JP5664588B2 - 電源回生装置および電力変換装置 - Google Patents

Description

開示の実施形態は、電源回生装置および電力変換装置に関する。

従来、電源回生装置として、例えば、モータを制御するインバータ装置と交流電源との間に配置される電源回生コンバータが知られている。電源回生コンバータは、モータの減速時に、モータからインバータ装置を介して供給される電力を電力変換部によって交流電力へ変換して交流電源へ供給する電源回生を行う。

電源回生コンバータによる電源回生は、交流電源の位相に同期して行われる。すなわち、電源回生コンバータは、交流電源から供給される交流電圧を検出し、かかる検出結果に基づいて交流電源の位相を検出する。そして、電源回生コンバータは、検出した交流電源の位相に応じて電力変換部を制御して電源回生を行う（例えば、特許文献１参照）。

特開２０１１−１０１４７３号公報

上述した電源回生装置において、交流電源と結ぶ経路の距離が比較的長い場合（例えば、１Ｋｍ超）、配線経路のリアクタンス分が増大することにより、電源回生装置側の交流電圧に低周波擾乱が発生して系統の電源が不安定となることがある。電源が不安定になると、当該電源回生装置周辺における系統内の照明装置が点滅してしまうといった現象が生じることがある。

その対策として、交流電源と電源回生装置との間にダンピング抵抗を挿入したり、あるいは、電源回生装置の入出力電流を制御する電流調整器のゲインを調整することが考えられる。しかし、ダンピング抵抗を挿入すると発熱の問題が新たに生じる。また、電流調整器のゲイン調整は、難しい調整を要することもあるため、より簡単な対策が望まれる。

実施形態の一態様は、上記に鑑みてなされたものであって、ロバスト性が高く、擾乱発生を抑制することができる電源回生装置および電力変換装置を提供することを目的とする。

実施形態の一態様に係る電源回生装置は、電力変換部と、ＡＣリアクトルと、電圧検出部と、位相検出部と、前記位相検出部により検出した位相検出値に基づいて、前記電力変換部を制御する駆動制御部と、無効電流成分検出部とを備える。電力変換部は、交流電源と接続され、当該交流電源から供給される交流電力を直流電力に変換する一方、直流電力を交流電力へ変換して前記交流電源側へ回生可能である。ＡＣリアクトルは、前記電力変換部の交流側の各相端子と前記交流電源の各相との間に接続される。電圧検出部は、前記交流電源から供給される交流電圧を前記ＡＣリアクトル側で検出し、当該交流電圧に応じた交流検出信号を出力する。位相検出部は、前記交流検出信号に基づいて前記交流電源の位相を検出する。無効電流成分検出部は、前記電力変換部の交流側端子を流れる電流の無効電流成分を検出する。前記駆動制御部は、前記位相検出部において検出した位相検出値を、前記無効電流成分に基づいて補正する位相補正部を備える。前記位相補正部は、前記電力変換部が直流電力を交流電力へ変換して回生する場合と、交流電力を直流電力へ変換する場合とで、位相補正値の正負を切り替える符号切替部を備える。

実施形態の一態様によれば、交流電源と電力変換部とを結ぶ経路間に存在する配線経路のリアクタンス分に起因する擾乱の発生に簡単に対処することができる電源回生装置および電力変換装置を提供することができる。

図１は、実施形態に係る電源回生装置および電力変換装置の構成を示す説明図である。 図２は、第１の実施形態に係る電源回生装置の制御部の具体的構成の一例を示す説明図である。 図３は、電源電圧の擾乱現象を示す説明図である。 図４は、フィルタと配線経路のリアクタンス分を含む回路を示す説明図である。 図５は、干渉項の説明図である。 図６は、入出力電流と電源回生装置の電力変換部交流端子側の電圧との関係を示す説明図である。 図７は、入出力電流と電源回生装置の電力変換部交流端子側の電圧との関係を変形して示す説明図である。 図８は、電流の擾乱と電圧の擾乱との関係を示す説明図である。 図９は、擾乱が位相検出に与える影響を示す説明図である。 図１０は、回生運転時の電流ベクトル図である。 図１１は、力行運転時の電流ベクトル図である。 図１２は、符号処理を示す説明図である。 図１３は、第２の実施形態に係る電源回生装置の制御部の具体的構成の一例を示す説明図である。 図１４は、同第２の実施形態における回生時の電流ベクトル図である。

以下、図面を参照して、本願の開示する電源回生装置および電力変換装置の実施形態を詳細に説明する。なお、以下に示す実施形態によりこの発明が限定されるものではない。

図１を参照しながら、本実施形態に係る電源回生装置、および同電源回生装置を備える電力変換装置を説明する。図１は、実施形態に係る電源回生装置および電力変換装置の構成を示す説明図である。なお、実施形態に係る電源回生装置は、電源回生コンバータの一例に相当する。

図１に示すように、本実施形態に係る電力変換装置５は、電源回生装置１およびインバータ装置３によって構成されている。電源回生装置１は、モータ４を駆動させるための電力をインバータ装置３側に供給する力行運転状態と、インバータ装置３側から供給された電力を３相交流電源２へ回生する回生運転状態とを切り替えて実行する。電力変換装置５は、電源回生装置１およびインバータ装置３を協調制御している。

