JPH067754B2 - 誘導電動機の制御装置 - Google Patents
誘導電動機の制御装置Info
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- JPH067754B2 JPH067754B2 JP14812583A JP14812583A JPH067754B2 JP H067754 B2 JPH067754 B2 JP H067754B2 JP 14812583 A JP14812583 A JP 14812583A JP 14812583 A JP14812583 A JP 14812583A JP H067754 B2 JPH067754 B2 JP H067754B2
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- induction motor
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-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
- H02P21/00—Arrangements or methods for the control of electric machines by vector control, e.g. by control of field orientation
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- Control Of Ac Motors In General (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】 〔発明の利用分野〕 本発明は誘導電動機の制御装置、特に誘導電動機の高応
答速度制御としてベクトル制御を用いたときの瞬時停電
等の電源電圧低下時における誘導電動機の制御装置に関
する。
答速度制御としてベクトル制御を用いたときの瞬時停電
等の電源電圧低下時における誘導電動機の制御装置に関
する。
電圧形インバータを用いたベクトル制御システムにおい
て、瞬時停電等の電源電圧低下が起きた後にも、それ以
前と同様に運転を継続しようとすると、電源からのパワ
ー供給がなくなるので、直流回路の平滑コンデンサの電
圧が低下し、インバータの出力電圧が低下する現象が生
じる。このとき、次のような問題点が生じる。第一は、
平滑コンデンサの電圧、すなわち直流回路の電圧が低下
しており、電源電圧正規の値と直流回路電圧の差が大き
いために、復電磁に平滑コンデンサを充電するための過
電流が流れ、電源に擾乱を与えるだけでなく、整流用の
ダイオード等を破壊するという問題が生じる。第二は、
インバータの出力電圧が本来必要な電圧より低下するた
めに、電流指令に追従して実際の電流を流すことができ
なくなつて、ベクトル制御の条件、すなわち１次電流の
磁束と同方向成分である励磁電流とそれに垂直なトルク
電流を指令通りに流すという条件を満たすことができな
くなる。このため、トルクリプルが生じたり、特に復電
時は大きなトルク変動が生じ負加に悪影響を及ぼすだけ
でなく、ベクトル制御が成立せずに運転するので復電し
てもただちに所定の運転状態に入ることができず、所定
の運転をするまでの時間がかかる問題が生じる。
て、瞬時停電等の電源電圧低下が起きた後にも、それ以
前と同様に運転を継続しようとすると、電源からのパワ
ー供給がなくなるので、直流回路の平滑コンデンサの電
圧が低下し、インバータの出力電圧が低下する現象が生
じる。このとき、次のような問題点が生じる。第一は、
平滑コンデンサの電圧、すなわち直流回路の電圧が低下
しており、電源電圧正規の値と直流回路電圧の差が大き
いために、復電磁に平滑コンデンサを充電するための過
電流が流れ、電源に擾乱を与えるだけでなく、整流用の
ダイオード等を破壊するという問題が生じる。第二は、
インバータの出力電圧が本来必要な電圧より低下するた
めに、電流指令に追従して実際の電流を流すことができ
なくなつて、ベクトル制御の条件、すなわち１次電流の
磁束と同方向成分である励磁電流とそれに垂直なトルク
電流を指令通りに流すという条件を満たすことができな
くなる。このため、トルクリプルが生じたり、特に復電
時は大きなトルク変動が生じ負加に悪影響を及ぼすだけ
でなく、ベクトル制御が成立せずに運転するので復電し
てもただちに所定の運転状態に入ることができず、所定
の運転をするまでの時間がかかる問題が生じる。
このような問題を回避するために、たとえば、整流器を
サイリスタで構成し、復電時の電流過電流を防止するこ
とが考えられるが、装置の価格が高くなる問題がある。
さらに、トルクリプルを防止し、直流電圧を一定に保つ
ために、誘導電動機の運転を停止する、すなわち、電流
を零にすることが考えられる。しかしながら、誘導電動
