこ
とを可能にするよつな無整流子電動機におけるインバー
タの位相制卸方式を提供することにある。
なされたものであり、従って本発明の目的は、電動機磁
束を一定に維持するのでなく、弱め界磁を行なう場合な
どにおいても、転流余裕角γを必要最小限に確保するこ
とを可能にするよつな無整流子電動機におけるインバー
タの位相制卸方式を提供することにある。
先ず本発明の詳細な説明する。インバータにおける制御
進み角βと転流余裕角γとの関係はよく知られている様
に、次式で与えられる。
進み角βと転流余裕角γとの関係はよく知られている様
に、次式で与えられる。
にある）
Ｉｄ；直流中間電流
ＥＭ；電動機線間誘起電圧実効値
ω ；電＠機誘起電圧角周波数
ところで電動機の殻間誘起電圧ＥＭは、磁束の大きさ１
と、磁束１が電機子巻線を鎖交する速さの積、すγ疋わ
ち（ω・Ｔ）に比例する。したがって上記（１）式は次
の（２）式に変形される。
と、磁束１が電機子巻線を鎖交する速さの積、すγ疋わ
ち（ω・Ｔ）に比例する。したがって上記（１）式は次
の（２）式に変形される。
Ｉｄ
β−ｃａｓ−１（ｃｏｓｒ −ＫＬｏ−） −・−−−
−（２）グ ここで Ｋ：比例定数 以上の関係乞利用した本発明の原理を第４図を参照して
説明する。同図において、基準信号は、そのピーク値が
基準量ＩＴ Ｉ ＩＴでかつ制御進み角β−０の時点を
基準とする余弦信号であり、制御で与えられる直流量で
ある。インバータ２に供給される点弧パルスば基準信号
と制御信号の大きさの差をとり、その極性が反転した時
点で発せられる。したがって点弧パルスは第４図より明
らかな様に上記（２）式を満足する時点で発せられる。
−（２）グ ここで Ｋ：比例定数 以上の関係乞利用した本発明の原理を第４図を参照して
説明する。同図において、基準信号は、そのピーク値が
基準量ＩＴ Ｉ ＩＴでかつ制御進み角β−０の時点を
基準とする余弦信号であり、制御で与えられる直流量で
ある。インバータ２に供給される点弧パルスば基準信号
と制御信号の大きさの差をとり、その極性が反転した時
点で発せられる。したがって点弧パルスは第４図より明
らかな様に上記（２）式を満足する時点で発せられる。
従来は基準信号として例えば各相に鎖交する磁束などが
用いられており、磁束が一定に制御されている場合は良
好な制御が行なわれていたが弱め界磁を行なう場合など
は所望の転流余裕角γが満足に得られないため、例えば
転流余裕角γを必要以上に大きくし、したがって装置全
体の利用率を低減して使わざるを得ない場合が生じてい
たわり′である。また転流余裕角γを大きくすることは
よく知られている様に電動機の発生するトルク脈動をも
太きくシ、好ましくないことは云うまでもない。
用いられており、磁束が一定に制御されている場合は良
好な制御が行なわれていたが弱め界磁を行なう場合など
は所望の転流余裕角γが満足に得られないため、例えば
転流余裕角γを必要以上に大きくし、したがって装置全
体の利用率を低減して使わざるを得ない場合が生じてい
たわり′である。また転流余裕角γを大きくすることは
よく知られている様に電動機の発生するトルク脈動をも
太きくシ、好ましくないことは云うまでもない。
以上のことから、本発明の要点は、同期電動（幾の誘起
電圧と位相が一致しかつ振幅が一定である余弦信号を基
準信号として作成し、これと、振幅がＩｄ／Ｆ（但し、
Ｉｄは直流中間電流、Ｗは同期電動機における磁束の大
きさ）の関数で与えられ位相（制御角）制御信号とを比
較し、両者の一致する時点から制御進み角βをめるよう
にした点にあると云える。
電圧と位相が一致しかつ振幅が一定である余弦信号を基
準信号として作成し、これと、振幅がＩｄ／Ｆ（但し、
Ｉｄは直流中間電流、Ｗは同期電動機における磁束の大
きさ）の関数で与えられ位相（制御角）制御信号とを比
較し、両者の一致する時点から制御進み角βをめるよう
にした点にあると云える。
次に図を参照して本発明の詳細な説明する。
第５図は本発明の一実施例を示すブロック図である。同
図において、２はインバータ、３は同期電動機、１３は
回転数検出器、１４は誘起電圧演算器、１５は絶対値演
算器、１６は比較器、１７はパルス発生器、１８ａ、１
８ｂ、１８ｃはそれぞれ割算器、１９はｃｏｓγ設定器
、である。
図において、２はインバータ、３は同期電動機、１３は
