JPH10105261A - 電力変換装置 - Google Patents
電力変換装置Info
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- JPH10105261A JPH10105261A JP8259537A JP25953796A JPH10105261A JP H10105261 A JPH10105261 A JP H10105261A JP 8259537 A JP8259537 A JP 8259537A JP 25953796 A JP25953796 A JP 25953796A JP H10105261 A JPH10105261 A JP H10105261A
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- axis current
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Abstract
(57)【要約】
【課題】フィルタ回路２のコンデンサ２ｃに流れる進み
電流Ｉ0 の補償制御を行い、交流系統側に生じる無効電
力を完全に零に制御する。 【解決手段】電流基準補正手段１７がｑ軸電流基準Ｉｑ
* 及びゼロで与えられるｄ軸電流基準Ｉｄ* と、ｑ軸電
圧基準Ｖｑ* 及びｄ軸電圧基準Ｖｄ* と交流系統１の電
圧位相θに基づいてコンデンサ２ｃに流れる進み電流Ｉ
0 を補償するように補正されたｑ軸電流基準Ｉcq* 及び
ｄ軸電流基準Ｉcd* を出力し、ｑ軸電流制御手段１４ａ
及びｄ軸電流制御手段１４ｂが補正されたｑ軸電流基準
Ｉcq* 及びｄ軸電流基準Ｉcd* とベクトル演算器１３で
検出されたｑ軸電流成分Ｉｑ及びｄ軸電流成分Ｉｄとを
それぞれ比較してｑ軸電圧基準Ｖｑ* 及びｄ軸電圧基準
Ｖｄ* を出力し、ＰＷＭコンバータ３を制御して交流系
統１に流れる無効電流をゼロに制御する。
電流Ｉ0 の補償制御を行い、交流系統側に生じる無効電
力を完全に零に制御する。 【解決手段】電流基準補正手段１７がｑ軸電流基準Ｉｑ
* 及びゼロで与えられるｄ軸電流基準Ｉｄ* と、ｑ軸電
圧基準Ｖｑ* 及びｄ軸電圧基準Ｖｄ* と交流系統１の電
圧位相θに基づいてコンデンサ２ｃに流れる進み電流Ｉ
0 を補償するように補正されたｑ軸電流基準Ｉcq* 及び
ｄ軸電流基準Ｉcd* を出力し、ｑ軸電流制御手段１４ａ
及びｄ軸電流制御手段１４ｂが補正されたｑ軸電流基準
Ｉcq* 及びｄ軸電流基準Ｉcd* とベクトル演算器１３で
検出されたｑ軸電流成分Ｉｑ及びｄ軸電流成分Ｉｄとを
それぞれ比較してｑ軸電圧基準Ｖｑ* 及びｄ軸電圧基準
Ｖｄ* を出力し、ＰＷＭコンバータ３を制御して交流系
統１に流れる無効電流をゼロに制御する。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は交流系統と直流系統
との間で電力の授受を行なう電力変換装置に係り、特に
交流系統側の運転力率を改善した電力変換装置に関す
る。
との間で電力の授受を行なう電力変換装置に係り、特に
交流系統側の運転力率を改善した電力変換装置に関す
る。
【０００２】
【従来の技術】商用（交流）系統から交流電力の供給を
受け、直流電力に変換する電力変換システムや、変換さ
れた直流電力をインバータを用いて所望の周波数の交流
電力に変換し誘導電動機を駆動する電動機駆動システム
が一般的に用いられている。また、太陽電池や燃料電池
により発電された直流電力を交流電力に変換して商用
（交流）系統へ供給する電力変換システムが一般的に用
いられている。また、交流電力を直流電力に変換する場
合、或いは直流電力を交流電力に変換する場合、一般
に、交流系統側に無効電力や高調波が発生するのでこれ
らを抑制することが求められている。
受け、直流電力に変換する電力変換システムや、変換さ
れた直流電力をインバータを用いて所望の周波数の交流
電力に変換し誘導電動機を駆動する電動機駆動システム
が一般的に用いられている。また、太陽電池や燃料電池
により発電された直流電力を交流電力に変換して商用
（交流）系統へ供給する電力変換システムが一般的に用
いられている。また、交流電力を直流電力に変換する場
合、或いは直流電力を交流電力に変換する場合、一般
に、交流系統側に無効電力や高調波が発生するのでこれ
らを抑制することが求められている。
【０００３】図４はこのようなシステムに用いられるパ
ルス幅変調制御（ＰＷＭ）コンバータを示したものであ
る。交流系統１から供給される交流電圧は高調波を抑制