例えば、本実施形態に係る電力変換装置５は、３相交流電源２から比較的に長い距離（例えば、数Ｋｍ）離隔して設けられており、３相交流電源２との間には所定量に達する配線経路のリアクタンス分Ｌ_ｓｒｃが存在する。

力行運転時には、電源回生装置１はコンバータ装置として機能し、３相交流電源２から供給される交流電力を直流電力へ変換する。インバータ装置３は、電源回生装置１によって変換された直流電力を交流電力へ変換してモータ４を駆動する。

一方、回生運転時には、インバータ装置３は、モータ４の減速によってモータ４に生じる誘導起電力を直流電力へ変換するように、後述するインバータ装置３内部のスイッチング素子を駆動し、直流電力を電源回生装置１へ供給する。電源回生装置１は、インバータ装置３から供給される直流電力を交流電力へ変換して３相交流電源２へ供給することによって電源回生を行う。

電源回生装置１は、３相交流電源２とインバータ装置３との間に配置される電力変換部１０と、電力変換部１０を制御する制御部２０と、３相交流電源２の各相と電力変換部１０との間に配置される電流平滑用のフィルタ３０とを備える。

電力変換部１０は、三相ブリッジ回路１２と、平滑コンデンサＣ１とを備える。三相ブリッジ回路１２は、例えば、後で詳述する図２に示すように、６個のダイオードＤ１〜Ｄ６を三相ブリッジ接続し、それぞれのダイオードＤ１〜Ｄ６ごとにスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６を逆並列に接続して構成される。

三相ブリッジ回路１２は、力行運転時において３相交流電源２から供給される交流電圧を整流し、三相ブリッジ回路１２によって整流された電圧は平滑コンデンサＣ１によって平滑される。かかる動作によって、平滑コンデンサＣ１に直流電力が蓄積され、インバータ装置３へ直流電力が供給される。

また、三相ブリッジ回路１２は、モータ４からインバータ装置３を介して供給される電力を３相交流電源２へ供給する電源回生を行う機能を備える。すなわち、三相ブリッジ回路１２は、インバータ装置３から供給されて平滑コンデンサＣ１に蓄積された直流電力を交流電力へ変換して３相交流電源２へ供給することができる。

かかる三相ブリッジ回路１２は制御部２０によって制御される。制御部２０は、図示するように、電圧検出部２１と、位相検出部２５と、駆動制御部２７とを備える。

電圧検出部２１は、３相交流電源２から出力される交流電圧の瞬時値を繰り返し継続して検出し、検出結果に応じた検出信号（以下、交流検出信号と記載する）を位相検出部２５へ出力する。かかる交流検出信号は、３相交流電源２の電圧波形に対応した波形の信号である。

位相検出部２５は、電圧検出部２１から出力される交流検出信号に基づき、３相交流電源２の位相を検出する。

駆動制御部２７は、位相検出部２５によって検出された３相交流電源２の位相に基づいて、三相ブリッジ回路１２内のスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６（図２参照）を駆動することによって、運転状態に応じた電力変換を行う。

また、図示するように、本実施形態に係る駆動制御部２７は、位相補正部６８を備えている。例えば、３相交流電源２と電源回生装置１とを結ぶ経路の距離が比較的長い場合、リアクタンス分Ｌ_ｓｒｃが増大することにより、電源回生時に、好ましくない低周波擾乱が発生することがある（図３を参照）。

かかる位相補正部６８は、低周波擾乱の発生を抑制するものであり、長距離配線のリアクタンス分Ｌ_ｓｒｃに起因した低周波擾乱によって、位相検出部２５で検出した電圧位相検出値θに位相ずれ（位相の検出誤差）が生じた場合、そのずれを補正する機能を有する。

このように、位相補正部６８を設けたことで、例えば、３相交流電源２と電源回生装置１との間にダンピング抵抗を挿入したり、あるいは、電流調整器のゲインを調整することなく、簡単に低周波擾乱を抑制することが可能となる。なお、位相補正部６８は、本実施形態において要部をなすものであり、詳しくは後述する。

（第１の実施形態）
ここで、第１の実施形態に係る電源回生装置１の具体的構成の一例について、図２を参照しながら説明する。

図示するように、３相交流電源２と電力変換部１０との間には、フィルタ３０と電流検出部４０とが設けられている。フィルタ３０は、３相交流電源２の各相と電力変換部１０との間にそれぞれ２つずつ直列に接続された６つのＡＣリアクトルＬ_filと、各相のＡＣリアクトルＬ_filの中間点と仮想中性点との間にそれぞれ接続された３つのコンデンサＣ２とにより構成される。また、電流検出部４０は、各相電流値をＩ_Ｒ、Ｉ_Ｓ、Ｉ_Ｔとして検出する。なお、フィルタ３０の構成は図２に示す構成に限定されるものではない。

電源回生装置１の制御部２０は、図２に示すように、電源電圧検出部２１ａと、３相／２相変換部２１ｂと、位相検出部２５と、駆動制御部２７とを備える。なお、電源電圧検出部２１ａおよび３相／２相変換部２１ｂが電圧検出部２１の一例に相当する。

