JP4918483B2 - インバータ装置 - Google Patents

Description

本発明は、インバータ装置に関するものであり、特に、系統電源側に瞬時的な停電や瞬時的な電圧低下（以下これらを総称して「瞬時的電圧低下」という）が発生した場合でも、装置を停止させることなく負荷の運転を継続可能とするインバータ装置に関するものである。

電力系統側で瞬時的電圧低下が発生した場合に、負荷側への電力変換を継続するようにしたインバータ装置（インバータ制御装置）として、例えば下記特許文献１が存在する。この特許文献１に開示された従来技術では、電力系統側に瞬時的電圧低下が発生した場合に、検出した直流母線電圧およびインバータ入力電流に基づき、インバータ装置の直流母線電圧が所望の電圧になるようにフィードバック制御するとともに、インバータ入力電流が直流母線電圧のコントローラ出力に追従するようにインバータ装置の出力周波数を調整して、インバータ装置を停止することなく負荷の運転を継続可能としている。

特開平４−３１７５９２号公報

しかしながら、上記特許文献１に代表される従来技術では、直流母線電圧のコントローラ出力に基づき、インバータ装置の出力周波数の調整を行う一方で、出力電圧の調整は行っていなかった。また、従来技術では、インバータ装置の出力電圧の位相調整は瞬時的電圧低下発生時の１回のみ実施され、その後は、インバータ装置の出力周波数の制御のみが行われるため、直流母線電圧やインバータ入力電流の各指令値に対する追従性に課題があった。

本発明は、上記に鑑みてなされたものであって、系統電源側に瞬時的電圧低下が発生した場合にも、負荷の運転を確実に継続することができるインバータ装置を提供することを目的とする。

上述した課題を解決し、目的を達成するため、本発明にかかるインバータ装置は、交流電源からの交流出力を整流するコンバータ回路部と、前記コンバータ回路部の整流出力を蓄積するコンデンサと、前記コンデンサからの直流出力を所定の交流出力に変換して出力するインバータ回路部と、前記コンデンサの電圧を所定の値に制御する電圧制御部と、前記電圧制御部が出力する電流指令に基づき、前記インバータ回路部が出力する電流を制御するための該インバータ回路部への出力指令を生成する電流制御部と、を備え、前記電圧制御部は、前記交流電源に瞬時的な停電や瞬時的な電圧低下が発生している間、前記コンデンサの電圧および前記インバータ回路部への出力指令の各情報に基づいて前記電流制御部への電流指令を生成することを特徴とする。

本発明にかかるインバータ装置によれば、系統電源に瞬時的な停電や瞬時的な電圧低下が発生している期間において、平滑コンデンサの電圧およびインバータ主回路への出力指令の各情報に基づいて電流制御系への電流指令が生成されるので、系統電源側に瞬時的電圧低下が発生した場合にも、負荷の運転を確実に継続することができるという効果を奏する。

図１は、本発明の実施の形態１にかかるインバータ装置の構成を示す図である。 図２は、実施の形態１にかかる電圧制御系の構成を決定するための原理構成を示す図である。 図３は、従来技術と比較した電圧制御系の応答状態を示す図である。 図４は、本発明の実施の形態２にかかるインバータ装置の構成を示す図である。 図５は、実施の形態２にかかる電圧制御系の構成を決定するための原理構成を示す図である。 図６−１は、実施の形態３にかかるインバータ装置のインバータ主回路を含む駆動部の構成を示す図である。 図６−２は、実施の形態３にかかるインバータ装置のフィードバック制御系の主要部の構成を示す図である。 図６−３は、実施の形態３にかかるインバータ装置のフィードバック制御系の一部を構成する電圧制御系の構成を示す図である。

符号の説明

１ 系統電源
２ ダイオードコンバータ
３ 平滑コンデンサ
４ インバータ主回路
５ モータ
６ａ，６ｂ 電流検出器
７ 制御部
８ａ，８ｂ，３３ａ，３３ｂ 座標変換部
９，１２，２４，３４，３８ 減算器
１０ 電圧制御器
１１，２９，７０ 乗算器
２８，４１，４３，７２ 積分器
６１，６２ 演算器
１３ 電流制御器
１４ 係数器
１５，２５ 電圧制御系
１６，３１ 電流制御系
１９ 電圧検出器
３０ 回転速度検出器
３２ すべり制御部
３５ ｄ軸電流制御部
３６，４０，４１，７４ 加算器
３９ ｑ軸電流制御部
４２ 電圧補償部