するためのフィルタ回路２を介してＰＷＭコンバータ３
に供給され、ＰＷＭコンバータ３により交流電圧がＰＷ
Ｍ制御され正弦波の交流電流を流しながら直流電圧に変
換され、コンデンサ４で平滑された直流電圧Ｖdcが負荷
５に供給される。
ルス幅変調制御（ＰＷＭ）コンバータを示したものであ
る。交流系統１から供給される交流電圧は高調波を抑制
するためのフィルタ回路２を介してＰＷＭコンバータ３
に供給され、ＰＷＭコンバータ３により交流電圧がＰＷ
Ｍ制御され正弦波の交流電流を流しながら直流電圧に変
換され、コンデンサ４で平滑された直流電圧Ｖdcが負荷
５に供給される。
【０００４】電圧制御回路９は直流電圧基準Ｖdc* と電
圧検出器８で検出された直流電圧Ｖdcとの偏差が零にな
るように有効電流基準Ｉｑ* を出力する。一方、交流系
統１の交流電圧Ｖｓは電圧検出器１０で検出され、ＰＬ
Ｌ回路１１は交流電圧Ｖｓに同期した位相信号θを出力
する。また、フィルタ回路２を介してＰＷＭコンバータ
３に入力される交流電流Ｉｃは電流検出器１２で検出さ
れる。ベクトル演算器１３は検出された交流電流Ｉｃを
位相信号θに基づいて交流電圧Ｖｓと同相成分の有効電
流Ｉｑと９０°遅れ成分である無効電流Ｉｄに分解して
出力する。電流制御回路１４ａは有効電流基準Ｉｑ* と
有効電流Ｉｑとの偏差が零となるようにｑ軸電圧基準Ｖ
ｑ* を出力し、電流制御回路１４ｂは無効電流基準Ｉｄ
* と無効電流Ｉｄとの偏差が零となるようにｄ軸電圧基
準Ｖｄ* を出力する。無効電流基準Ｉｄ* は零で与えら
れ無効電流Ｉｄが零となるようにｄ軸電圧基準Ｖｄ* が
出力される。ベクトル演算器１５はｑ軸電圧基準Ｖｑ*
及びｄ軸電圧基準Ｖｄ* と電圧位相θとからＰＷＭコン
バータ３を制御するための電圧基準に変換し、ＰＷＭ制
御回路１６を介してＰＷＭコンバータ３のスイッチング
素子をＰＷＭ制御する。このように制御することによ
り、交流系統１に流れる無効電流成分を零に制御しなが
ら直流電圧Ｖdcを直流電圧基準Ｖdc* に一致するよう制
御して、交流系統側を高力率に制御している。
圧検出器８で検出された直流電圧Ｖdcとの偏差が零にな
るように有効電流基準Ｉｑ* を出力する。一方、交流系
統１の交流電圧Ｖｓは電圧検出器１０で検出され、ＰＬ
Ｌ回路１１は交流電圧Ｖｓに同期した位相信号θを出力
する。また、フィルタ回路２を介してＰＷＭコンバータ
３に入力される交流電流Ｉｃは電流検出器１２で検出さ
れる。ベクトル演算器１３は検出された交流電流Ｉｃを
位相信号θに基づいて交流電圧Ｖｓと同相成分の有効電
流Ｉｑと９０°遅れ成分である無効電流Ｉｄに分解して
出力する。電流制御回路１４ａは有効電流基準Ｉｑ* と
有効電流Ｉｑとの偏差が零となるようにｑ軸電圧基準Ｖ
ｑ* を出力し、電流制御回路１４ｂは無効電流基準Ｉｄ
* と無効電流Ｉｄとの偏差が零となるようにｄ軸電圧基
準Ｖｄ* を出力する。無効電流基準Ｉｄ* は零で与えら
れ無効電流Ｉｄが零となるようにｄ軸電圧基準Ｖｄ* が
出力される。ベクトル演算器１５はｑ軸電圧基準Ｖｑ*
及びｄ軸電圧基準Ｖｄ* と電圧位相θとからＰＷＭコン
バータ３を制御するための電圧基準に変換し、ＰＷＭ制
御回路１６を介してＰＷＭコンバータ３のスイッチング
素子をＰＷＭ制御する。このように制御することによ
り、交流系統１に流れる無効電流成分を零に制御しなが
ら直流電圧Ｖdcを直流電圧基準Ｖdc* に一致するよう制
御して、交流系統側を高力率に制御している。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、上述し
た従来装置では交流系統側の無効電力を完全に零に制御
することができないという問題がある。すなわち、フィ
ルタ回路２の等価回路を図５（ａ）のようにリアクトル
２ａ、２ｂ及びコンデンサ２ｃでなる回路とした場合、
ＰＷＭコンバータ３に入力される交流電流Ｉｃの無効電
流成分がゼロに制御され、Ｉｃが交流電圧Ｖｓと同相に
制御され、フィルタ回路２のコンデンサ２ｃに流れる進
み電流Ｉ0 がＩｃに加算されるので、交流系統に流れる
交流電流Ｉｓは図５（ｂ）に示すように、交流系統の電
圧Ｖｓより進み位相となり、進みの無効電力が発生す
る。交流系統１とフィルタ回路２の間に別の電流検出器
を設ければこの問題は解決されるが、ＰＷＭコンバータ
３を保護するため結局は電流検出器１２を設けることに
なり高価になるという問題が生じる。
た従来装置では交流系統側の無効電力を完全に零に制御
することができないという問題がある。すなわち、フィ
ルタ回路２の等価回路を図５（ａ）のようにリアクトル