電源電圧検出部２１ａは、３相交流電源２の電圧を検出する。具体的には、電源電圧検出部２１ａは、フィルタ３０の近傍において３相交流電源２のＲ相、Ｓ相およびＴ相の各相電圧の瞬時値を検出し、交流検出信号Ｖ_Ｒ、Ｖ_Ｓ、Ｖ_Ｔを出力する。

３相／２相変換部２１ｂは、交流検出信号Ｖ_Ｒ、Ｖ_Ｓ、Ｖ_Ｔを固定座標上の直交した２軸のαβ成分へ変換して、α軸方向の交流検出信号Ｖαとβ軸方向の交流検出信号Ｖβとをベクトル成分とするαβ軸座標系の固定座標電圧ベクトルを求める。そして、かかる交流検出信号Ｖα、Ｖβを位相検出部２５へ出力する。

位相検出部２５は、３相／２相変換部２１ｂから出力される交流検出信号Ｖα、Ｖβに基づいて、３相交流電源２の電圧位相を検出し、電圧位相検出値θとして出力する。例えば、位相検出部２５は、交流検出信号Ｖα、Ｖβをｄ−ｑ軸直交座標系のｄｑ成分へ変換した場合、ｄ軸成分が零になるように３相交流電源２の電圧位相を演算する。位相検出部２５は、このように演算した３相交流電源２の電圧位相に応じた電圧位相検出値θを出力する。

なお、電圧検出部２１及び位相検出部２５の構成は、図２の構成に限定されるものではない。例えば、各相ＡＣリアクトルＬ_filの中間点（直列接続されたＡＣリアクトル同士の接続点）あるいは電力変換部１０の交流側端子における交流電圧を検出し、前記検出した交流電圧に交流側端子を流れる電流及び該当するＡＣリアクトル部分のインピーダンスの乗算値を加算演算し、該演算で得た３相交流電源の交流電圧に基づいてその位相を推定するようにしてもよい。

駆動制御部２７は、実効値算出器５１と、Ａ／Ｄ変換器５２と、３相／２相変換器５３と、ｄｑ座標変換器５４と、直流母線電圧検出器５５と、減算器５６とを備える。なお、３相／２相変換器５３およびｄｑ座標変換器５４が座標変換部の一例に相当する。

また、駆動制御部２７は、ｑ軸電流指令出力器５７と、ｑ軸電流偏差演算器５８と、ｑ軸電流調整器５９と、ｑ軸電圧指令補正器６０と、ｄ軸電流指令出力器６１と、ｄ軸電流偏差演算器６２と、ｄ軸電流調整器６３とを備える。また、駆動制御部２７は、電圧振幅指令生成器６４と、電圧位相指令生成器６５と、加算器６６と、制御信号生成部としてのＰＷＭ制御器６７とを備える。さらに、駆動制御部２７は、位相補正部６８を構成する位相変換器６８ａと符号切替部６８ｂとを備える。

実効値算出器５１は、３相／２相変換部２１ｂから出力される交流検出信号Ｖα、Ｖβに基づいて、３相交流電源２の実効電圧値Ｖｓｅを検出する。

Ａ／Ｄ変換器５２は、電流検出部４０によって検出された相電流検出値Ｉ_Ｒ、Ｉ_Ｓ、Ｉ_ＴをＡ／Ｄ変換によってデジタル値に変換する。なお、相電流検出値Ｉ_Ｒは、Ｒ相電流の瞬時値であり、相電流検出値Ｉ_Ｓは、Ｓ相電流の瞬時値であり、相電流検出値Ｉ_Ｔは、Ｔ相電流の瞬時値である。なお、電流検出部４０として、例えば、磁電変換素子であるホール素子を利用して電流を検出する電流センサを用いることができる。

３相／２相変換器５３は、相電流検出値Ｉ_Ｒ、Ｉ_Ｓ、Ｉ_Ｔを固定座標上の直交した２軸のαβ成分へ変換して、α軸方向の電流値Ｉαとβ軸方向の電流値Ｉβとをベクトル成分とするαβ軸座標系の固定座標電流ベクトルを求める。

ｄｑ座標変換器５４は、位相検出部２５によって検出された電圧位相検出値θに基づき、３相／２相変換器５３から出力されるαβ軸座標系の成分を変換することでｄ−ｑ軸回転座標系のｑ軸成分およびｄ軸成分を演算する。これにより、ｄｑ座標変換器５４は、ｑ軸電流値Ｉｑとｄ軸電流値Ｉｄ（＝無効電流成分となる）とを求める。すなわち、ｄｑ座標変換器５４は無効電流成分検出部として機能する。

直流母線電圧検出器５５は、電力変換部１０のインバータ装置３（図１を参照）側の直流電圧を検出する。具体的には、直流母線電圧検出器５５は、平滑コンデンサＣ１の端子間電圧値を直流電圧値Ｖｐｎとして検出し、減算器５６へ出力する。

減算器５６は、直流母線電圧検出器５５から出力される直流電圧値Ｖｐｎを電圧指令Ｖｐｎ^*から減算し、差分電圧値Ｖｇとしてｑ軸電流指令出力器５７へ出力する。

ｑ軸電流指令出力器５７は、減算器５６から入力される差分電圧値Ｖｇに基づきｑ軸電流指令Ｉｑ*を生成し、ｑ軸電流偏差演算器５８へ出力する。ｑ軸電流指令Ｉｑ^*は、有効電流の目標電流値である。なお、減算器５６とｑ軸電流指令出力器５７が、ＡＶＲ（自動電圧調整装置）を構成する。