回転数検出器、１４は誘起電圧演算器、１５は絶対値演
算器、１６は比較器、１７はパルス発生器、１８ａ、１
８ｂ、１８ｃはそれぞれ割算器、１９はｃｏｓγ設定器
、である。
誘起電圧演算器１４は、電機子電圧Ｖａおよび流
′ｒｙ、４Ｆ子電撮ｉａを与えられ、次の（３）式に示
す演算を行なって任意の相の誘起電圧ｅａを出力する。
す演算を行なって任意の相の誘起電圧ｅａを出力する。
ここで Ｒ；電機子抵抗
ｖａ ｐ電機子電圧
１ａ１電機子電流
絶対値演算回路１５では、誘起電圧ｅａの振巾に相当す
る直流ｆｆ１ｌｅｌを演算して出力する。この直流量ｌ
ｅｔで誘起電ｅａの信号を割算器１８ａにおいて割るこ
とにより、各相の誘起電圧はその振巾が常に一定し基準
化された信号（基準信号）に変換される。
る直流ｆｆ１ｌｅｌを演算して出力する。この直流量ｌ
ｅｔで誘起電ｅａの信号を割算器１８ａにおいて割るこ
とにより、各相の誘起電圧はその振巾が常に一定し基準
化された信号（基準信号）に変換される。
他方、割算器１８ｂにおいて、直流量＋ｅｔを回転数検
出器１３からの検出信号で割ることにより磁束Ｗが得ら
れる。そこで割算器１８ｃにおいて、直流中間電流Ｉｄ
と磁束Ｖを用いて（Ｉｄ／Ｆ）を作成し出力する。
出器１３からの検出信号で割ることにより磁束Ｗが得ら
れる。そこで割算器１８ｃにおいて、直流中間電流Ｉｄ
と磁束Ｖを用いて（Ｉｄ／Ｆ）を作成し出力する。
この（Ｉｄ／Ｆ）とｃｏｓｙ設定器１９において設定を
作成することは、Ｋとり。が定数である以上、容易であ
る。
作成することは、Ｋとり。が定数である以上、容易であ
る。
以上のよ５にして作成された基準信号と（Ｉｄ／Ｆ）を
パラメータとした制御信号の大きさを比較器１６におい
て比較し第４図に示した如く、基準信号≧制御信号とな
った時点でインバータに対し点弧パルスが与えられる。
パラメータとした制御信号の大きさを比較器１６におい
て比較し第４図に示した如く、基準信号≧制御信号とな
った時点でインバータに対し点弧パルスが与えられる。
なおこの点弧パルスが与えられるサイリスタに対し１８
０°ｅＬ位相差を有したサイリスタ、例えば第２図にお
いてサイリスタＵに対するＸ、サイリスタ■に対するＹ
、サイリスタＷに対するＺには、制御信号として第４図
において破線で示した制御信号Ｃ８を用い基準信号≦制
御信号となった時点で点弧パルスが与えられる。
０°ｅＬ位相差を有したサイリスタ、例えば第２図にお
いてサイリスタＵに対するＸ、サイリスタ■に対するＹ
、サイリスタＷに対するＺには、制御信号として第４図
において破線で示した制御信号Ｃ８を用い基準信号≦制
御信号となった時点で点弧パルスが与えられる。
また第３図でＡ点はサイリスタＵＫ対しβ−０の時点を
表わしており、サイリスタＵおよびＸに対しては基準信
号としてはＳ相の基準化された誘起電圧信号を用いれば
良いことが分る。他のサイリスタに関しても同様である
。なお逆転時には誘起電圧の相順が逆になるので、例え
ばサイリスタＵおよびＸに関して云えば基準信号として
Ｔ相の基準化された誘起電圧信号を用いる、また図示し
ていないが制御信号の極性を第４図に示したものとは逆
極性の例えば一定値とすることにより電力を電動機から
系統へ回訓させることも可能である。
表わしており、サイリスタＵおよびＸに対しては基準信
号としてはＳ相の基準化された誘起電圧信号を用いれば
良いことが分る。他のサイリスタに関しても同様である
。なお逆転時には誘起電圧の相順が逆になるので、例え
ばサイリスタＵおよびＸに関して云えば基準信号として
Ｔ相の基準化された誘起電圧信号を用いる、また図示し
ていないが制御信号の極性を第４図に示したものとは逆
極性の例えば一定値とすることにより電力を電動機から
系統へ回訓させることも可能である。
なお誘起電圧は前述した様に（ω・Ｆ）に比例し、かつ
ωはほぼ電動機の回転数Ｎに比例するのでＶは次式で与
えられる。
ωはほぼ電動機の回転数Ｎに比例するのでＶは次式で与
えられる。
ここで Ｋ′：比例定数
第６図は本発明の別の実施例を示すブロック図である。
同図において、第５図におけるのと同じ要素には同じ符
号を付しである。そのほか、２０は按分器、２１は移相
器、である。
号を付しである。そのほか、２０は按分器、２１は移相
器、である。