２ａ、２ｂ及びコンデンサ２ｃでなる回路とした場合、
ＰＷＭコンバータ３に入力される交流電流Ｉｃの無効電
流成分がゼロに制御され、Ｉｃが交流電圧Ｖｓと同相に
制御され、フィルタ回路２のコンデンサ２ｃに流れる進
み電流Ｉ0 がＩｃに加算されるので、交流系統に流れる
交流電流Ｉｓは図５（ｂ）に示すように、交流系統の電
圧Ｖｓより進み位相となり、進みの無効電力が発生す
る。交流系統１とフィルタ回路２の間に別の電流検出器
を設ければこの問題は解決されるが、ＰＷＭコンバータ
３を保護するため結局は電流検出器１２を設けることに
なり高価になるという問題が生じる。
【０００６】本発明は上記問題を改善しようとしてなさ
れたもので、その目的はフィルタ回路のコンデンサに流
れる進み電流の補償制御を行い、交流系統側に生じる無
効電力を完全に零に制御することのできる電力変換装置
を提供することである。
れたもので、その目的はフィルタ回路のコンデンサに流
れる進み電流の補償制御を行い、交流系統側に生じる無
効電力を完全に零に制御することのできる電力変換装置
を提供することである。
【０００７】
【課題を解決するための手段】上記目的を達成するため
に、本発明の電力変換装置は、交流系統からフィルタ回
路を介して与えられる交流電圧をパルス幅変調により直
流電圧に変換するＰＷＭコンバータと、ｑ軸電圧基準及
びｄ軸電圧基準に基づいて前記ＰＷＭコンバータを制御
するＰＷＭ制御手段と、電圧基準と前記直流電圧を比較
してｑ軸電流基準を出力する電圧制御手段と、前記ｑ軸
電流基準及びゼロで与えられるｄ軸電流基準と、ｑ軸電
圧基準及びｄ軸電圧基準と前記交流系統の電圧位相に基
づいて補正されたｑ軸電流基準及びｄ軸電流基準を出力
する電流基準補正手段と、前記交流系統の電圧位相と前
記コンバータに流れる交流電流からｑ軸電流成分及びｄ
軸電流成分を検出するベクトル演算器と、補正されたｑ
軸電流基準及びｄ軸電流基準と前記ベクトル演算器で検
出されたｑ軸電流成分及びｄ軸電流成分とをそれぞれ比
較して前記ｑ軸電圧基準及びｄ軸電圧基準を出力するｑ
軸電流制御手段及びｄ軸電流制御手段とを備え、交流系
統に流れる無効電流がなくなるように制御する。（請求
項１） 更に、前記電流基準補正手段は、前記ｑ軸電圧基準に所
定値を乗じた値を前記ｑ軸電流基準から減じて補正され
たｑ軸電流基準を得るｑ軸電流基準補正手段と、前記ｄ
軸電圧基準に前記所定値を乗じた値を前記ｄ軸電流基準
に加えて補正されたｄ軸電流基準を得るｄ軸電流基準補
正手段とを備えて構成し、前記所定値を前記フィルタ回
路に有するコンデンサの容量に基づいて決定する。（請
求項２） 更に、前記所定値は、前記交流系統の角周波数と前記フ
ィルタ回路のコンデンサの容量との積に基づいて決定す
る。（請求項３） また、交流系統からフィルタ回路を介して与えられる交
流電圧をパルス幅変調により直流電圧に変換するＰＷＭ
コンバータと、ｑ軸電圧基準及びｄ軸電圧基準に基づい
て前記ＰＷＭコンバータを制御するＰＷＭ制御手段と、
電圧基準と前記直流電圧を比較してｑ軸電流基準を出力
する電圧制御手段と、前記交流系統の電圧位相と前記コ
ンバータに流れる交流電流からｑ軸電流成分及びｄ軸電
流成分を検出するベクトル演算器と、ｑ軸電流基準及び
ｄ軸電流基準と前記ベクトル演算器で検出されたｑ軸電
流成分及びｄ軸電流成分とをそれぞれ比較して前記ｑ軸
電圧基準及びｄ軸電圧基準を出力するｑ軸電流制御手段
及びｄ軸電流制御手段と、前記ＰＷＭコンバータが無負
荷状態のとき前記交流系統に流れる交流電流を保持する
記憶手段とを備え、前記記憶手段に保持された交流電流
の値をｄ軸電流基準として設定し、前記交流系統に流れ
る無効電流がなくなるように制御する。（請求項４） 更に、前記記憶手段は、前記ＰＷＭコンバータが無負荷
状態で運転され、前記交流系統に流れる交流電流の値が
前記フィルタ回路のコンデンサに流れる無効電流の値に
近似した状態で運転されているとき交流電流を保持す
る。（請求項５） 更に、前記記憶手段は、前記ＰＷＭコンバータの負荷電
流がゼロに近い所定値以下になったとき無負荷状態と判
定し、前記交流系統に流れる交流電流の値が前記フィル
タ回路のコンデンサに流れる無効電流の値に近似した状
態で交流電流を保持する。（請求項６）
に、本発明の電力変換装置は、交流系統からフィルタ回
路を介して与えられる交流電圧をパルス幅変調により直
流電圧に変換するＰＷＭコンバータと、ｑ軸電圧基準及
びｄ軸電圧基準に基づいて前記ＰＷＭコンバータを制御
するＰＷＭ制御手段と、電圧基準と前記直流電圧を比較
してｑ軸電流基準を出力する電圧制御手段と、前記ｑ軸