ｑ軸電流偏差演算器５８は、ｑ軸電流指令Ｉｑ*と、ｄｑ座標変換器５４から出力されたｑ軸電流値Ｉｑとの偏差であるｑ軸電流偏差を演算してｑ軸電流調整器５９へ出力する。

ｑ軸電流調整器５９は、ｑ軸電流指令Ｉｑ*とｑ軸電流値Ｉｑとの偏差を零とするようにｑ軸電圧指令Ｖｑ１*を調整し、ｑ軸電圧指令補正器６０へ出力する。なお、ｑ軸電流偏差演算器５８とｑ軸電流調整器５９が、ＡＣＲｑ（ｑ軸電流制御器）を構成する。

ｑ軸電圧指令補正器６０は、ｑ軸電流調整器５９から出力されるｑ軸電圧指令Ｖｑ１^*に実効値算出器５１から出力される実効電圧値Ｖｓｅを加算し、ｑ軸電圧指令Ｖｑ^*として電圧振幅指令生成器６４および電圧位相指令生成器６５へ出力する。

ｄ軸電流指令出力器６１は、ｄ軸電流指令Ｉｄ*を生成してｄ軸電流偏差演算器６２へ出力する。ｄ軸電流指令Ｉｄ^*は、無効電流の目標電流値であり、例えば、力率を１とする場合、ｄ軸電流指令Ｉｄ^*は零に設定される。

ｄ軸電流偏差演算器６２は、ｄ軸電流指令Ｉｄ^*とｄ軸電流値Ｉｄとの偏差であるｄ軸電流偏差を演算してｄ軸電流調整器６３へ出力する。ｄ軸電流調整器６３は、ｄ軸電流指令Ｉｄ^*とｄ軸電流値Ｉｄとの偏差を零とするようにｄ軸電圧指令Ｖｄ^*を調整し、電圧振幅指令生成器６４および電圧位相指令生成器６５へ出力する。なお、ｄ軸電流偏差演算器６２とｄ軸電流調整器６３が、ＡＣＲｄ（ｄ軸電流制御器）を構成する。

電圧振幅指令生成器６４は、ｑ軸電圧指令補正器６０から出力されたｑ軸電圧指令Ｖｑ^*と、ｄ軸電流調整器６３から出力されたｄ軸電圧指令Ｖｄ^*とに基づき、出力電圧指令Ｖ^*を求める。例えば、電圧振幅指令生成器６４は、以下の式（１）から出力電圧指令Ｖ^*を求める。
出力電圧指令Ｖ^*＝（Ｖｄ^*2＋Ｖｑ^*2）^1/2 ・・・（１）

電圧位相指令生成器６５は、ｑ軸電圧指令補正器６０から出力されたｑ軸電圧指令Ｖｑ^*とｄ軸電流調整器６３から出力されたｄ軸電圧指令Ｖｄ^*とに基づき、出力位相指令θａ^*を求める。例えば、電圧位相指令生成器６５は、以下の式（２）から出力位相指令θａ^*を求める。
出力位相指令θａ^*＝ｔａｎ^-1（Ｖｑ^*／Ｖｄ^*） ・・・（２）

第２演算器７０は、位相検出部２５から出力される電圧位相検出値θから、位相変換器６８ａから出力される位相補正値Δθを減算する。加算器６６は、電圧位相指令生成器６５から出力される出力位相指令θａ^*に、第２演算器７０の減算値を加算して、位相θｐを演算する。

制御信号生成部であるＰＷＭ制御器６７は、電圧振幅指令生成器６４から出力される出力電圧指令Ｖ^*と、加算器６６によって演算された位相θｐとに基づいて、３相交流電圧指令、すなわち、３相交流電源２の各相に対する出力電圧指令Ｖ_Ｒ ^*、Ｖ_Ｓ ^*、Ｖ_Ｔ ^*を求める。例えば、ＰＷＭ制御器６７は、以下の式（３）〜（５）から、Ｒ相の出力電圧指令Ｖ_Ｒ ^*、Ｓ相の出力電圧指令Ｖ_Ｓ ^*、およびＴ相の出力電圧指令Ｖ_Ｔ ^*を求める。
Ｖ_Ｒ ^*＝Ｖ^*×ｓｉｎ（θｐ） ・・・（３）
Ｖ_Ｓ ^*＝Ｖ^*×ｓｉｎ（θｐ−（２π／３）） ・・・（４）
Ｖ_Ｔ ^*＝Ｖ^*×ｓｉｎ（θｐ＋（２π／３）） ・・・（５）

そして、ＰＷＭ制御器６７は、出力電圧指令Ｖ_Ｒ ^*、Ｖ_Ｓ ^*、Ｖ_Ｔ ^*に基づいて、電力変換部１０の各スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６を制御するＰＷＭ信号Ｓ１〜Ｓ６を生成する。これにより、電力変換部１０の交流側出力端子から出力電圧指令Ｖ_Ｒ ^*、Ｖ_Ｓ ^*、Ｖ_Ｔ ^*に応じた３相交流電圧が出力される。なお、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６として、例えば、ＩＧＢＴやＭＯＳＦＥＴなどの自己消弧形の半導体素子が用いられる。