以下に、本発明の好適な実施の形態にかかるインバータ装置を図面に基づいて詳細に説明する。なお、以下の実施の形態により本発明が限定されるものではない。

実施の形態１．
図１は、本発明の実施の形態１にかかるインバータ装置の構成を示す図である。同図に示す実施の形態１にかかるインバータ装置では、入力端には系統電源１が、出力端には負荷であるモータ５がそれぞれ接続されるとともに、モータ５を制御するための構成として、ダイオードコンバータ２、平滑コンデンサ３、インバータ主回路４、電流検出器６ａ，６ｂ、電圧検出器１９ならびに電流検出器６ａ，６ｂおよび電圧検出器１９の検出出力に基づくフィードバック制御系が構成される。また、フィードバック制御系には、電圧制御系１５、電流制御系１６、積分器２８、座標変換部８ａ，８ｂおよび制御部７が具備され、制御部７の出力によってインバータ主回路４が制御される構成とされる。

（インバータ装置の各構成部の機能）
つぎに、インバータ装置を構成する各部の機能について説明する。

図１において、ダイオードコンバータ２は、６つのダイオードがフルブリッジ回路を構成し、系統電源１の３相交流出力を直流出力に変換する。平滑コンデンサ３は、ダイオードコンバータ２による直流変換出力を蓄積する。インバータ主回路４は、スイッチング素子とダイオードとを逆並列接続した回路部（スイッチ部）を直列に上下２回路分接続した一対のスイッチ部が各並列に３相分接続されたブリッジ回路を構成し、平滑コンデンサ３に蓄積された直流出力を交流出力に変換する。電圧検出器１９は、平滑コンデンサ３の両端電圧を適宜モニタする。電流検出器６ａ，６ｂは、インバータ主回路４の出力（以下「インバータ出力」という）に基づく負荷電流（相電流）を適宜モニタする。なお、図１では、Ｗ相の電流を検出する構成は示されていないが、Ｗ相の電流は、Ｕ相およびＶ相の検出電流のベクトル演算によって算出することができる。

座標変換部８ａは、ＵＶＷ三相静止座標系の出力値であるインバータ出力を、インバータ出力の出力周波数と同期して回転する回転座標系（ｄｑ直交２軸回転座標系）の出力値に変換する処理を行う。より詳細に説明すれば、座標変換部８ａは、後述する積分器２８によって算出された基準位相θに基づき、電流検出器６ａ，６ｂによって検出および算出されたＵＶＷの各相の検出電流（ｉｕ，ｉｖ，ｉｗ）から、モータ５のトルクに関わるｑ軸電流成分ｉｑを演算して出力する。なお、ｑ軸に対し９０度遅れたｄ軸の電流成分であるｄ軸電流ｉｄを演算してもよいが、この実施の形態では、後述のようにｑ軸電流ｉｑのみを使用する。

電圧制御系１５は、減算器９、比例制御器である電圧制御器１０、乗算器１１および演算器６１を備え、電圧検出器１９が検出した平滑コンデンサ３の両端電圧（Ｖｄｃ）、モータ５の運転を継続するために必要とされる平滑コンデンサ３の目標値電圧（Ｖｄｃ^*）および後述する電流制御系１６の出力に基づいて、ｑ軸電流指令（ｉｑ^*）を生成する。なお、電圧制御器１０は、比例積分制御器を用いて構成してもよい。

電流制御系１６は、減算器１２、比例制御器である電流制御器１３および係数器１４を備え、電圧制御系１５の制御出力（ｑ軸電流指令：ｉｑ^*）および座標変換部８ａの出力（ｑ軸電流：ｉｑ）に基づいて、ｑ軸電圧指令（Ｖｑ^*）を生成する。なお、電流制御器１３は、比例積分制御器を用いて構成してもよい。

座標変換部８ｂは、ｄｑ直交２軸回転座標系の出力値をＵＶＷ三相静止座標系の出力値に変換する処理を行う。より詳細に説明すれば、座標変換部８ｂは、積分器２８から出力される基準位相θを考慮し、電流制御系１６の制御出力（ｑ軸電圧指令：Ｖｑ^*）および設定値として入力されるｄ軸電圧指令：Ｖｄ^*）に基づいて、インバータ出力電圧の指令値（インバータ出力電圧指令：ｖｕ^*，ｖｖ^*，ｖｗ^*）を生成する。なお、この実施の形態では、後述するように、ｑ軸電圧指令Ｖｑ^*のみを用いて（すなわちｄ軸電圧指令Ｖｄ^*＝０として）、モータ５に対するインバータ出力電圧指令（ｖｕ^*，ｖｖ^*，ｖｗ^*）を生成する。

制御部７は、インバータ出力電圧指令（ｖｕ^*，ｖｖ^*，ｖｗ^*）に基づき、インバータ出力が所望電圧、所望周波数および所望位相となるような制御信号を生成してインバータ主回路４に出力する。