以下、第５図に示した実施例と相違する点を説明する。
誘起電圧演算器１４かもの電動機の誘起電圧信号ｅａは
積分器２０に導びかれ、積分されることＫより各相の磁
束がめられる。この磁束信号は誘起電圧ｅａＫ対し位相
が９０″ｅＬ遅れており、そこでこの磁束信号は移相器
２１に導びがれて位相を修正された後、割算器１８１）
において絶対値演算器１５の出力である磁束Ｗで割られ
、第５図の場合と同様な基準信号が作成される。他に変
わった所はない。
積分器２０に導びかれ、積分されることＫより各相の磁
束がめられる。この磁束信号は誘起電圧ｅａＫ対し位相
が９０″ｅＬ遅れており、そこでこの磁束信号は移相器
２１に導びがれて位相を修正された後、割算器１８１）
において絶対値演算器１５の出力である磁束Ｗで割られ
、第５図の場合と同様な基準信号が作成される。他に変
わった所はない。
なお第５図、第６図で、Ｉｄ、Ｆは実際値でなく制御の
ための目標値を用いてもよいことは勿論である。
ための目標値を用いてもよいことは勿論である。
本発明によれば、無整流子電動機においてインバータの
制御進み角βをめる手段として、β−〇の時点を基準と
するピーク値が１の余弦信号Ｑでインバータに点弧パル
スを与える手段を用いたため、いかなる負荷条件におい
ても必ｇ最小限の所望する転流余裕角γが得られ、装置
全体を高カ率、高効率で使用することができる。
制御進み角βをめる手段として、β−〇の時点を基準と
するピーク値が１の余弦信号Ｑでインバータに点弧パル
スを与える手段を用いたため、いかなる負荷条件におい
ても必ｇ最小限の所望する転流余裕角γが得られ、装置
全体を高カ率、高効率で使用することができる。
第１図は無整流子電動機の一般的な構成を示すブロック
図、第２図は無私流子電動機の具体例を示す回路図、第
３図は第２図の回路における電圧、電流波形を示す波形
図、第４図は本発明の詳細な説明するだめの波形図、第
５図、第６図はそれぞれ本発明の一実施例を示すブロッ
ク図、である。 符号説明 １・・・・・・直流電源、２・・・・・・インバータ、
３・・・・・・同期電動機、４・・間インバータ制御手
段、１６・叩・回転数検出器、１４・・曲誘起電圧演算
器、１５・・・・・・絶対値演算器、１６・・曲比較器
、１７・・川・パルス発生器、１８ａ、１８ｂ、１８ｃ
ｍ割算器、１９・・・・・・ｃｏｓγ設定器、２ｏ・−
・・−・積分器、２１・・・・・・移相器代理人 弁理
士 並 木 昭 夫 代理人 弁理士 松 崎 清 第１図 第２ＩＩ！Ｊ Ｍ３図 ｅｋｅｓ ｅＴ 箸４ 図 第５図
図、第２図は無私流子電動機の具体例を示す回路図、第
３図は第２図の回路における電圧、電流波形を示す波形
図、第４図は本発明の詳細な説明するだめの波形図、第
５図、第６図はそれぞれ本発明の一実施例を示すブロッ
ク図、である。 符号説明 １・・・・・・直流電源、２・・・・・・インバータ、
３・・・・・・同期電動機、４・・間インバータ制御手
段、１６・叩・回転数検出器、１４・・曲誘起電圧演算
器、１５・・・・・・絶対値演算器、１６・・曲比較器
、１７・・川・パルス発生器、１８ａ、１８ｂ、１８ｃ
ｍ割算器、１９・・・・・・ｃｏｓγ設定器、２ｏ・−
・・−・積分器、２１・・・・・・移相器代理人 弁理
士 並 木 昭 夫 代理人 弁理士 松 崎 清 第１図 第２ＩＩ！Ｊ Ｍ３図 ｅｋｅｓ ｅＴ 箸４ 図 第５図
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １）直流を交流に変換するインバータと、該インバータ
からの交流出力により駆動される同期電動機と、該同期
電動機の回転周波数と前記インバータの出力周波数が一
致するように該インバータを構成するスイッチ素子に点
弧信号を送出するインバータ制御手段とから成る無整流
子電動機において、前記同期電＠機の誘起電圧または各
相磁束と同期しかつ振幅が一定な余弦信号を作成し基準
信号として出力する基準信号発生手段と、Ｉｄ／ＩＦ（
但しＩｄは前記インバータに入力する直流中間電流、Ｖ
は同期電動機における磁束の大きさ）の関数として位相
（制御角）制御信号を作成して出力する位相制御信号発
生手段と、前記基準信号と位相制御信号を比較しその結
果により前記スイッ＃−ダ）ヱへ占訓斤８か山十卆スカ
ノＳす〃ル仇中才る手段と、該タイミングに従って前記