次に、かかる電源回生装置１による低周波擾乱の発生を抑制する位相補正部６８について説明する。すなわち、前述したように、配線のリアクタンス分Ｌ_ｓｒｃに起因して、位相検出部２５で検出した電圧位相検出値θに位相ずれ（真の位相値と検出値とのずれ）が生じた場合、位相補正部６８はそのずれを補正して、低周波擾乱の発生を抑制することができる。

位相検出部２５の説明をする前に、長距離配線した場合に電源電圧Ｖｓが低周波で擾乱する現象（図３を参照）について考察する。なお、図３は、電源電圧の擾乱現象を示す説明図であり、定格周波数６０Ｈｚ、ＡＣ４４０Ｖの場合を示す。

低周波擾乱の発生原因は、以下に説明するサイクルに基づくものと考えられる。
（１）外的要因により、電源電流が乱れる。
（２）３相交流電源２と電源回生装置１との間のリアクタンス分Ｌ_ｓｒｃに乱れた電源電流が流れることにより、乱れた逆起電圧が発生する。
（３）乱れた逆起電圧を電圧検出部２１が検出し、位相検出がずれる。
（４）位相検出がずれたため、電流制御器（ＡＣＲ）による電流制御が難しくなる。
（５）さらに、リアクタンス分Ｌ_ｓｒｃが大きいため、電流制御器（ＡＣＲ）を含めた電流ループの応答性が設計値よりも遅くなる。
（６）その結果、電流制御器（ＡＣＲ）が乱れた電圧指令を出力してしまうため、乱れた電流が流れることになる。
（７）上記（１）〜（６）の事象が繰り返され、擾乱が発生する。

次に、擾乱の現象が発生する原因について、図面や数式を用いて、より具体的に説明する。擾乱原因のうち、大きな要因は以下の２点が考えられる。

（Ａ）１つは、上記（５）に係るもので、特に、電源経路のリアクタンス分Ｌ_ｓｒｃの増大による電流制御応答の劣化である。
（Ｂ）また、もう１つは、電源位相検出の推定の擾乱である。

（Ａ）に関して説明すると、電源経路のリアクタンス分Ｌ_ｓｒｃが増大すると、ＡＣＲを含めた電流ループの応答が設計値より遅くなる。電流ループの制御応答角周波数（ω）は、一般的には以下の式（６）で表される。式（６）より、「Ｌ→大」の場合「ω→小」となることが分かる。

そして、電流ループが遅くなる場合、ＡＶＲ（減算器５６およびｑ軸電流指令出力器５７）による母線電圧の制御も正常にできなくなるため、ＡＶＲの出力であるｑ軸電流指令Ｉｑ^*が擾乱してしまう。

特にＡＶＲの時定数と電流ループの応答（時定数）が近づく場合（想定していなかった配線のリアクタンス分Ｌ_ｓｒｃの存在により、電流ループの応答性が低下して近づく場合）、ｑ軸電流指令Ｉｑ*は発振し易くなる。

図４は、フィルタ３０と配線のリアクタンス分Ｌ_ｓｒｃを含む回路を示す説明図である。なお、便宜上、コンデンサによる影響は無視（∵低周波擾乱成分のみ対象とするため）している。電源回生装置１は、図示するように、フィルタ３０近傍の３相交流電圧（Ｖ_{ｃｎｖ_ｒ}’）を検出することにより電源位相を検出する。また、３相交流電源からの供給電圧（Ｖ_ｓｒｃ＝Ｖ_ｓ）と、配線のリアクタンス分Ｌ_ｓｒｃおよびフィルタ３０のＡＣリアクトルＬ_fil（但し、６個のＡＣリアクトル全てのインダクタンスを等しくしている）と、電力変換部１０の交流側端子電圧（Ｖ_ｃｎｖ＝Ｖ_{ｄ_ｃｎｖ}＋Ｖ_{ｑ_ｃｎｖ}）と電流とから方程式をたててｄ−ｑ変換すると、下記の式（８）を得る。（８）式において、３相交流電源と同位相になる軸をｑ軸、ｑ軸に対して９０度の位相遅れとなる軸をｄ軸とし、電圧及び電流はどちらも３相交流電源側から供給する方向を正としている。

なお、Ｖ_{ｄ_ｃｎｖ}及びＶ_{ｑ_ｃｎｖ}は電力変換部１０の交流側端子電圧のｄ軸成分及びｑ軸成分、Ｉｄ及びＩｑは電力変換部１０の交流側端子を流れる電流のｄ軸成分及びｑ軸成分である。また、Ｌ（インダクタンス値）＝Ｌ_ｓｒｃ＋２・Ｌ_ｆｉｌとしている。