機の磁束が零に減衰してしまうので、復電後に磁束確立
のために時間を要し、所定の運転をするまでに時間がか
かる問題が生じる。また運転を停止しただけでは、平滑
コンデンサ自身の損失のために直流電圧は低下し、復電
時にはやはり過電流が生じる。
サイリスタで構成し、復電時の電流過電流を防止するこ
とが考えられるが、装置の価格が高くなる問題がある。
さらに、トルクリプルを防止し、直流電圧を一定に保つ
ために、誘導電動機の運転を停止する、すなわち、電流
を零にすることが考えられる。しかしながら、誘導電動
機の磁束が零に減衰してしまうので、復電後に磁束確立
のために時間を要し、所定の運転をするまでに時間がか
かる問題が生じる。また運転を停止しただけでは、平滑
コンデンサ自身の損失のために直流電圧は低下し、復電
時にはやはり過電流が生じる。
本発明は前記欠点に対してなされたもので、その目的と
するところは瞬時停電等で電源電圧が低下した場合にも
安定して運転継続でき、さらに復電時に電源擾乱や装置
破壊等が生じないようにすると共に直ちに所定の運転が
できる誘導電動機の制御装置を提供することにある。
するところは瞬時停電等で電源電圧が低下した場合にも
安定して運転継続でき、さらに復電時に電源擾乱や装置
破壊等が生じないようにすると共に直ちに所定の運転が
できる誘導電動機の制御装置を提供することにある。
本発明の特徴とするところは、交流電源を直流電源に変
換する整流器、直流電源を蓄える平滑コンデンサ、直流
電源から可変周波の交流電圧を出力し、この出力より誘
導電動機を駆動するインバータ、誘導電動機に流す１次
電流の励磁電流成分の指令値を発生する手段、誘導電動
機の回転速度がその指令値になるように１次電流トルク
電流成分（励磁電流成分に垂直な成分）の指令値を発生
する手段、励磁電流成分とトルク電流成分の各指令値に
基づいて誘導電動機に流す１次電流を制御する電流指令
演算回路、該電流指令演算回路からの出力信号に基づい
てインバータを制御する手段とを備えた誘導電動機の制
御装置において、 交流電源が停電したことを検知する停電検知手段、平滑
コンデンサの直流電圧の検出値を出力する手段、直流電
圧検出値に応答し、この検出値が所定値になるように制
御する信号を出力する電圧制御回路、停電検知手段で停
電を検知した時、電圧制御回路の出力信号に基づきトル
ク電流成分を制御させるようにする切換手段を具備し、
これにより交流電源停電時でも直流電圧を所定値に制御
させるようにしたことにある。
換する整流器、直流電源を蓄える平滑コンデンサ、直流
電源から可変周波の交流電圧を出力し、この出力より誘
導電動機を駆動するインバータ、誘導電動機に流す１次
電流の励磁電流成分の指令値を発生する手段、誘導電動
機の回転速度がその指令値になるように１次電流トルク
電流成分（励磁電流成分に垂直な成分）の指令値を発生
する手段、励磁電流成分とトルク電流成分の各指令値に
基づいて誘導電動機に流す１次電流を制御する電流指令
演算回路、該電流指令演算回路からの出力信号に基づい
てインバータを制御する手段とを備えた誘導電動機の制
御装置において、 交流電源が停電したことを検知する停電検知手段、平滑
コンデンサの直流電圧の検出値を出力する手段、直流電
圧検出値に応答し、この検出値が所定値になるように制
御する信号を出力する電圧制御回路、停電検知手段で停
電を検知した時、電圧制御回路の出力信号に基づきトル
ク電流成分を制御させるようにする切換手段を具備し、
これにより交流電源停電時でも直流電圧を所定値に制御
させるようにしたことにある。
第１図は本発明の一実施例を示す。第１図において、整
流器２は交流電源１に接続され、交流を直流に変換す
る。平滑コンデンサ３は整流器２及びＰＷＭインバータ
４の直流側に接続され、直流回路における電圧リブルを
小さくさせる目的をもつ。ＰＷＭインバータ４は直流を
任意周波数、任意電圧（平均的に）の交流に変換する。
誘導電動機５はＰＷＭインバータ４によつて駆動され
る。誘導電動機５の回転速度はその軸端にとりつけられ
た速度検出器６によつて検出される。
流器２は交流電源１に接続され、交流を直流に変換す
る。平滑コンデンサ３は整流器２及びＰＷＭインバータ
４の直流側に接続され、直流回路における電圧リブルを
小さくさせる目的をもつ。ＰＷＭインバータ４は直流を
任意周波数、任意電圧（平均的に）の交流に変換する。
誘導電動機５はＰＷＭインバータ４によつて駆動され
る。誘導電動機５の回転速度はその軸端にとりつけられ
た速度検出器６によつて検出される。
一方、速度指令回路１０によつて誘導電動機５の回転速
度が指令される。速度指令回路１０の速度指令信号Ｎ＊
と速度検出器６の速度検出信号Ｎは減算器１１に図示の
極性で加えられ、減算器１１で速度偏差ΔＮを演算す
る。ΔＮは速度制御回路１２に加えられる。速度制御回
路１２はΔＮに比例して働らき、誘電電動機５の１次電
流のトルク成分であるトルク電流指令Ｉt *を出力する。