（インバータ装置の動作）
つぎに、実施の形態１にかかるインバータ装置の動作を図１の図面を参照して説明する。

まず、系統電源１が健全な状態では、系統電源１からダイオードコンバータ２を介して蓄積された平滑コンデンサ３の出力が用いられ、周知の制御によってインバータ主回路４から所望の交流電圧がモータ５に供給される。

一方、系統電源１に瞬時的電圧低下が発生すると、系統電源１と平滑コンデンサ３とはダイオードコンバータ２の作用により電位的に切離されてしまい、インバータ主回路４が継続運転しようとすると平滑コンデンサ３の電圧が低下し、この状態のままではインバータ主回路４の停止を余儀なくされる。

しかしながら、瞬時的電圧低下の発生は電圧検出器１９によって検知されるとともに、検出された平滑コンデンサ３の電圧Ｖｄｃは電圧制御系１５に入力される。

電圧制御系１５に入力された検出電圧Ｖｄｃは、減算器９にて目標値電圧Ｖｄｃ^*との間で減算処理される。減算器９の減算結果（＝Ｖｄｃ^*−Ｖｄｃ）は、電圧制御器１０に入力され、平滑コンデンサ３に流すべき電流指令ｉｄｃ^*が生成出力される。一方、演算器６１には、検出電圧Ｖｄｃと電流制御系１６の制御出力であるｑ軸電圧指令Ｖｑ^*とが入力され、「Ｖｄｃ／Ｖｑ^*」の演算処理が実行される。乗算器１１では、電流指令ｉｄｃ^*と演算器６１の出力とが乗算され、この乗算出力が電圧制御系１５の出力とされる。なお、電圧制御系１５の出力は、ｑ軸電流指令ｉｑ^*として次段の電流制御系１６に入力される。

電流制御系１６に入力されたｑ軸電流指令ｉｑ^*は、減算器１２にてｑ軸電流ｉｑとの間で減算処理される。減算器１２の減算結果（＝ｉｑ^*−ｉｑ）は、電流制御器１３に入力されてインバータ出力の周波数指令ｆ^*に変換され、さらに係数器１４に入力されてｑ軸電圧指令Ｖｑ^*が生成される。なお、係数器１４は、インバータ出力の出力周波数と出力電圧との関係に基づいて構成することができる。例えば、周知のＶ／ｆ制御に従うものとすれば、その係数は一定値のＫｖｆとなる。また、減算器１２に入力されるｑ軸電流ｉｑは、座標変換器８ａによって生成されるが、ｑ軸電流ｉｑの生成に必要な位相情報（基準位相θ）は、電流制御器１３の出力（周波数指令ｆ^*）を積分器２８を介することで得ることができる。なお、その後の動作は、上述したとおりであり、ここでの説明は省略する。

ところで、本実施の形態では、電圧制御系１５において、演算器６１によって演算された「Ｖｄｃ／Ｖｑ^*」と平滑コンデンサ３に流すべき電流指令ｉｄｃ^*とを乗算器１１にて乗算処理することにより、ｑ軸電流指令ｉｑ^*を求めるようにしているが、その理由を図２を用いて説明する。なお、図２は、実施の形態１にかかる電圧制御系の構成を決定するための原理構成を示す図である。

図２では、乗算器７０および積分器７２が図示されている。ここで、積分器７２における「ｓ」および「Ｃ」は、それぞれラプラス演算子（ｓ関数）および平滑コンデンサ３の容量値であり、本構成部が積分器として機能することを示している。

つぎに、平滑コンデンサ３から供出されるエネルギーとインバータ出力のエネルギーとの関係について説明する。まず、平滑コンデンサ３から供出されるエネルギー（電力）は、「Ｖｄｃ×ｉｄｃ」となる。一方、インバータ出力のエネルギー（電力）は、「Ｖｄ×ｉｄ＋Ｖｑ×ｉｑ」となる。ここで、インバータ主回路４自身はエネルギーの供給源を有していないため、両者のエネルギーは等しい関係にある。また、本実施の形態では、上記のように、Ｖｄ^*＝０（すなわちＶｄ＝０）としているので、ｉｄｃとｉｑの関係は次式で表すことができる。

ｉｄｃ＝ｉｑ×Ｖｑ／Ｖｄｃ …（１）

図２は、上記（１）式の関係を制御系で表現したものであり、ｉｑに係数「Ｖｑ／Ｖｄｃ」が乗算されてｉｄｃが算出される。また、このｉｄｃが平滑コンデンサ容量Ｃを充電することでＶｄｃが得られる。

ところで、電圧制御器１０の出力はｉｄｃ^*であるが、電流制御器では、トルク量に直接的に関係するｑ軸電流成分ｉｑを制御することが好ましい。このため、本実施の形態では、上述のように、電圧制御系１５内に「Ｖｄｃ／Ｖｑ^*」の演算を行う演算器６１および演算器６１の出力と「ｉｄｃ^*」とを乗算する乗算器１１を設けるようにして、電圧制御系１５から電流制御系１６に対してｑ軸電流成分ｉｑが出力される構成としている。