式（８）の関係から描いたブロック図が図５である。図５は、干渉項の説明図である。

図５に示すように、ｑ軸電流Ｉｑが擾乱する場合、干渉項により、符号ｉ１で示すように、電源回生装置１のｄ軸電流側に干渉する。一方、ｄ軸電流Ｉｄが擾乱する場合、干渉項により、符号ｉ２で示すように、電源回生装置１のｑ軸電流側に干渉する。すなわち、図示するように、ｄ軸電流、ｑ軸電流それぞれに、干渉項により、擾乱成分ω*Ｌを乗じた成分が重畳され、電源電圧が擾乱することになる。

また、電圧の関係を分かりやすくするために、式（８）を移項して式（９）を得る。そして、式（９）をブロック図としたものが図６である。図６は、電流と、系統の電源回生装置１側の電圧との関係を示す説明図である。

ここで、擾乱は低周波である点に着目すると、微分演算子「s」は零と近似でき、また線間抵抗「Ｒ」も十分小さいとすると、図６は図７のように書き換えられる。

すなわち、前述したように、ｑ軸電流値Ｉｑの擾乱と、それに干渉して発生するｄ軸電流値Ｉｄの擾乱は、図７に示すように、配線のリアクタンス分Ｌ_ｓｒｃは電力変換部１０の交流端子側の電圧（Ｖｄ_cnv、Ｖｑ_cnv）に影響を及ぼし、擾乱の原因となる。

図８は、電流の擾乱と電圧の擾乱との関係を示す説明図である。３相交流電源に位相同期させようとした場合、フィルタ３０近傍の３相交流電圧を検出している関係上、位相検出部２５は、フィルタ３０近傍の３相交流電圧に追従する。そのため、実際の電源電圧よりずれた箇所を検出することになり、電圧擾乱が起こる場合、Ｃａｓｅ（１）〜（４）に示すような電圧の動きに追従することになる。

なお、図８において、Ｃａｓｅ（１）：Ｉｄ＜０，Ｉｑ＞０、Ｃａｓｅ（２）：Ｉｄ＞０，Ｉｑ＞０、Ｃａｓｅ（３）：Ｉｄ＜０，Ｉｑ＜０、Ｃａｓｅ（４）：Ｉｄ＞０，Ｉｑ＜０という状態にある。Ｃａｓｅ（１）においては、ｄ軸について（Ｉｑ×ωＬ）という正の干渉電圧が発生し、ｑ軸については（−Ｉｄ×ωＬ）という正の干渉電圧がＶｓに重畳される。Ｃａｓｅ（２）においては、ｄ軸について（Ｉｑ×ωＬ）という正の干渉電圧が発生し、ｑ軸については（−Ｉｄ×ωＬ）という負の干渉電圧がＶｓに重畳される。Ｃａｓｅ（３）においては、ｄ軸について（Ｉｑ×ωＬ）という負の干渉電圧が発生し、ｑ軸については（−Ｉｄ×ωＬ）という正の干渉電圧がＶｓに重畳される。Ｃａｓｅ（４）においては、ｄ軸について（Ｉｑ×ωＬ）という負の干渉電圧が発生し、ｑ軸については（−Ｉｄ×ωＬ）という負の干渉電圧がＶｓに重畳される。図８は、このような干渉電圧の影響を示したものである。

次に、擾乱発生の原因の１つである（Ｂ）について説明する。すなわち、電源位相検出の推定の擾乱に関するものである。図９は、擾乱が位相検出に与える影響を示す説明図であり、これは図３の一部を切り取ったものである（但し、説明のため位相補正部６８を除去している）。図示するように、検出箇所における電源電圧（Ｖｒ、Ｖｓ、Ｖｔ）が擾乱した場合、結果的に、電源電圧の位相検出にも擾乱成分が重畳され、有効電流成分（ｑ軸電流値Ｉｑ）、無効電流成分（＝ｄ軸電流値Ｉｄ）の算出が正常にできず、電流制御も正常な状態ではなくなる。このことにより、電源電圧の擾乱が強く発生することになる。

上述してきた擾乱の原因に鑑み、本実施形態に係る電源回生装置１および電力変換装置５は、図２に示すように、駆動制御部２７に、位相変換器６８ａと符号切替部６８ｂとを備える位相補正部６８（図１参照）を設けている。こうして、電流検出の際のｄ−ｑ変換時に位相の検出誤差を補正するとともに、電力変換部１０の交流側端子電圧指令の位相補正も行うようにしている。

具体的には、図示するように、ｄ軸電流偏差演算器６２とｄ軸電流調整器６３からなるＡＣＲｄ（ｄ軸電流制御器）側と、位相検出部２５とｄｑ座標変換器５４とを結ぶ経路との間に位相変換器６８ａおよび符号切替部６８ｂを設けている。そして、位相検出部２５とｄｑ座標変換器５４とを結ぶ経路中に設けた第１演算器６９において、位相検出部２５で検出された位相値θに対して、符号処理を施した位相変換器６８ａからの補正量Δθを減算している。ここで、補正量Δθは、ｄ軸電流の制御誤差（ｄ軸電流偏差演算器６２の出力）に基づいて演算した位相補正量であり、例えば、ｄ軸電流偏差演算器６２の出力をＫ倍したものである。なおｄ軸電流は零に制御されるのが一般的なので、ｄ軸電流偏差に代えて、検出したｄ軸電流を直接使用するようにしてもよい。