電流基準及びゼロで与えられるｄ軸電流基準と、ｑ軸電
圧基準及びｄ軸電圧基準と前記交流系統の電圧位相に基
づいて補正されたｑ軸電流基準及びｄ軸電流基準を出力
する電流基準補正手段と、前記交流系統の電圧位相と前
記コンバータに流れる交流電流からｑ軸電流成分及びｄ
軸電流成分を検出するベクトル演算器と、補正されたｑ
軸電流基準及びｄ軸電流基準と前記ベクトル演算器で検
出されたｑ軸電流成分及びｄ軸電流成分とをそれぞれ比
較して前記ｑ軸電圧基準及びｄ軸電圧基準を出力するｑ
軸電流制御手段及びｄ軸電流制御手段とを備え、交流系
統に流れる無効電流がなくなるように制御する。（請求
項１） 更に、前記電流基準補正手段は、前記ｑ軸電圧基準に所
定値を乗じた値を前記ｑ軸電流基準から減じて補正され
たｑ軸電流基準を得るｑ軸電流基準補正手段と、前記ｄ
軸電圧基準に前記所定値を乗じた値を前記ｄ軸電流基準
に加えて補正されたｄ軸電流基準を得るｄ軸電流基準補
正手段とを備えて構成し、前記所定値を前記フィルタ回
路に有するコンデンサの容量に基づいて決定する。（請
求項２） 更に、前記所定値は、前記交流系統の角周波数と前記フ
ィルタ回路のコンデンサの容量との積に基づいて決定す
る。（請求項３） また、交流系統からフィルタ回路を介して与えられる交
流電圧をパルス幅変調により直流電圧に変換するＰＷＭ
コンバータと、ｑ軸電圧基準及びｄ軸電圧基準に基づい
て前記ＰＷＭコンバータを制御するＰＷＭ制御手段と、
電圧基準と前記直流電圧を比較してｑ軸電流基準を出力
する電圧制御手段と、前記交流系統の電圧位相と前記コ
ンバータに流れる交流電流からｑ軸電流成分及びｄ軸電
流成分を検出するベクトル演算器と、ｑ軸電流基準及び
ｄ軸電流基準と前記ベクトル演算器で検出されたｑ軸電
流成分及びｄ軸電流成分とをそれぞれ比較して前記ｑ軸
電圧基準及びｄ軸電圧基準を出力するｑ軸電流制御手段
及びｄ軸電流制御手段と、前記ＰＷＭコンバータが無負
荷状態のとき前記交流系統に流れる交流電流を保持する
記憶手段とを備え、前記記憶手段に保持された交流電流
の値をｄ軸電流基準として設定し、前記交流系統に流れ
る無効電流がなくなるように制御する。（請求項４） 更に、前記記憶手段は、前記ＰＷＭコンバータが無負荷
状態で運転され、前記交流系統に流れる交流電流の値が
前記フィルタ回路のコンデンサに流れる無効電流の値に
近似した状態で運転されているとき交流電流を保持す
る。（請求項５） 更に、前記記憶手段は、前記ＰＷＭコンバータの負荷電
流がゼロに近い所定値以下になったとき無負荷状態と判
定し、前記交流系統に流れる交流電流の値が前記フィル
タ回路のコンデンサに流れる無効電流の値に近似した状
態で交流電流を保持する。（請求項６）
【０００８】
【発明の実施の形態】図１は本発明の請求項１〜３に対
応する一実施例を示したものである。この実施例では、
交流系統１の電圧Ｖｓの位相信号θに基づいて有効電流
基準Ｉｑ* と無効電流基準Ｉｄ* を補正して新たな有効
電流基準Ｉcq* と無効電流基準Ｉcd*を出力する電流基
準補正回路１７が設けられている。電流制御回路１４ａ
は補正された有効電流基準Ｉcq* と有効電流Ｉｑとの偏
差が零となるようにｑ軸電圧基準Ｖｑ* を出力し、電流
制御回路１４ｂは補正された無効電流基準Ｉcd* と無効
電流Ｉｄとの偏差が零となるようにｄ軸電圧基準Ｖｄ*
を出力し、ｑ軸電圧基準Ｖｑ* とｄ軸電圧基準Ｖｄ* は
電流基準補正回路１７へフィードバックされる。その他
は従来（図４）と同じもので構成され、同一符号を付し
て示している。
応する一実施例を示したものである。この実施例では、
交流系統１の電圧Ｖｓの位相信号θに基づいて有効電流
基準Ｉｑ* と無効電流基準Ｉｄ* を補正して新たな有効
電流基準Ｉcq* と無効電流基準Ｉcd*を出力する電流基
準補正回路１７が設けられている。電流制御回路１４ａ
は補正された有効電流基準Ｉcq* と有効電流Ｉｑとの偏
差が零となるようにｑ軸電圧基準Ｖｑ* を出力し、電流
制御回路１４ｂは補正された無効電流基準Ｉcd* と無効
電流Ｉｄとの偏差が零となるようにｄ軸電圧基準Ｖｄ*
を出力し、ｑ軸電圧基準Ｖｑ* とｄ軸電圧基準Ｖｄ* は
電流基準補正回路１７へフィードバックされる。その他
は従来（図４）と同じもので構成され、同一符号を付し
て示している。
【０００９】上記構成において、先ず、電流基準補正回
路１７が行う補正原理について説明する。交流系統１の
交流電圧をＶｓ、交流系統１に流れる交流電流をＩｓ、
ＰＷＭコンバータ３に入力される交流電圧をＶｃ、交流
電流をＩｃ、フィルタ回路２のコンデンサ２ｃの容量を