すなわち（１）式は、ｉｑ＝ｉｄｃ×Ｖｄｃ／Ｖｑと変形することができるため、「Ｖｄｃ／Ｖｑ^*」の演算を行う演算器６１の出力と入力されるｉｄｃとを乗算器１１にて乗算することにより、電流制御系１６に対してｑ軸電流指令ｉｑ^*を出力するようにしている。

図３は、従来技術と比較した電圧制御系の応答状態を示す図である。同図において、上段部（ａ）は系統の状態、中上段部（ｂ）はＶｑの波形、中下段部（ｃ）は従来例による直流母線電圧、下段部（ｄ）は本発明による直流母線電圧、の各状態を示している。上段部（ａ）に示すように、系統状態が健全状態から瞬時的電圧低下状態になると、例えば負荷であるモータの回転数の低下に伴ってｑ軸電圧成分Ｖｑが低下する。

ここで、従来技術では、電圧制御系の制御が一定の増幅を行うのみであったため、結果としてＶｑの値に伴い電圧制御系の応答が変化を来すことととなり、Ｖｑの値如何により応答過大となったり応答不足となったりして、図３（ｃ）に示すように直流母線電圧に乱れが生じることになる。

一方、本実施の形態では、乗算器１１にてＶｑ^*の項を予め反映させる制御を行っているので、Ｖｑの値に依存して電圧制御系の応答が不安定となることがなく、図３（ｄ）に示すように電圧制御系の応答が一定となり、直流母線電圧の追従性を向上させることが可能となる。

なお、本実施の形態では、モータ５に流れる電流を検出するようにしているが、インバータ主回路４への入力電流や、インバータ主回路４の各アームに流れる電流を検出してもよい。ただし、本実施の形態のように、モータ５に流れる電流を検出することで、以下に示す効果が生ずる。

まず、インバータ主回路４への入力電流は、一般的にパルス幅変調に基づく矩形波形状電流が連続的に流れる形となるので、有意ある情報を得るには、この矩形波形状電流をローパスフィルタ等を用いてフィルタリングする必要がある。このため、電流制御系の応答を高くすることができないという問題点や、入力電流計測用の電流検出器を設置するためにインバータ主回路４と平滑コンデンサ３との間の線路インピーダンスが大きくなり、結果としてインバータ主回路４を構成するスイッチ部の動作によってサージ電圧が大きくなるという問題点が存在していた。

一方、本実施の形態のように、モータ５に流れる電流を検出するようにすれば、検出電流が擬似正弦波であり検出電流に対するフィルタリングが不要となるのでインバータ装置を簡易に構成することができるという効果が得られる。また、インバータ主回路４と平滑コンデンサ３との間の配線長を極力短くすることができるため、大きなサージ電圧が発生しないという効果も得られる。

このように、本実施の形態では、電流制御系が必要とするｑ軸電流指令ｉｑ^*を得るにあたり、平滑コンデンサへの電流指令ｉｄｃ^*に対して所定の乗算処理を行うことにより、電圧制御系が必要とする平滑コンデンサ電流ｉｄｃを確実に得るようにして、所望の値に安定したＶｄｃを得るようにしているので、系統電源に瞬時的電圧低下が発生した場合であっても、インバータ装置の運転を安定的に継続することが可能となる。

また、このような制御が行われるとき、モータ５の回転がモータ５に接続された負荷によって減速した場合であっても、平滑コンデンサ３の電圧が一定値に維持されるようにインバータ主回路４の制御がなされるため、結果的にモータ５の回転数とインバータ主回路４の出力周波数とが概ね同一となるよう制御される。なお、ここでいう「概ね」の意味するところは、インバータ主回路４における変換損失分の存在やモータ５における損失分の存在による。モータ５の減速に伴ってインバータ主回路４の出力周波数および出力電圧Ｖｑも低下することとなるが、電圧制御系１５の乗算器１１にてＶｑの項を反映させているため、減速時においても電圧制御系１５の応答が所望の値に確保され、モータ５が停止するまでの間のインバータ主回路４の運転を安定的に継続することが可能となる。

以上説明したように、本実施の形態にかかるインバータ装置によれば、系統電源に瞬時的な停電や瞬時的な電圧低下が発生している期間において、平滑コンデンサの電圧およびインバータ主回路への出力指令の各情報に基づいて電流制御系への電流指令が生成されるので、系統電源側に瞬時的電圧低下が発生した場合にも、負荷の運転を確実に継続することが可能となる。