ｄｑ軸座標変換器５４には、位相検出部２５で検出された位相値θに対して、符号処理を施した位相変換器６８ａからの補正量Δθを減算して得た位相値（第１演算器６９の出力）が入力される。一方、加算器６６においては、電圧位相指令生成器６５からの出力位相指令θａ^*に、位相検出部２５で検出された位相値θに対して位相変換器６８ａからの補正量Δθ（但し、符号処理はされてない）を減算して得た値を加算し、該加算結果が位相θｐとしてＰＷＭ制御器６７に入力される。

なお、位相検出部２５から出力される位相値θは、あくまでも推定位相であり、ｄ軸電流の制御誤差にゲイン倍した補正量Δθを、位相値θから減算することにより、推定位相の安定化を図ることができる。

図１０に回生時（Ｉｑ＜０）の電流ベクトル図を示す。擾乱により、検出位相が実際の電源位相に対して進み方向にずれている場合、図示するように、真のＩｄは零であるにも関わらずｑ軸電流の一部がｄ’軸においてＩｄ’（＜０）として検出される。なお、ｄ−ｑ軸が理想的な検出電圧の位相とするのに対し、ｄ’−ｑ’軸は、電源回生装置１（電源回生コンバータ）が検出している位相である。

ｄ軸の電流指令を、例えば「零」として、ｄ’軸で得られる電流誤差Ｉｄ_err（＝−Ｉｄ’＞０）が発生すると、位相変換器６８ａから補正量Δθ（＞０）が出力され、第１演算器６９によって位相検出部２５から出力される位相値θはΔθだけ減算されるので（遅れ方向に補正されるので）、誤差を解消する方向に位相が補正される。

図１１は、力行運転時（Ｉｑ＞０）の電流ベクトル図である。すなわち、回生時にはｑ軸電流の符号は負であったが、電動時においては、回生時とは異なりｑ軸電流の符号は正である。したがって、軸ずれの方向は同じ進み方向でありながらもｄ’軸に発生する電流誤差Ｉｄ_err（＜０）の符号は異なる。

そのため、回生時と同様に補正してしまうと、軸ずれが拡大する方向（進み方向）に補正されることになる。そこで、本実施形態に係る位相補正部６８は、符号切替部６８ｂを備える構成としており、力行時は符号切替部６８ｂを介して符号の反転処理を行い、Δθの符号を反転することで補正量Δθの補正方向を切り替えている。

なお、電動・回生の切替は、ｑ軸電流の符号により行うとよい。その場合、ｑ軸電流指令値の符号により、もしくはｑ軸電流検出値の符号により切替を実行することができる。また、ｑ軸電流の絶対値が小さい場合、零クロス点での切替ミスを防止するため、図１２に示すように、不感帯を設けておき、かかる不感帯では補正量Δθを「零」にするようにするとよい。

第２演算器７０においては、位相変換器６８ａの出力Δθに対する符号切替処理は不要である。検出位相が実際の電源位相に対して進み方向にずれている場合、回生時（Ｉｑ＜０）には負のｄ軸電流が誤検出される（図１０参照）ので位相変換器６８ａの出力Δθは正となり、交流電圧指令の位相θｐをΔθ分だけ遅らせることになる（交流電圧指令はΔθ分だけ時計方向に回転移動する）。その結果、負のｄ軸電流を抑制させる方向に交流電圧指令が出力されるようになるので、擾乱の発生が抑制される。同様の場合、力行時（Ｉｑ＞０）には正のｄ軸電流が誤検出される（図１１参照）ので位相変換器６８ａの出力Δθは負となり、交流電圧指令の位相θｐをΔθ分だけ進ませることになる（交流電圧指令はΔθ分だけ反時計方向に回転移動する）。その結果、正のｄ軸電流を抑制させる方向に交流電圧指令が動くので、擾乱の発生が抑制される。したがって、いずれの場合においても、位相変換器６８ａの出力Δθに対する符号切替処理は不要となる。

（第２の実施形態）
次に、図１３および図１４を参照しながら、第２の実施形態に係る電源回生装置１の具体的構成の一例について説明する。図１３は、第２の実施形態に係る電源回生装置１の制御部２０の具体的構成の一例を示す説明図、図１４は、同第２の実施形態における回生時の電流ベクトル図である。なお、第２の実施形態が第１の実施形態と異なるのは、位相補正部６８の具体的な構成のみであり、その異なる点のみを説明する。また、第１実施形態と同一の構成要素については同一の符号を付して、その説明は省略する。

図１３に示すように、第２の実施形態に係る電源回生装置１の制御部２０は、電力変換部１０の交流側端子電圧指令の出力電圧位相の補正のみを行うようにして、ｄ軸電流の制御を向上させ、ｄ軸電流の安定性を向上させている。

具体的には、図示するように、ｄｑ座標変換器５４に対しては位相検出部２５の出力θがそのまま入力されており、位相補正部６８による位相値θの補正は、交流側端子電圧指令の出力電圧位相に対してのみ行われる。

かかる構成でも、図１４に示すように、電力変換部１０の交流側端子電圧指令は、前述のとおりｄ軸電流誤差を抑制させる方向に補正されるため、ｄ軸電流の安定性を向上させることができる。