スイッチ素子へ点弧信号を出力する手段とにより前記イ
ンバータ制御手段を構成して成ることを特徴とする無整
流子電動機におけるインバータの位相制御方式。 ２、特許請求の範囲第１項に記載の位相制御方式におい
て、前記ＩｄおよびＷが実際値でなく制御のための目標
値であることを特徴とする位相制御方式。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP58132005A JPS6032593A (ja) | 1983-07-21 | 1983-07-21 | 無整流子電動機におけるインバ−タの位相制御方式 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP58132005A JPS6032593A (ja) | 1983-07-21 | 1983-07-21 | 無整流子電動機におけるインバ−タの位相制御方式 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS6032593A true JPS6032593A (ja) | 1985-02-19 |
Family
ID=15071317
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP58132005A Pending JPS6032593A (ja) | 1983-07-21 | 1983-07-21 | 無整流子電動機におけるインバ−タの位相制御方式 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS6032593A (ja) |
Cited By (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS6230067A (ja) * | 1985-08-01 | 1987-02-09 | Fujitsu Ltd | ジヤム防止方式 |
| JPH01234275A (ja) * | 1988-03-14 | 1989-09-19 | Tokyo Electric Co Ltd | 紙切断装置 |
| JPH02196677A (ja) * | 1989-01-25 | 1990-08-03 | Tokyo Electric Co Ltd | 紙片搬送装置付きプリンタ |
| JPH0387275A (ja) * | 1989-08-31 | 1991-04-12 | Tokyo Electric Co Ltd | プリンタ |
| JPH05337876A (ja) * | 1992-05-30 | 1993-12-21 | Star Micronics Co Ltd | オートカッター装置 |
-
1983
- 1983-07-21 JP JP58132005A patent/JPS6032593A/ja active Pending
Cited By (6)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS6230067A (ja) * | 1985-08-01 | 1987-02-09 | Fujitsu Ltd | ジヤム防止方式 |
| JPH01234275A (ja) * | 1988-03-14 | 1989-09-19 | Tokyo Electric Co Ltd | 紙切断装置 |
| JPH02196677A (ja) * | 1989-01-25 | 1990-08-03 | Tokyo Electric Co Ltd | 紙片搬送装置付きプリンタ |
| JPH0387275A (ja) * | 1989-08-31 | 1991-04-12 | Tokyo Electric Co Ltd | プリンタ |
| JP2542437B2 (ja) * | 1989-08-31 | 1996-10-09 | 株式会社テック | プリンタ |
| JPH05337876A (ja) * | 1992-05-30 | 1993-12-21 | Star Micronics Co Ltd | オートカッター装置 |
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