実施の形態２．
図４は、本発明の実施の形態２にかかるインバータ装置の構成を示す図である。図１に示す実施の形態１にかかるインバータ装置では、インバータ主回路４に出力する制御指令をＶｄ^*＝０として算出していたが、本実施の形態にかかるインバータ装置では、インバータ主回路４に出力する制御指令をＶｄ^*≠０として算出する一実施形態を示すものである。具体的には、図１に示したインバータ装置の構成を基本とし、ｄ軸電圧指令Ｖｄ^*（設定値）とｑ軸電圧指令Ｖｑ^*とによる「Ｖｄ^*／Ｖｑ^*」の演算を行う演算器６２と、演算器６２の出力とｄ軸電流ｉｄとを乗算する乗算器２９と、乗算器１１の出力と乗算器２９の出力とを減算する減算器２４と、さらに備えた電圧制御系２５が構成されている。なお、その他の構成については、図１に示した実施の形態１の構成と同一または同等であり、各構成部には同一符号を付して示すとともに、その詳細な説明を省略する。

つぎに、図４に示したインバータ装置の電圧制御系２５の構成および動作について図５を参照して説明する。なお、図５は、実施の形態２にかかる電圧制御系の構成を決定するための原理構成を示す図である。

実施の形態２において、平滑コンデンサ３から供出されるエネルギー（電力）は実施の形態１と同様に「Ｖｄｃ×ｉｄｃ」となる。また、インバータ出力のエネルギー（電力）についても、実施の形態１と同様に、「Ｖｄ×ｉｄ＋Ｖｑ×ｉｑ」となるが、本実施の形態では、Ｖｄ^*≠０とする制御を行うため、Ｖｄの項が残り、ｉｄｃとｉｑの関係式は次式で表される。

ｉｄｃ＝（ｉｑ×Ｖｑ＋ｉｄ×Ｖｄ）／Ｖｄｃ
＝ｉｑ×Ｖｑ／Ｖｄｃ＋Ｖｄ×ｉｄ／Ｖｄｃ…（２）

図５は、上記（２）式の関係を制御系で表現したものであり、乗算器７０にてｉｑと係数「Ｖｑ／Ｖｄｃ」が乗算され、さらに加算器７４にて「Ｖｄ×ｉｄ／Ｖｄｃ」が加算されてｉｄｃが算出される。また、このｉｄｃが平滑コンデンサ容量Ｃを充電することでＶｄｃが得られる。

ところで、一般的な電圧制御器の出力はｉｄｃ^*であるが（例えば、図１の電圧制御系１５における電圧制御器１０を参照）、電流制御器では、トルク量に直接的に関係するｑ軸電流成分ｉｑを制御することが好ましい。この点は実施の形態１と同様である。一方、本実施の形態では、図４に示すように、電圧制御系２５内に「Ｖｄｃ／Ｖｑ^*」の演算を行う演算器６１、演算器６１の出力と「ｉｄｃ^*」とを乗算する乗算器１１、「Ｖｄ^*／Ｖｑ^*」の演算を行う演算器６２、演算器６２の出力と「ｉｄ」とを乗算する乗算器２９および乗算器１１の出力と乗算器２９の出力とを減算する減算器２４を設けるようにして、電圧制御系２５から電流制御系１６に対してｑ軸電流成分ｉｑが出力される構成としている。

すなわち、（２）式は、
ｉｑ＝ｉｄｃ×Ｖｄｃ／Ｖｑ−ｉｄ×Ｖｄ／Ｖｑ …（３）
と変形することができるため、図４に示す電圧制御系２５を構成することで、電流制御系１６に対してｑ軸電流指令ｉｑ^*を出力することが可能となる。

このように、本実施の形態では、インバータ出力のｄ軸電圧指令Ｖｄおよびｑ軸電圧指令Ｖｑの両者が与えられたときでも、電流制御系が必要とするｑ軸電流指令ｉｑ^*を得るにあたり、平滑コンデンサへの電流指令ｉｄｃ^*に対して所定の乗算処理および加減算処理を行うことにより、電圧制御系が必要とする平滑コンデンサ電流ｉｄｃを確実に得るようにして、所望の値に安定したＶｄｃを得るようにしているので、系統電源に瞬時的電圧低下が発生する場合であっても、インバータ装置の運転を安定的に継続することが可能となる。

なお、上述のような制御が行われるとき、モータ５の回転がモータ５に接続された負荷によって減速した場合であっても、平滑コンデンサ３の電圧が一定値に維持されるようにインバータ主回路４の制御がなされるため、結果的にモータ５の回転数とインバータ主回路４の出力周波数とが概ね同一となるよう制御される。このとき、モータ５の減速に伴ってインバータ主回路４の出力周波数および出力電圧Ｖｑ，Ｖｄも低下することとなるが、電圧制御系２５の乗算器１１，２９および減算器２４にてＶｄおよびＶｑの項を反映させているため、減速時においても電圧制御系２５の応答が所望の値に確保され、モータ５が停止するまでの間のインバータ主回路４の運転を安定的に継続することが可能となる。