度が指令される。速度指令回路１０の速度指令信号Ｎ＊
と速度検出器６の速度検出信号Ｎは減算器１１に図示の
極性で加えられ、減算器１１で速度偏差ΔＮを演算す
る。ΔＮは速度制御回路１２に加えられる。速度制御回
路１２はΔＮに比例して働らき、誘電電動機５の１次電
流のトルク成分であるトルク電流指令Ｉt *を出力する。
速度制御回路の出力は切換回路１３をへてすべり周波数
演算回路１４に加えられ、すべり周波数演算回路１４で
は後述する演算によつてすべり周波数の指令ωs *を演算
する。ωs *と速度検出信号Ｎは加算器１５で加えられ、
１次周波数指令ω1 *が演算される。ω1 *は発振器１６に
加えられ、発振器１６からはω1 *の周波数の正弦波信号
sin(ω1 *t),cos(ω1 *t)が出力される。一方、誘電電動
機５の１次電流の励磁成分である励磁電流指令Ｉm *が励
磁電流指令回路１７から出力される。トルク電流指令Ｉ
t *と励磁電流指令Ｉm *は電流指令演算回路１８に入力さ
れる。電流指令演算回路１８は発振器１６からの正弦波
信号sin(ω1 *t)，cos(ω1 *t)に基づいて、Ｉt *とＩm *の
ベクトル加算を行なつて、１次電流指令ｉ1 *を出力す
る。誘導電動機５の１次電流瞬時値は電流検出気１９で
検出される。１次電流指令ｉ1 *と電流検出器１９の電流
検出信号ｉ１は減算器２０に図示の極性で加えられ、電
流偏差Δｉが演算される。Δｉは電流制御回路２１に加
えられる。電流制御回路２１はΔｉに応じて働き、ＰＷ
Ｍインバータ４を動作させるＰＷＭ信号を出力する。イ
ンバータ４の直流側における直流電圧が電圧指令回路２
２で指令される。また、直流電圧は電圧検出器２３で検
出される。電圧指令回路２２の電圧指令信号Ｖ＊と電圧
検出器２３の電圧検出信号Ｖは減算器２４に図示の極性
で加えられ、電圧偏差ΔＶが演算される。電圧制御回路
２５はΔＶに比例して働らき、トルク電流指令Ｉt *を出
力する。また、交流電源１の電圧は電圧検出器２６で検
出され、瞬時停電等の電源電圧低下が瞬停検出器２７で
検出される。切換回路１３は通常は速度制御回路１２の
出力側に接続されるが、瞬時停電が生じ、瞬停検出器２
７から瞬停検出信号が出されると、電圧制御回路２５の
出力側に接続される。
演算回路１４に加えられ、すべり周波数演算回路１４で
は後述する演算によつてすべり周波数の指令ωs *を演算
する。ωs *と速度検出信号Ｎは加算器１５で加えられ、
１次周波数指令ω1 *が演算される。ω1 *は発振器１６に
加えられ、発振器１６からはω1 *の周波数の正弦波信号
sin(ω1 *t),cos(ω1 *t)が出力される。一方、誘電電動
機５の１次電流の励磁成分である励磁電流指令Ｉm *が励
磁電流指令回路１７から出力される。トルク電流指令Ｉ
t *と励磁電流指令Ｉm *は電流指令演算回路１８に入力さ
れる。電流指令演算回路１８は発振器１６からの正弦波
信号sin(ω1 *t)，cos(ω1 *t)に基づいて、Ｉt *とＩm *の
ベクトル加算を行なつて、１次電流指令ｉ1 *を出力す
る。誘導電動機５の１次電流瞬時値は電流検出気１９で
検出される。１次電流指令ｉ1 *と電流検出器１９の電流
検出信号ｉ１は減算器２０に図示の極性で加えられ、電
流偏差Δｉが演算される。Δｉは電流制御回路２１に加
えられる。電流制御回路２１はΔｉに応じて働き、ＰＷ
Ｍインバータ４を動作させるＰＷＭ信号を出力する。イ
ンバータ４の直流側における直流電圧が電圧指令回路２
２で指令される。また、直流電圧は電圧検出器２３で検
出される。電圧指令回路２２の電圧指令信号Ｖ＊と電圧
検出器２３の電圧検出信号Ｖは減算器２４に図示の極性
で加えられ、電圧偏差ΔＶが演算される。電圧制御回路
２５はΔＶに比例して働らき、トルク電流指令Ｉt *を出
力する。また、交流電源１の電圧は電圧検出器２６で検
出され、瞬時停電等の電源電圧低下が瞬停検出器２７で
検出される。切換回路１３は通常は速度制御回路１２の
出力側に接続されるが、瞬時停電が生じ、瞬停検出器２
７から瞬停検出信号が出されると、電圧制御回路２５の
出力側に接続される。
次に第１図に示す実施例の動作を説明する。ベクトル制
御の動作については知られているので簡単に説明する。
まず、瞬時停電のない通信運電時について述べる。
御の動作については知られているので簡単に説明する。
まず、瞬時停電のない通信運電時について述べる。
速度制御回路１２の出力はトルク指令信号Ｉt *である。
１次周波数の指令ω1 *はすべり周波数演算回路１４、加
算器１５によつて次のように演算される。
１次周波数の指令ω1 *はすべり周波数演算回路１４、加
算器１５によつて次のように演算される。
ここで、Ｔ２は誘導電動機５の回転子における時定数、
すなわち２次時定数である。電流指令演算回路１８では
発振器１６の出力信号sinω1 *t,cosω1 *tを基にＩt *と
Ｉm *のベクトル和をとり、１次電流指令ｉ1 *を演算す