Ｃ、リアクトル２ｂのインダクタンスをＬ、角周波数を
ωとすると、コンデンサ２ｃに流れる電流Ｉ0 は、
路１７が行う補正原理について説明する。交流系統１の
交流電圧をＶｓ、交流系統１に流れる交流電流をＩｓ、
ＰＷＭコンバータ３に入力される交流電圧をＶｃ、交流
電流をＩｃ、フィルタ回路２のコンデンサ２ｃの容量を
Ｃ、リアクトル２ｂのインダクタンスをＬ、角周波数を
ωとすると、コンデンサ２ｃに流れる電流Ｉ0 は、
【００１０】
【数１】 Ｉ0 ＝ｊωＣ（Ｖｃ＋ｊωＬＩｃ） （１） となり、交流系統１に流れる交流電流をＩｓは、
【００１１】
【数２】 Ｉｓ＝Ｉ0 ＋Ｉｃ （２） となる。（１）（２）式からＩｃを求めると、
【００１２】
【数３】 Ｉｃ＝（Ｉｓ−ｊωＣＶｃ）／（１−ω2 ＣＬ） （３） となる。更に、Ｉｓ、Ｖｃ、Ｉｃを、
【００１３】
【数４】 Ｉｓ＝Ｉsq＋ｊＩsd （４） Ｖｃ＝Ｖcq＋ｊＶcd （５） Ｉｃ＝Ｉcq＋ｊＩcd （６） のように交流電圧Ｖｓのｄｑ座標軸上におけるｄ軸成分
とｑ軸成分に別けて表現すると、
とｑ軸成分に別けて表現すると、
【００１４】
【数５】 Ｉcd＝（Ｉsd＋ωＣＶcq）／（１−ω2 ＣＬ） （４） Ｉcq＝（Ｉsq−ωＣＶcd）／（１−ω2 ＣＬ） （５） と表現することができる。
【００１５】電流基準補正回路１７は位相信号θとフィ
ードバックされたｑ軸電圧基準Ｖｑ* 、ｄ軸電圧基準Ｖ
ｄ* に基づいて（４）（５）式の演算を行い、このＩsd
がゼロとなるように電流基準を補正してフィルタ回路２
に流れる進み電流の影響を間接的に打ち消すように補正
制御を行い、これにより交流系統１に流れる電流Ｉｓの
無効成分を完全にゼロに制御するものである。
ードバックされたｑ軸電圧基準Ｖｑ* 、ｄ軸電圧基準Ｖ
ｄ* に基づいて（４）（５）式の演算を行い、このＩsd
がゼロとなるように電流基準を補正してフィルタ回路２
に流れる進み電流の影響を間接的に打ち消すように補正
制御を行い、これにより交流系統１に流れる電流Ｉｓの
無効成分を完全にゼロに制御するものである。
【００１６】図２（ａ）は電流基準補正回路１７の具体
的な実施例を示したものである。位相信号θは微分回路
１７ａにより角周波数ωに変換され、乗算器１７ｂ、１
７ｃはフィードバックされた電圧基準Ｖｑ* と電圧基準
Ｖｄ* にそれぞれωＣを乗じてωＣＶｄ* 、ωＣＶｑ*
を出力する。演算器１７ｄは電流基準Ｉｑ* からωＣＶ
ｑ* を減じると共に（１−ω2 ＣＬ）で除算して補正さ
れた電流基準Ｉcq* を出力し、演算器１７ｅは無効電流
基準Ｉｄ* にωＣＶｄ* を加算すると共に（１−ω2 Ｃ
Ｌ）で除算して補正された電流基準Ｉcd* を出力する。
的な実施例を示したものである。位相信号θは微分回路
１７ａにより角周波数ωに変換され、乗算器１７ｂ、１
７ｃはフィードバックされた電圧基準Ｖｑ* と電圧基準
Ｖｄ* にそれぞれωＣを乗じてωＣＶｄ* 、ωＣＶｑ*
を出力する。演算器１７ｄは電流基準Ｉｑ* からωＣＶ
ｑ* を減じると共に（１−ω2 ＣＬ）で除算して補正さ
れた電流基準Ｉcq* を出力し、演算器１７ｅは無効電流
基準Ｉｄ* にωＣＶｄ* を加算すると共に（１−ω2 Ｃ
Ｌ）で除算して補正された電流基準Ｉcd* を出力する。
【００１７】このようにして（４）（５）式の演算が行
われ、この状態でＩｄ* がゼロに設定されると、補正さ
れた電流基準Ｉcd* はコンデンサ２ｃに流れる進み電流
Ｉ0を相殺するように与えられ、交流系統１に流れる電
流Ｉｓの無効成分を完全にゼロにすることができる。
われ、この状態でＩｄ* がゼロに設定されると、補正さ
れた電流基準Ｉcd* はコンデンサ２ｃに流れる進み電流
Ｉ0を相殺するように与えられ、交流系統１に流れる電
流Ｉｓの無効成分を完全にゼロにすることができる。
【００１８】また、リアクトル２ａ、２ｂ及びコンデン
サ２ｃの値は固定値であり、交流系統１の角周波数ωが
一定とすると、ωＣ及び（１−ω2 ＣＬ）を一定値とお
くことができるので、乗算器１７ｂ、１７ｃ及び演算器
１７ｄ、１７ｅを係数器とすることができ、電流基準補
正回路１７を簡潔な構成とすることができる。また、こ
のようなフィルタ回路の場合、ω2 ＣＬの値は１より充
分小さくなるので、
サ２ｃの値は固定値であり、交流系統１の角周波数ωが
一定とすると、ωＣ及び（１−ω2 ＣＬ）を一定値とお
くことができるので、乗算器１７ｂ、１７ｃ及び演算器
１７ｄ、１７ｅを係数器とすることができ、電流基準補
正回路１７を簡潔な構成とすることができる。また、こ
のようなフィルタ回路の場合、ω2 ＣＬの値は１より充