また、本実施の形態では、ｄ軸電圧指令Ｖｄおよびｑ軸電圧指令Ｖｑをそれぞれ独立に付与することができるので、モータの励磁状態とトルク出力を各々個別に制御することが可能となり、通常運転時におけるモータ５の運転性能をも向上させることができる。

なお、上記の特徴は、実施の形態１にかかる電圧制御系１５の構成と、実施の形態２にかかる電圧制御系２５の構成とを比較することにより説明することができる。

例えば、図１に示した実施の形態１にかかる電圧制御系１５では、上記（３）式の第２項（−ｉｄ×Ｖｄ／Ｖｑ）を補償する構成部（図４における減算器２４、乗算器２９および演算器６２に相当する構成部）を有していないため、本来必要とするｉｑの指令値（ｑ軸電流指令ｉｑ^*）を電流制御系１６に出力することができない。特に、実施の形態１にかかる電圧制御系１５では、平滑コンデンサ３の両端電圧Ｖｄｃが一定となる状態において、ｉｄｃ^*が概ねゼロに制御されるので、電圧制御系１５の出力がゼロとなり、「−ｉｄ×Ｖｄ」の項の影響が大きく残留してしまうことになる。

一方、図４に示した実施の形態２にかかる電圧制御系２５では、上記（３）式の第２項（−ｉｄ×Ｖｄ／Ｖｑ）を補償するための減算器２４、乗算器２９および演算器６２の各構成部を有しているので、所望の指令値（ｑ軸電流指令ｉｑ^*）を電流制御系１６に出力することができ、直流母線電圧の追従性を向上させることができる。

以上説明したように、本実施の形態にかかるインバータ装置によれば、系統電源に瞬時的な停電や瞬時的な電圧低下が発生している期間において、平滑コンデンサの電圧、インバータ主回路への出力指令およびインバータ主回路の出力電流の各情報に基づいて電流制御部への電流指令が生成されるので、実施の形態１の効果に加えて、さらに通常運転時の負荷の運転性能を向上させることができるという効果も得られる。

実施の形態３．
図６−１、図６−２および図６−３は、本発明の実施の形態３にかかるインバータ装置の構成を示す図である。より詳細には、図６−１は、実施の形態３にかかるインバータ装置のインバータ主回路を含む駆動部の構成を示す図であり、図６−２は、実施の形態３にかかるインバータ装置のフィードバック制御系の主要部の構成を示す図であり、図６−３は、実施の形態３にかかるインバータ装置のフィードバック制御系の一部を構成する電圧制御系の構成を示す図である。

図６−１に示す実施の形態３にかかるインバータ装置の駆動部には、負荷であるモータ５の回転速度を検出する回転速度検出器３０が具備されており、回転速度検出器３０の検出速度は図６−２に示すフィードバック制御系に入力される。また、図６−３に示す電圧制御系２５の出力も、図６−２に示すフィードバック制御系に入力される。なお、図６−１において、回転速度検出器３０以外の構成については、図１，４にそれぞれ示した実施の形態１，２の構成と同一または同等であり、また、図６−３に示す電圧制御系の構成は、図４に示した実施の形態２にかかる電圧制御系の構成と同一または同等である。このため、図１および図４の構成と同一または同等の構成部には、同一符号を付して示すとともに、その詳細な説明を省略する。

一方、図６−２に示す実施の形態３にかかるインバータ装置のフィードバック制御系は、回転速度検出器３０が検出したモータ５の回転速度ωｒ、電流検出器６ａ，６ｂが検出した検出電流ｉｕ，ｉｖ、および電圧検出器１９が検出した平滑コンデンサ３の両端電圧Ｖｄｃが入力される電流制御系３１、ＵＶＷ三相静止座標系の検出値をｄｑ直交２軸回転座標系の検出値に変換して電流制御系３１に出力する座標変換部３３ｂ、電流制御系３１の出力（ｑ軸電圧指令Ｖｑ^*，ｄ軸電圧指令Ｖｄ^*）を座標変換することによって得られるインバータ出力電圧指令（ｖｕ^*，ｖｖ^*，ｖｗ^*）を生成する座標変換部３３ａ、および座標変換部３３ａ，３３ｂに基準位相の情報を出力する積分器４３を備えて構成される。さらに、電流制御系３１は、すべり制御部３２、減算器３４，３８、ｄ軸電流制御部３５、ｑ軸電流制御部３９、加算器３６，４０，４１、および電圧補償部４２の各構成部を備えて構成される。