なお、第１の実施形態としてｄｑ座標変換部５４（第１演算器６９）及び交流電圧指令θｐ（第２演算器７０）の双方に対して位相補正を行う実施例を提示し、第２の実施形態として交流電圧指令θｐ（第２演算器７０）に対してのみ位相補正を行う実施例を提示したが、実施形態はこれらに限られるものではない。例えば第３の実施形態として、ｄｑ座標変換部５４（第１演算器６９）に対してのみ位相補正を行う実施形態も容易に導き出すことができる。

以上、説明してきたように、実施形態に係る電源回生装置１および電力変換装置５によれば、３相交流電源２と電源回生装置１とを結ぶ経路間に存在する配線のリアクタンス分Ｌ_ｓｒｃに起因して発生する低周波擾乱を、ロバスト性の高い手段によって、きわめて簡単かつ効果的に抑制することができる。

なお、さらなる効果や、例えば、電源回生装置及びインバータ装置を備えた電力変換装置を、ＡＣ−ＡＣ直接変換を特徴とするマトリクスコンバータ装置にしたものなどのさらなる変形例は、当業者によって容易に導き出すことができる。このため、本発明のより広範な態様は、以上のように表しかつ記述した特定の詳細および代表的な実施形態に限定されるものではない。したがって、添付の特許請求の範囲およびその均等物によって定義される総括的な発明の概念の精神または範囲から逸脱することなく、様々な変更が可能である。

１ 電源回生装置
２ ３相交流電源
３ インバータ装置
４ モータ
５ 電力変換装置
１０ 電力変換部
１２ 三相ブリッジ回路
２０ 制御部
２１ 電圧検出部
２１ａ 電源電圧検出部
２１ｂ ３相／２相変換部
２５ 位相検出部
２７ 駆動制御部
３０ フィルタ
４０ 電流検出部
５１ 実行値算出器
５２ Ａ／Ｄ変換器
５３ ３相／２相変換器
５４ ｄｑ座標変換器
５５ 直流母線電圧検出器
５６ 減算器
５７ ｑ軸電流指令出力器
５８ ｑ軸電流偏差演算器
５９ ｑ軸電流調整器
６０ ｑ軸電圧指令補正器
６１ ｄ軸電流指令出力器
６２ ｄ軸電流偏差演算器
６３ ｄ軸電流調整器
６４ 電圧振幅指令生成器
６５ 電圧位相指令生成器
６６ 加算器
６７ ＰＷＭ制御器（制御信号生成部）
６８ 位相補正部
６８ａ 位相変換器
６８ｂ 符号切替部
６９ 第１演算器
７０ 第２演算器

Claims (5)

1. 交流電源と接続され、当該交流電源から供給される交流電力を直流電力に変換する一方、直流電力を交流電力へ変換して前記交流電源側へ回生可能な電力変換部と、
   前記電力変換部の交流側の各相端子と前記交流電源の各相との間に接続された各ＡＣリアクトルと、
   前記交流電源から供給される交流電圧を前記ＡＣリアクトル側で検出し、当該交流電圧に応じた交流検出信号を出力する電圧検出部と、
   前記交流検出信号に基づいて前記交流電源の位相を検出する位相検出部と、
   前記位相検出部により検出した位相検出値に基づいて、前記電力変換部を制御する駆動制御部と、
   前記電力変換部の交流側端子を流れる電流の無効電流成分を検出する無効電流成分検出部と、
   を備え、
   前記駆動制御部は、
   前記位相検出部において検出した位相検出値を、前記無効電流成分に基づいて補正する位相補正部を備え、
   前記位相補正部は、
   前記電力変換部が直流電力を交流電力へ変換して回生する場合と、交流電力を直流電力へ変換する場合とで、位相補正値の正負を切り替える符号切替部を備える
   ことを特徴とする電源回生装置。
2. 前記電圧検出部は、前記ＡＣリアクトル内あるいは前記電力変換部の交流側端子における交流電圧を検出し、当該交流電圧に応じた交流検出信号を出力するものであり、
   前記位相検出部は、前記交流検出信号に基づいて前記交流電源の位相を推定する
   ことを特徴とする請求項１に記載の電源回生装置。
3. 前記駆動制御部は、
   前記位相検出部により検出した位相検出値に基づいて、前記電力変換部を制御する制御信号を生成する制御信号生成部と、
   前記位相検出部により検出した位相検出値に基づいて、前記交流電源に同期したｄ−ｑ軸回転座標系のｑ軸成分およびｄ軸成分を導出する座標変換部とを備え、
   前記位相補正部は、
   前記制御信号生成部に入力される位相検出値または前記座標変換部に入力される位相検出値に対して補正する
   ことを特徴とする請求項１または２に記載の電源回生装置。
4. 前記駆動制御部は、ｄ軸電流指令を出力するｄ軸電流指令部を備え、
   前記位相補正部は、前記ｄ軸電流指令から前記座標変換部で導出されたｄ軸電流値を減算して得たｄ軸電流偏差に基づいて、補正する
   ことを特徴とする請求項３に記載の電源回生装置。
5. 請求項１〜４のいずれか１つに記載の電源回生装置と、
   前記電源回生装置の直流側端子に接続された１以上のインバータ装置と
   を備えることを特徴とする電力変換装置。

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