る。その演算は ｉ1 *＝Ｉm *sinω1 *t＋Ｉt *cosω1 *t ＝ｉ1 *sin(ω1 *t＋θ) ………(3) で、Ｉ1 *は１次電流の大きさ、θは磁束と１次電流ベク
トルのなす角である。電流制御回路は１次電流検出信号
ｉ１がその指令ｉ1 *に一致するように働き、ＰＷＭイン
バータ４が制御される。
すなわち２次時定数である。電流指令演算回路１８では
発振器１６の出力信号sinω1 *t,cosω1 *tを基にＩt *と
Ｉm *のベクトル和をとり、１次電流指令ｉ1 *を演算す
る。その演算は ｉ1 *＝Ｉm *sinω1 *t＋Ｉt *cosω1 *t ＝ｉ1 *sin(ω1 *t＋θ) ………(3) で、Ｉ1 *は１次電流の大きさ、θは磁束と１次電流ベク
トルのなす角である。電流制御回路は１次電流検出信号
ｉ１がその指令ｉ1 *に一致するように働き、ＰＷＭイン
バータ４が制御される。
以上のようにして、誘導電動機５の速度は速度指令信号
Ｎ＊に比例するように制御される。ベクトル制御を採用
しているために、誘導電動機５を安定に制御できるだけ
でなく、高応答に制御できる。
Ｎ＊に比例するように制御される。ベクトル制御を採用
しているために、誘導電動機５を安定に制御できるだけ
でなく、高応答に制御できる。
瞬時停電が生じたときの動作を第２図に示す。(a)は交
流電源１の電圧の３相全波整流信号、(b)は瞬停検出器
２７の出力信号、(c)は切換回路１３から出力されるト
ルク電流指令Ｉt *、(d)は電圧検出器２３で検出する電
圧検出信号Ｖ、(e)は速度検出器６で検出する速度検出
信号Ｎを示す。瞬時停電が時刻ｔ１で発生すると、第２
図(a)のように整流信号は低下する。図は３相中の１相
が欠相したときを示している。たとえば３相全部が地絡
等で喪失する場合には零まで低下する。整流信号が所定
値より低下すると、瞬停検出器２７から第２図(b)の信
号が出され、切換回路１３が速度制御を行うループから
電圧制御を行うループに切換られる。切換回路１３から
出力されるトルク指令Ｉt *により、ｔ１以後では直流電
圧一定の制御を行う。すなわち、平滑コンデンサ３、Ｐ
ＷＭインバータ４及び誘導電動機５自身の損失を補うた
めに、第５図(e)に示すように回転速度を少しずつ低下
させ、その回転エネルギーを放出し、平滑コンデンサ
３、ＰＷＭインバータ４及び誘導電動機５自身の損失を
補う。すなわち、誘導電動機５を回生状態で運転するた
めに、電圧制御回路２５へ入力される電圧偏差ΔＶを負
極性で与えることにより、第２図(c)のようにＩt *の符
号は負となる。第３図は通常運転時と瞬時停電時の１次
電流ベクトルを示す。通常運転時にはトルク電流Ｉｔは
正であり電動運転を行ない、瞬時停電時にはＩｔとなつ
て回生運転を行なう。このように制御すると時刻ｔ＞ｔ
１においても第２図(d)のように直流電圧Ｖは一定にな
る。直流電圧Ｖがほぼ一定に保たれるので、指令どおり
の電流を流せ、ベクトル制御を行いながら運転ができ
る。したがつてトルクリプル等が生じることがない。
流電源１の電圧の３相全波整流信号、(b)は瞬停検出器
２７の出力信号、(c)は切換回路１３から出力されるト
ルク電流指令Ｉt *、(d)は電圧検出器２３で検出する電
圧検出信号Ｖ、(e)は速度検出器６で検出する速度検出
信号Ｎを示す。瞬時停電が時刻ｔ１で発生すると、第２
図(a)のように整流信号は低下する。図は３相中の１相
が欠相したときを示している。たとえば３相全部が地絡
等で喪失する場合には零まで低下する。整流信号が所定
値より低下すると、瞬停検出器２７から第２図(b)の信
号が出され、切換回路１３が速度制御を行うループから
電圧制御を行うループに切換られる。切換回路１３から
出力されるトルク指令Ｉt *により、ｔ１以後では直流電
圧一定の制御を行う。すなわち、平滑コンデンサ３、Ｐ
ＷＭインバータ４及び誘導電動機５自身の損失を補うた
めに、第５図(e)に示すように回転速度を少しずつ低下
させ、その回転エネルギーを放出し、平滑コンデンサ
３、ＰＷＭインバータ４及び誘導電動機５自身の損失を
補う。すなわち、誘導電動機５を回生状態で運転するた
めに、電圧制御回路２５へ入力される電圧偏差ΔＶを負
極性で与えることにより、第２図(c)のようにＩt *の符
号は負となる。第３図は通常運転時と瞬時停電時の１次
電流ベクトルを示す。通常運転時にはトルク電流Ｉｔは
正であり電動運転を行ない、瞬時停電時にはＩｔとなつ
て回生運転を行なう。このように制御すると時刻ｔ＞ｔ
１においても第２図(d)のように直流電圧Ｖは一定にな
る。直流電圧Ｖがほぼ一定に保たれるので、指令どおり
の電流を流せ、ベクトル制御を行いながら運転ができ
る。したがつてトルクリプル等が生じることがない。
次に時刻ｔ＝ｔ２で電源が回復する。直流電圧は交流電
圧１からのパワー供給をうけることができるので、第２
図(c)のように誘導電動機５を回生にしなくても、(d)の