つぎに、実施の形態３にかかるインバータ装置の動作を図６−１〜図６−３の各図面を参照して説明する。

まず、電流制御系３１には、電源側が健全なときは所定の指令値として与えられると共に、電源側に瞬時的電圧低下が発生したときには電圧制御系２５から入力されるｑ軸電流指令ｉｑ^*、設定値であるｄ軸電流指令ｉｄ^*、および回転速度検出器３０が検出したモータ５の回転速度ωｒ、ならびに座標変換部３３ｂによって変換されたｄ軸電流ｉｄ、ｑ軸電流ｉｑが、それぞれ入力される。また、電流制御系３１は、入力されたｑ軸電流指令ｉｑ^*、ｄ軸電流指令ｉｄ^*および回転速度ωｒに基づいて、すべり周波数指令ωｓ^*を生成して積分器４３に出力するとともに、入力されたｑ軸電流指令ｉｑ^*、ｄ軸電流指令ｉｄ^*、ｄ軸電流ｉｄ、ｑ軸電流ｉｑおよび内部で算出されたインバータ主回路４の出力周波数ω１に基づいて、ｑ軸電圧指令Ｖｑ^*およびｄ軸電圧指令Ｖｄ^*を生成して座標変換部３３ａに出力する。

座標変換部３３ｂは、電流検出器６ａ，６ｂの検出電流（ｉｕ，ｉｖ）および積分器４３の出力（基準位相θ）に基づいてｄ軸電流成分ｉｄおよびｑ軸電流成分ｉｑを演算して電流制御系３１に出力する。また、座標変換部３３ａは、積分器４１から出力される基準位相θを考慮し、電流制御系３１の制御出力（ｄ軸電圧指令Ｖｄ^*、ｑ軸電圧指令Ｖｑ^*）に基づいて、インバータ出力電圧指令ｖｕ^*，ｖｖ^*，ｖｗ^*をそれぞれ生成して制御部７に出力する。なお、電流制御系３１の内部における制御処理は、周知の事項であり、ここでの詳細な説明は省略する。

ここで、実施の形態３のインバータ装置における制御処理を実施の形態２の制御処理と比較すると、以下の点が相違している。まず、ｄ軸電流指令ｉｄ^*およびｑ軸電流指令ｉｑ^*に基づき、それぞれｄ軸電流制御部３５とｑ軸電流制御部３９の各構成部ごとに、各々の電流をフィードバック制御している点が、実施の形態１、２の制御処理とは相違している。また、座標変換に用いる基準位相θが、モータ回転速度ωｒ（すなわちインバータ主回路４の出力周波数）に応じて変化する（実施の形態１、２では基準位相θは任意）ということも相違する点である。

しかしながら、本実施の形態のように、回転速度検出器３０の検出速度を用いてインバータ装置を制御するような制御系であっても、上記（２）式が成立するため、実施の形態２で示した電圧制御系２５を利用することができる。すなわち、図６−２の電流制御系３１に入力されるｑ軸電流指令ｉｑ^*として、実施の形態２で示した電圧制御系２５の出力で代替することにより、瞬時的電圧低下が発生している期間において、平滑コンデンサ３の電圧Ｖｄｃを所望の値に制御することが可能となる。

このように、モータ回転数（あるいはモータ回転速度）に基づいてｄ軸電流およびｑ軸電流を個々にフィードバック制御するような制御系において、インバータ出力のｄ軸電圧指令Ｖｄ^*およびｑ軸電圧指令Ｖｑ^*の両者が与えられたときでも、電流制御系に入力させるｑ軸電流指令ｉｑ^*を得るにあたり、平滑コンデンサ３の電流指令ｉｄｃ^*に対して所定の乗算処理および加減算処理を行うことにより、電圧制御系が必要とする平滑コンデンサ電流ｉｄｃを確実に得るようにして、所望の値に安定したＶｄｃを得るようにしているので、系統電源に瞬時的電圧低下が発生する場合であっても、インバータ装置の運転を安定的に継続することが可能となる。

また、このような制御が行われるとき、モータ５の回転がモータ５に接続された負荷によって減速した場合であっても、平滑コンデンサ３の電圧が一定値に維持されるようにインバータ主回路４の制御がなされるため、結果的にモータ５の回転数とインバータ主回路４の出力周波数とが概ね同一となるよう制御される。このとき、モータ５の減速に伴ってインバータ主回路４の出力周波数および出力電圧Ｖｑ，Ｖｄも低下することとなるが、電圧制御系２５の乗算器１１および減算器２４にてＶｄおよびＶｑの項を反映させているため、減速時においても電圧制御系２５の応答が所望の値に確保され、モータ５が停止するまでの間のインバータ主回路４の運転を安定的に継続することが可能となる。