分小さくなるので、
【００１９】
【数６】 １／（１−ω2 ＣＬ）＝１ （６） と近似することができ、電流基準補正回路１７は図２
（ｂ）に示すように更に簡潔な構成とすることができ
る。
（ｂ）に示すように更に簡潔な構成とすることができ
る。
【００２０】図３（ａ）は本発明の請求項４〜６に対応
する一実施例を示したものである。図３（ａ）におい
て、１２ａはＰＷＭコンバータ３から出力される直流電
流Ｉdcを検出する電流検出器、１２ｂは交流系統１に流
れる交流電流Ｉｓを検出する電流検出器、１９は検出さ
れた電流信号Ｉdc、Ｉｓに基づいてｄ軸電流基準Ｉｄ*
を決定するｄ軸電流基準決定手段である。その他は従来
と同じもので構成される。
する一実施例を示したものである。図３（ａ）におい
て、１２ａはＰＷＭコンバータ３から出力される直流電
流Ｉdcを検出する電流検出器、１２ｂは交流系統１に流
れる交流電流Ｉｓを検出する電流検出器、１９は検出さ
れた電流信号Ｉdc、Ｉｓに基づいてｄ軸電流基準Ｉｄ*
を決定するｄ軸電流基準決定手段である。その他は従来
と同じもので構成される。
【００２１】この実施例の場合、ｄ軸電流基準Ｉｄ* は
従来のように零とせず、ｄ軸電流基準決定手段１９によ
ってフィルタ回路２のコンデンサ２ｃに流れる進み電流
を相殺する値となるように自動的に設定される。
従来のように零とせず、ｄ軸電流基準決定手段１９によ
ってフィルタ回路２のコンデンサ２ｃに流れる進み電流
を相殺する値となるように自動的に設定される。
【００２２】図３（ｂ）はｄ軸電流基準決定手段１９の
具体的な構成例を示したもので、比較器１９ａは電流検
出器１２ａで検出された直流電流Ｉdcが所定値Ｉdc0 以
下の範囲において、ＰＷＭコンバータ３の負荷が無負荷
状態であると判断して論理信号Ｓ1 をアクティブ状態と
する。増幅器１９ｂは電流検出器１２ｂで検出された交
流電流Ｉｓを比例増幅してｄ軸電流基準Ｉcd* として出
力する。ラッチ回路１９ｃは論理信号Ｓ1 がアクティブ
状態のときはゼロの値のｄ軸電流基準Ｉｄ* を出力し、
論理信号Ｓ1 がインアクティブ状態になるとその直前に
保持されたｄ軸電流基準Ｉcd* を出力する。
具体的な構成例を示したもので、比較器１９ａは電流検
出器１２ａで検出された直流電流Ｉdcが所定値Ｉdc0 以
下の範囲において、ＰＷＭコンバータ３の負荷が無負荷
状態であると判断して論理信号Ｓ1 をアクティブ状態と
する。増幅器１９ｂは電流検出器１２ｂで検出された交
流電流Ｉｓを比例増幅してｄ軸電流基準Ｉcd* として出
力する。ラッチ回路１９ｃは論理信号Ｓ1 がアクティブ
状態のときはゼロの値のｄ軸電流基準Ｉｄ* を出力し、
論理信号Ｓ1 がインアクティブ状態になるとその直前に
保持されたｄ軸電流基準Ｉcd* を出力する。
【００２３】上記構成において、ＰＷＭコンバータ３の
負荷が殆ど無負荷状態になり、直流電流Ｉdcが所定値Ｉ
dc0 より小さい範囲になると、比較器１９ａはＩdc＜Ｉ
dc0を判断し、論理信号Ｓ1 をアクティブ状態とする。
論理信号Ｓ1 がアクティブ状態になると、ラッチ回路１
９ｃはゼロの値のｄ軸電流基準Ｉｄ* を出力すると共に
増幅器１９ｂから出力されるｄ軸電流基準Ｉcd* の値を
内部メモリに記憶させ所定周期で更新する。このような
無負荷状態のとき、交流系統１に流れる交流電流Ｉｓの
殆どはフィルタ回路２のコンデンサ２ｃに流れる進み電
流Ｉ0 となり、ｄ軸電流成分Ｉsdのみとなる。直流電流
Ｉdcが所定値Ｉdc0 を越える範囲になり、論理信号Ｓ1
がインアクティブ状態になると、ラッチ回路１９ｃは保
持されたｄ軸電流基準Ｉcd* の値を内部メモリから読み
出してｄ軸電流基準Ｉｄ* として設定される。このｄ軸
電流基準Ｉｄ* はフィルタ回路２のコンデンサ２ｃに流
れる進み電流Ｉ0 にほぼ対応するのでｄ軸電流基準Ｉｄ
* を遅れ電流として与えることにより上記進み電流Ｉ0
を相殺し、交流系統１に流れる交流電流Ｉｓの無効電流
をゼロに制御することができる。
負荷が殆ど無負荷状態になり、直流電流Ｉdcが所定値Ｉ
dc0 より小さい範囲になると、比較器１９ａはＩdc＜Ｉ
dc0を判断し、論理信号Ｓ1 をアクティブ状態とする。
論理信号Ｓ1 がアクティブ状態になると、ラッチ回路１
９ｃはゼロの値のｄ軸電流基準Ｉｄ* を出力すると共に
増幅器１９ｂから出力されるｄ軸電流基準Ｉcd* の値を
内部メモリに記憶させ所定周期で更新する。このような
無負荷状態のとき、交流系統１に流れる交流電流Ｉｓの
殆どはフィルタ回路２のコンデンサ２ｃに流れる進み電