ように直流電圧Ｖは一定にできる。ｔ＜ｔ２においても
直流電圧Ｖは一定なので、ｔ＝ｔ２で復電しても交流電
源に過電流が流れることはなく、整流器１の素子を破壊
することもない。復電直後は交流電源の乱れがありうる
ので復電時ｔ２からわずかに時刻のたつたｔ３におい
て、瞬停検出器２７の出力信号は零レベルに戻る。そし
て、切換回路１３が切りかわり通常の速度ループによる
制御が行なわれる。このとき、瞬時停電時もベクトル制
御が行なわれているために、復電後も不安定を生じるこ
となくただちに速度ループによる運転が行える。
圧１からのパワー供給をうけることができるので、第２
図(c)のように誘導電動機５を回生にしなくても、(d)の
ように直流電圧Ｖは一定にできる。ｔ＜ｔ２においても
直流電圧Ｖは一定なので、ｔ＝ｔ２で復電しても交流電
源に過電流が流れることはなく、整流器１の素子を破壊
することもない。復電直後は交流電源の乱れがありうる
ので復電時ｔ２からわずかに時刻のたつたｔ３におい
て、瞬停検出器２７の出力信号は零レベルに戻る。そし
て、切換回路１３が切りかわり通常の速度ループによる
制御が行なわれる。このとき、瞬時停電時もベクトル制
御が行なわれているために、復電後も不安定を生じるこ
となくただちに速度ループによる運転が行える。
以上のように制御すると、瞬時停電時にトルクリブル等
が生じることなく、かつ復電時に電源に過電流が生じる
ことがない。さらに復電直後から安定な運転が行なえ
る。
が生じることなく、かつ復電時に電源に過電流が生じる
ことがない。さらに復電直後から安定な運転が行なえ
る。
第４図は本発明の別の実施例を示す。部品番号はすべて
第１図と同じであるが、電圧制御回路２５の出力を速度
指令信号Ｎ＊と考え、切換回路１３により、通常運転時
には速度指令回路１０から速度指令信号Ｎ＊を得るが、
瞬時停電時には電圧制御回路２５からＮ＊をえる点が異
なる。PWMインバータ４の入力直流電圧を瞬時停電時に
一定にするには、速度指令信号Ｎ＊を変えることによつ
ても行える。すなわち、誘導電動機５の速度が少しずつ
低下するように、速度指令信号Ｎ＊を与えれば先の場合
と同様に瞬時停電時に直流電圧を一定にすることができ
る。
第１図と同じであるが、電圧制御回路２５の出力を速度
指令信号Ｎ＊と考え、切換回路１３により、通常運転時
には速度指令回路１０から速度指令信号Ｎ＊を得るが、
瞬時停電時には電圧制御回路２５からＮ＊をえる点が異
なる。PWMインバータ４の入力直流電圧を瞬時停電時に
一定にするには、速度指令信号Ｎ＊を変えることによつ
ても行える。すなわち、誘導電動機５の速度が少しずつ
低下するように、速度指令信号Ｎ＊を与えれば先の場合
と同様に瞬時停電時に直流電圧を一定にすることができ
る。
この制御によれば、瞬時瞬時の速度指令がわかつている
ので、復電時に誘導電動機５のソフトスタートを行いや
すいという利点がある。
ので、復電時に誘導電動機５のソフトスタートを行いや
すいという利点がある。
第５図は第４図の実施例における変形例を示す。この例
は瞬時停電時の速度指令信号Ｎ＊の与え方だけが第４図
の例と異なる。第５図において、瞬停時速度指令回路５
１は瞬停検出器２７の信号により起動を始める。第６図
は瞬停時速度指令回路５１から出される速度指令信号の
一例を示す。時刻ｔ＝０は瞬停検出器２７が瞬停信号を
出した時点である。時間に対する速度特性を前もつて検
討しておき、瞬時停電時にはそのパターンに従つて速度
指令を出す。掛算器５２は速度指令回路１０の速度指令
と瞬停時速度指令回路５１の出力とを掛けあわせ、瞬時
停電前後の速度指令を一致させる働きを行なう。このよ
うにすると、電圧検出器２３を省略することが出来るの
で、回路構成が簡単になる特徴がある。
は瞬時停電時の速度指令信号Ｎ＊の与え方だけが第４図
の例と異なる。第５図において、瞬停時速度指令回路５
１は瞬停検出器２７の信号により起動を始める。第６図
は瞬停時速度指令回路５１から出される速度指令信号の
一例を示す。時刻ｔ＝０は瞬停検出器２７が瞬停信号を
出した時点である。時間に対する速度特性を前もつて検
討しておき、瞬時停電時にはそのパターンに従つて速度
指令を出す。掛算器５２は速度指令回路１０の速度指令
と瞬停時速度指令回路５１の出力とを掛けあわせ、瞬時
停電前後の速度指令を一致させる働きを行なう。このよ
うにすると、電圧検出器２３を省略することが出来るの
で、回路構成が簡単になる特徴がある。
第５図のように、瞬時停電時の指令をパターンで与える
という考え方は第１図の実施例にも応用できる。すなわ
ち、瞬時停電時のトルク電流指令Ｉt *は電圧制御回路２
５の出力からでなく、前もつて定めるパターンとして与
えることも可能である。この場合もで厚検出器２３が省
略できる。
という考え方は第１図の実施例にも応用できる。すなわ
ち、瞬時停電時のトルク電流指令Ｉt *は電圧制御回路２
５の出力からでなく、前もつて定めるパターンとして与