また、インバータ出力の周波数指令は、モータ回転数およびすべり周波数に基づいて与えられるため、ｑ軸電流をモータのトルクとして確実に反映することができ、平滑コンデンサの電圧をより安定に制御することができる。

なお、本実施の形態では、フィードバック制御系の一部を構成する電圧制御系として、図４に示す電圧制御系２５を用いる実施形態について説明したが、図１に示す電圧制御系１５を用いることも可能であり、実施の形態１と同様な効果が得られる。

また、本実施の形態では、モータ５としてすべり制御部３２を必要とするモータ（例えば誘導モータ）を念頭において説明を行ってきたが、当該モータ以外のモータ（例えば同期モータ）に適用することも可能である。なお、同期モータ等を用いる場合には、図６−２の電流制御系３１におけるすべり制御部３２は不要であり、回転速度検出器３０の検出出力を電圧補償部４２および積分器４３に入力すればよい。

なお、実施の形態１〜３にかかるインバータ装置は、３相の交流電源に接続され、供給される３相交流電圧を整流する３相コンバータの構成について示したが、３相以外の交流電源に接続されていてもよい。この場合、交流電源の種類に応じた好適なコンバータを用いるようにすればよい。

また、実施の形態１〜３では、負荷として３相の交流出力を必要とするモータ５が接続される構成について示したが、３相以外の交流出力を必要とする負荷を接続することも可能である。このような場合も、負荷の種類に応じた好適なインバータ主回路を用いるようにすればよい。

以上のように、本発明にかかるインバータ装置は、電源側に瞬時的電圧低下が発生した状況下において、負荷の運転を確実に継続することができるインバータ装置として有用である。

Claims (5)

1. 交流電源からの交流出力を整流するコンバータ回路部と、
   前記コンバータ回路部の整流出力を蓄積するコンデンサと、
   前記コンデンサからの直流出力を所定の交流出力に変換して出力するインバータ回路部と、
   前記コンデンサの電圧を所定の値に制御する電圧制御部と、
   前記電圧制御部が出力する電流指令に基づき、前記インバータ回路部が出力する電流を制御するための該インバータ回路部への出力指令を生成する電流制御部と、
   を備え、
   前記電圧制御部は、前記交流電源に瞬時的な停電や瞬時的な電圧低下が発生している間、前記コンデンサの電圧および前記インバータ回路部への出力指令の各情報に基づいて前記電流制御部への電流指令を生成することを特徴とするインバータ装置。
2. 前記電圧制御部が出力する電流指令は、
   前記コンデンサの電圧（コンデンサ電圧）および該コンデンサの目標値電圧（コンデンサ目標値電圧）に基づいて生成された該コンデンサに流すべき電流指令（コンデンサ電流指令）と、前記コンデンサ電圧の前記電流制御部が生成する前記インバータ回路部への出力電圧指令に対する電圧比と、を乗算した乗算出力であることを特徴とする請求項１に記載のインバータ装置。
3. 交流電源からの交流出力を整流するコンバータ回路部と、
   前記コンバータ回路部の整流出力を蓄積するコンデンサと、
   前記コンデンサからの直流出力を所定の交流出力に変換して出力するインバータ回路部と、
   前記コンデンサの電圧を所定の値に制御する電圧制御部と、
   前記電圧制御部が出力する電流指令に基づき、前記インバータ回路部が出力する電流を制御するための該インバータ回路部への出力指令を生成する電流制御部と、
   を備え、
   前記電圧制御部は、前記交流電源に瞬時的な停電や瞬時的な電圧低下が発生している間、前記コンデンサの電圧、前記インバータ回路部への出力指令および前記インバータ回路部の出力電流の各情報に基づいて前記電流制御部への電流指令を生成することを特徴とするインバータ装置。
4. 前記電圧制御部が出力する電流指令は、
   前記コンデンサの電圧（コンデンサ電圧）および該コンデンサの目標値電圧（コンデンサ目標値電圧）に基づいて生成された該コンデンサに流すべき電流指令（コンデンサ電流指令）と、前記コンデンサ電圧の前記電流制御部が生成する前記インバータ回路部への出力電圧指令に対する電圧比と、を乗算した第１の乗算出力と、
   前記インバータ回路部の出力電流と、前記インバータ回路部へのｄ軸電圧指令として設定された設定値の前記電流制御部が生成する前記インバータ回路部へのｑ軸電圧指令に対する電圧比と、を乗算した第２の乗算出力と、
   の減算出力であることを特徴とする請求項３に記載のインバータ装置。
5. 前記電圧制御部が出力する電流指令は、前記インバータ回路部が出力する交流出力の出力周波数に応じて変化する基準位相を用いて前記インバータ回路部の出力電流を座標変換して得られた電流に対する指令値となっていることを特徴とする請求項１〜４のいずれか１項に記載のインバータ装置。

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