流Ｉ0 となり、ｄ軸電流成分Ｉsdのみとなる。直流電流
Ｉdcが所定値Ｉdc0 を越える範囲になり、論理信号Ｓ1
がインアクティブ状態になると、ラッチ回路１９ｃは保
持されたｄ軸電流基準Ｉcd* の値を内部メモリから読み
出してｄ軸電流基準Ｉｄ* として設定される。このｄ軸
電流基準Ｉｄ* はフィルタ回路２のコンデンサ２ｃに流
れる進み電流Ｉ0 にほぼ対応するのでｄ軸電流基準Ｉｄ
* を遅れ電流として与えることにより上記進み電流Ｉ0
を相殺し、交流系統１に流れる交流電流Ｉｓの無効電流
をゼロに制御することができる。
【００２４】本実施例では、無負荷状態を判断して自動
的にｄ軸電流基準Ｉｄ* を設定する例で示したが、ｄ軸
電流基準Ｉｄ* の設定は試運転時に一度行えば良いの
で、電流検出器１２ａ、１２ｂとｄ軸電流基準決定手段
１９は、試運転時にのみ設け、通常時には試運転で決定
されたｄ軸電流基準Ｉｄ* を設定するメモリのみを設け
るように構成することができる。また、図５では無負荷
状態を判定するための機能を備えた例で示したが、予め
無負荷状態を確認して運転できる場合には比較器１９ａ
を省略し、ラッチ回路１９ｃを無負荷状態においてｄ軸
電流基準Ｉcd* の値を記憶するメモリ機能で実施するこ
とができる。
的にｄ軸電流基準Ｉｄ* を設定する例で示したが、ｄ軸
電流基準Ｉｄ* の設定は試運転時に一度行えば良いの
で、電流検出器１２ａ、１２ｂとｄ軸電流基準決定手段
１９は、試運転時にのみ設け、通常時には試運転で決定
されたｄ軸電流基準Ｉｄ* を設定するメモリのみを設け
るように構成することができる。また、図５では無負荷
状態を判定するための機能を備えた例で示したが、予め
無負荷状態を確認して運転できる場合には比較器１９ａ
を省略し、ラッチ回路１９ｃを無負荷状態においてｄ軸
電流基準Ｉcd* の値を記憶するメモリ機能で実施するこ
とができる。
【００２５】
【発明の効果】本発明の電力変換装置によれば、フィル
タ回路のコンデンサに流れる進み電流の補償制御を容易
に行うことが可能となり、交流系統側に生じる無効電力
を完全に零に制御することが可能となり、交流系統側の
力率を１に制御することが可能になる。
タ回路のコンデンサに流れる進み電流の補償制御を容易
に行うことが可能となり、交流系統側に生じる無効電力
を完全に零に制御することが可能となり、交流系統側の
力率を１に制御することが可能になる。
【図１】本発明の請求項１〜３に対応する実施例の構成
図。
図。
【図２】上記実施例で用いる電流基準補正回路１７の具
体的な構成図。
体的な構成図。
【図３】本発明の請求項４〜６に対応する実施例を示す
図で、（ａ）はその構成図、（ｂ）はｄ軸電流基準決定
手段１９の詳細構成図。
図で、（ａ）はその構成図、（ｂ）はｄ軸電流基準決定
手段１９の詳細構成図。
【図４】従来の電力変換装置の構成図。
【図５】従来装置の問題点を説明するための図で、
（ａ）は主回路系統図、（ｂ）はベクトル図。
（ａ）は主回路系統図、（ｂ）はベクトル図。
１…交流系統（商用電源） ２…フィルタ回路 ２ａ，２ｂ…リアクトル ２ｃ…コンデンサ ３…ＰＷＭコンバー夕 ４…平滑コンデン
サ ５…負荷 ６… ８…電圧検出器 ９…電圧制御器 １０…電圧検出器 １１…ＰＬＬ回路 １２、１２ａ、１２ｂ…電流検出器 １３…ベクトル演算器 １４ａ、１４ｂ…
電流制御器 １５…ベクトル演算器 １６…ＰＷＭ制御
回路 １７…電流基準補正回路 １９…ｄ軸電流基準決定手段
サ ５…負荷 ６… ８…電圧検出器 ９…電圧制御器 １０…電圧検出器 １１…ＰＬＬ回路 １２、１２ａ、１２ｂ…電流検出器 １３…ベクトル演算器 １４ａ、１４ｂ…
電流制御器 １５…ベクトル演算器 １６…ＰＷＭ制御
回路 １７…電流基準補正回路 １９…ｄ軸電流基準決定手段
Claims (6)
- 【請求項１】交流系統からフィルタ回路を介して与えら
れる交流電圧をパルス幅変調により直流電圧に変換する
ＰＷＭコンバータと、ｑ軸電圧基準及びｄ軸電圧基準に
基づいて前記ＰＷＭコンバータを制御するＰＷＭ制御手
段と、電圧基準と前記直流電圧を比較してｑ軸電流基準
を出力する電圧制御手段と、前記ｑ軸電流基準及びゼロ
で与えられるｄ軸電流基準と、ｑ軸電圧基準及びｄ軸電
圧基準と前記交流系統の電圧位相に基づいて補正された
ｑ軸電流基準及びｄ軸電流基準を出力する電流基準補正
手段と、前記交流系統の電圧位相と前記コンバータに流
れる交流電流からｑ軸電流成分及びｄ軸電流成分を検出
するベクトル演算器と、補正されたｑ軸電流基準及びｄ
軸電流基準と前記ベクトル演算器で検出されたｑ軸電流