えることも可能である。この場合もで厚検出器２３が省
略できる。
ところで、瞬時停電の期間が長くなると、回転速度の低
下が大きくなつて、ついには停止に至る。この場合に
は、復電後に通常の起動シーケンスと同様に誘導電動機
の起動を行えばよい。あるいは、瞬時停電時間の長さに
よつては制御回路用の電源電圧が低下する場合がある。
この場合、制御電源電圧の低下によつて生じる誤動作を
防止するため、制御電源電圧低下の初期段階でＰＷＭイ
ンバータ４に与える信号をブロツクしてもよい。ただ
し、この場合には復電後に誘導電動機５の磁束が減衰し
たのを確認、またはタイマーによつて減衰時間相当の時
間経過を確認後、磁束を確立させる励磁電流のみを流す
ように励磁電流指令Ｉm *のみを与え（Ｉt *＝０とす
る）、所定時間経過後にトルク電流指令を与える。
下が大きくなつて、ついには停止に至る。この場合に
は、復電後に通常の起動シーケンスと同様に誘導電動機
の起動を行えばよい。あるいは、瞬時停電時間の長さに
よつては制御回路用の電源電圧が低下する場合がある。
この場合、制御電源電圧の低下によつて生じる誤動作を
防止するため、制御電源電圧低下の初期段階でＰＷＭイ
ンバータ４に与える信号をブロツクしてもよい。ただ
し、この場合には復電後に誘導電動機５の磁束が減衰し
たのを確認、またはタイマーによつて減衰時間相当の時
間経過を確認後、磁束を確立させる励磁電流のみを流す
ように励磁電流指令Ｉm *のみを与え（Ｉt *＝０とす
る）、所定時間経過後にトルク電流指令を与える。
第７図は本発明の他の実施例を示す。第７図において、
１〜２７に示す部品は第１図と同一物を示す。本実施例
は瞬時停電が生じる期間には励磁電流を低下させること
に特徴がある。瞬停時励磁電流指令回路２８において、
瞬時停電時の励磁電流を指令する。励磁電流指令回路１
７と瞬停時励磁電流指令回路２８の出力は切換回路２９
に入力される。切換回路２９からは励磁電流指令Ｉm *が
出力される。磁束演算回路３０はＩm *に応じて働らき誘
導電動機５の磁束Φを演算する。すべり周波数演算回路
３１はＩt *及びΦからすべり周波数の指令ωS *を演算す
る。
１〜２７に示す部品は第１図と同一物を示す。本実施例
は瞬時停電が生じる期間には励磁電流を低下させること
に特徴がある。瞬停時励磁電流指令回路２８において、
瞬時停電時の励磁電流を指令する。励磁電流指令回路１
７と瞬停時励磁電流指令回路２８の出力は切換回路２９
に入力される。切換回路２９からは励磁電流指令Ｉm *が
出力される。磁束演算回路３０はＩm *に応じて働らき誘
導電動機５の磁束Φを演算する。すべり周波数演算回路
３１はＩt *及びΦからすべり周波数の指令ωS *を演算す
る。
第７図の回路は次のように動作する。瞬停検出器２７が
動作すると、トルク電流指令It *は切換回路１３により
電圧指令回路２５の出力から、また、励磁電流指令Ｉm *
は切換回路２９により瞬停時励磁電流指令回路２８の出
力から出される。磁束Φは磁束演算回路３０によつて の演算により得る。ここで、Ｍは誘導電動機５の励磁イ
ンダクタンスである。そして、すべり周波数の指令ωS *
は の演算をすべり周波数演算回路３１で行なう。
動作すると、トルク電流指令It *は切換回路１３により
電圧指令回路２５の出力から、また、励磁電流指令Ｉm *
は切換回路２９により瞬停時励磁電流指令回路２８の出
力から出される。磁束Φは磁束演算回路３０によつて の演算により得る。ここで、Ｍは誘導電動機５の励磁イ
ンダクタンスである。そして、すべり周波数の指令ωS *
は の演算をすべり周波数演算回路３１で行なう。
以上のようにして瞬時停電のときの制御を行なうと、先
の実施例の効果と比較して１次電流の大きさを小さくす
ることができるので、ＰＷＭインバータ４や誘導電動機
５の発生損失が小さくなる。その結果として、瞬時停電
時の速度低下を小さく抑えることができる。速度低下が
小さいので、負荷に及ぼす外乱は小さい。また復電後に
速度が所定値に達するまでの時間を短くすることができ
る。
の実施例の効果と比較して１次電流の大きさを小さくす
ることができるので、ＰＷＭインバータ４や誘導電動機
５の発生損失が小さくなる。その結果として、瞬時停電
時の速度低下を小さく抑えることができる。速度低下が
小さいので、負荷に及ぼす外乱は小さい。また復電後に
速度が所定値に達するまでの時間を短くすることができ
る。
第８図は第２図に対応させて描いた第７図の実施例の動
作波形を示す。(a)は交流電源１の３相全波整流信号、
(b)は瞬停検出器２７の出力信号、(c)は切換回路２９か
ら出される励磁電流指令信号Ｉm *、(d)は切換回路１３
から出力されるトルク電流指令信号Ｉt *、(e)は速度検
出器６で検出する速度検出信号Ｎを示す。(c)に示すよ
うに瞬時停電時に励磁電流指令Ｉm *を低下させると、１
次電流が小さくなるので、損失が小さくなる。その結
果、速度の低下が少なく、復電後の速度回復時間が短く
なることがわかる。
作波形を示す。(a)は交流電源１の３相全波整流信号、
(b)は瞬停検出器２７の出力信号、(c)は切換回路２９か
ら出される励磁電流指令信号Ｉm *、(d)は切換回路１３
から出力されるトルク電流指令信号Ｉt *、(e)は速度検
出器６で検出する速度検出信号Ｎを示す。(c)に示すよ
うに瞬時停電時に励磁電流指令Ｉm *を低下させると、１
次電流が小さくなるので、損失が小さくなる。その結
果、速度の低下が少なく、復電後の速度回復時間が短く
なることがわかる。
以上説明したように、本発明によれば、瞬時停電時にコ
ンデンサの直流電圧が所定値になるように、制御回路の
トルク電流成分の指令値を与える電圧制御回路により、
直流電圧を運転状態によらず高精度に制御できるので、
復電時において交流電源を整流した直流電圧とコンデン
サの直流電圧との電圧差が小さくなりコンデンサを充電
するための過電流を防止でき、整流器のダイオードの破
壊や電流擾乱を防止できるという効果がある。
ンデンサの直流電圧が所定値になるように、制御回路の
トルク電流成分の指令値を与える電圧制御回路により、
直流電圧を運転状態によらず高精度に制御できるので、
復電時において交流電源を整流した直流電圧とコンデン
サの直流電圧との電圧差が小さくなりコンデンサを充電
するための過電流を防止でき、整流器のダイオードの破
壊や電流擾乱を防止できるという効果がある。
また、上記電圧制御回路により、コンデンサの直流電圧
が所定値より大きい期間はトルク電流成分指令値が正と
なるため、インバータから電動機に電流が流れて（力行
状態）、電動機の速度は急激には低下せず、期間がたっ
てコンデンサの直流電圧が所定値より小さくなってから
電動機を回生状態にすることができるので、停電時の電
動機の速度低下を小さくすることができる。
が所定値より大きい期間はトルク電流成分指令値が正と
なるため、インバータから電動機に電流が流れて（力行
状態）、電動機の速度は急激には低下せず、期間がたっ
てコンデンサの直流電圧が所定値より小さくなってから
電動機を回生状態にすることができるので、停電時の電
動機の速度低下を小さくすることができる。
さらに、停電時でもトルク電流成分と励磁電流成分の各
指令値に基づくベクトル制御を行ないながら電動機を制
御するので、励磁電流によって電動機には所定の磁束が
確保され続けており、復電後は直ちに元の所定の運転を
行なうことができるという効果がある。
指令値に基づくベクトル制御を行ないながら電動機を制
御するので、励磁電流によって電動機には所定の磁束が
確保され続けており、復電後は直ちに元の所定の運転を
行なうことができるという効果がある。
尚、上記実施例はブロツク線図により、アナログ回路に
よつて表示したが、マイクロコンピュータ等を用いたデ
イジタル回路でも実施できることはいうまでもない。ま
た、前記実施例は相互に組み合わせることは可能であ
る。たとえば、第７図の実施例において、第４図の実施
例の考え方により、瞬時停電時に直流電圧が一定になる
ように速度指令を換えるようにしてもよい。
よつて表示したが、マイクロコンピュータ等を用いたデ
イジタル回路でも実施できることはいうまでもない。ま
た、前記実施例は相互に組み合わせることは可能であ
る。たとえば、第７図の実施例において、第４図の実施
例の考え方により、瞬時停電時に直流電圧が一定になる
ように速度指令を換えるようにしてもよい。
第１図は本発明の一実施例を示す図、第２図，第３図は
第１図の動作説明図、第４図は他の実施例を示す図、第
５図は第４図の変形例を示す図、第６図は第５図に示す
部品の動作説明図、第７図は本発明の他の実施例を示す
図、第８図は第７図の動作説明図である。 １…交流電源、２…整流器、３…平滑コンデンサ、４…
インバータ、５…誘導電動機、１０…速度指令回路、１
２…速度制御回路、１３…切換回路、１７…励磁電流指
令回路、１８…電流指令演算回路、２２…電圧指令回
路、２３…電圧検出器、２５…電圧制御回路、２７…瞬
停検出器。
第１図の動作説明図、第４図は他の実施例を示す図、第
５図は第４図の変形例を示す図、第６図は第５図に示す
部品の動作説明図、第７図は本発明の他の実施例を示す
図、第８図は第７図の動作説明図である。 １…交流電源、２…整流器、３…平滑コンデンサ、４…
インバータ、５…誘導電動機、１０…速度指令回路、１
２…速度制御回路、１３…切換回路、１７…励磁電流指
令回路、１８…電流指令演算回路、２２…電圧指令回
路、２３…電圧検出器、２５…電圧制御回路、２７…瞬
停検出器。
Claims (2)
- 【請求項１】交流電源からの電力を直流電力に変換する
整流器、前記直流電力を蓄える平滑コンデンサ、前記直
流電力から可変周波の交流電圧を出力し、この出力より
誘導電動機を駆動するインバータ、前記誘導電動機に流
す１次電流の励磁電流成分の指令値を発生する手段、前
記誘導電動機の回転速度がその指令値になるように前記
１次電流のトルク電流成分（励磁電流成分に垂直な成
分）の指令値を発生する手段、前記励磁電流成分とトル
ク電流成分の各指令値に基づいて前記インバータを制御
する手段とを備えた誘導電動機の制御装置において、 前記交流電源が停電したことを検知する停電検知手段、 前記平滑コンデンサの直流電圧の検出値を出力する手
段、 前記直流電圧の検出値に応答し、この検出値が所定値に
なるように制御する信号を出力する電圧制御回路、 前記停電検知手段で停電を検知した時、前記電圧制御回
路の出力信号に基づき前記トルク電流成分を制御させる
ようにする切換手段を具備し、これにより交流電源停電
時でも前記直流電圧を所定値に制御させるようにしたこ
とを特徴とする誘導電動機の制御装置。 - 【請求項２】特許請求の範囲第１項において、 前記励磁電流成分の指令値を発生する手段は、前記停電
検知手段で停電を検知した時に、前記励磁電流成分の指
令値を低下させるようにしたことを特徴とする誘導電動
機の制御装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP14812583A JPH067754B2 (ja) | 1983-08-15 | 1983-08-15 | 誘導電動機の制御装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP14812583A JPH067754B2 (ja) | 1983-08-15 | 1983-08-15 | 誘導電動機の制御装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS6043084A JPS6043084A (ja) | 1985-03-07 |
| JPH067754B2 true JPH067754B2 (ja) | 1994-01-26 |
Family
ID=15445815
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP14812583A Expired - Lifetime JPH067754B2 (ja) | 1983-08-15 | 1983-08-15 | 誘導電動機の制御装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH067754B2 (ja) |
Families Citing this family (8)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS62154798U (ja) * | 1986-03-25 | 1987-10-01 | ||
| JPS6356183A (ja) * | 1986-08-22 | 1988-03-10 | Nippon Oochisu Elevator Kk | エレベ−タ駆動用インバ−タ |
| JPH01243884A (ja) * | 1988-03-22 | 1989-09-28 | Toshiba Corp | 電力変換装置及びその制御方法 |
| FI112737B (fi) * | 1994-05-11 | 2003-12-31 | Kone Corp | Laitteisto hissimoottorin säätämiseksi |
| JP4625664B2 (ja) * | 2004-09-14 | 2011-02-02 | 株式会社東芝 | インバータ駆動ブロワ制御装置 |
| JP2006197715A (ja) * | 2005-01-13 | 2006-07-27 | Fuji Electric Fa Components & Systems Co Ltd | 交流電動機の制御装置 |
| JP2008104265A (ja) * | 2006-10-18 | 2008-05-01 | Fuji Electric Systems Co Ltd | 永久磁石形電動機駆動鉄道車両の制御方式 |
| JP4918483B2 (ja) * | 2006-12-15 | 2012-04-18 | 三菱電機株式会社 | インバータ装置 |
Family Cites Families (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS564390U (ja) * | 1979-06-25 | 1981-01-16 |
-
1983
- 1983-08-15 JP JP14812583A patent/JPH067754B2/ja not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS6043084A (ja) | 1985-03-07 |
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