成分及びｄ軸電流成分とをそれぞれ比較して前記ｑ軸電
圧基準及びｄ軸電圧基準を出力するｑ軸電流制御手段及
びｄ軸電流制御手段とを備え、交流系統に流れる無効電
流がなくなるように制御することを特徴とする電力変換
装置。 - 【請求項２】請求項１に記載の電力変換装置において、
前記電流基準補正手段は、前記ｑ軸電圧基準に所定値を
乗じた値を前記ｑ軸電流基準から減じて補正されたｑ軸
電流基準を得るｑ軸電流基準補正手段と、前記ｄ軸電圧
基準に前記所定値を乗じた値を前記ｄ軸電流基準に加え
て補正されたｄ軸電流基準を得るｄ軸電流基準補正手段
とを備えて構成し、前記所定値を前記フィルタ回路に有
するコンデンサの容量に基づいて決定することを特徴と
する電力変換装置。 - 【請求項３】請求項２に記載の電力変換装置において、
前記所定値は、前記交流系統の角周波数と前記フィルタ
回路のコンデンサの容量との積に基づいて決定すること
を特徴とする電力変換装置。 - 【請求項４】交流系統からフィルタ回路を介して与えら
れる交流電圧をパルス幅変調により直流電圧に変換する
ＰＷＭコンバータと、ｑ軸電圧基準及びｄ軸電圧基準に
基づいて前記ＰＷＭコンバータを制御するＰＷＭ制御手
段と、電圧基準と前記直流電圧を比較してｑ軸電流基準
を出力する電圧制御手段と、前記交流系統の電圧位相と
前記コンバータに流れる交流電流からｑ軸電流成分及び
ｄ軸電流成分を検出するベクトル演算器と、ｑ軸電流基
準及びｄ軸電流基準と前記ベクトル演算器で検出された
ｑ軸電流成分及びｄ軸電流成分とをそれぞれ比較して前
記ｑ軸電圧基準及びｄ軸電圧基準を出力するｑ軸電流制
御手段及びｄ軸電流制御手段と、前記ＰＷＭコンバータ
が無負荷状態のとき前記交流系統に流れる交流電流を保
持する記憶手段とを備え、前記記憶手段に保持された交
流電流の値をｄ軸電流基準として設定し、前記交流系統
に流れる無効電流がなくなるように制御することを特徴
とする電力変換装置。 - 【請求項５】請求項４に記載の電力変換装置において、
前記記憶手段は、前記ＰＷＭコンバータが無負荷状態で
運転され、前記交流系統に流れる交流電流の値が前記フ
ィルタ回路のコンデンサに流れる無効電流の値に近似し
た状態で運転されているとき交流電流を保持することを
特徴とする電力変換装置。 - 【請求項６】請求項４に記載の電力変換装置において、
前記記憶手段は、前記ＰＷＭコンバータの負荷電流がゼ
ロに近い所定値以下になったとき無負荷状態と判定し、
前記交流系統に流れる交流電流の値が前記フィルタ回路
のコンデンサに流れる無効電流の値に近似した状態で交
流電流を保持することを特徴とする電力変換装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP8259537A JPH10105261A (ja) | 1996-09-30 | 1996-09-30 | 電力変換装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP8259537A JPH10105261A (ja) | 1996-09-30 | 1996-09-30 | 電力変換装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH10105261A true JPH10105261A (ja) | 1998-04-24 |
Family
ID=17335494
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP8259537A Pending JPH10105261A (ja) | 1996-09-30 | 1996-09-30 | 電力変換装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH10105261A (ja) |
Cited By (7)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2005229723A (ja) * | 2004-02-13 | 2005-08-25 | Toyo Electric Mfg Co Ltd | 交流／直流コンバータの無効電流制御装置 |
| WO2006040899A1 (ja) * | 2004-10-14 | 2006-04-20 | Daikin Industries, Ltd. | コンバータの制御方法及びコンバータの制御装置 |
| JP2008234298A (ja) * | 2007-03-20 | 2008-10-02 | Toshiba Mitsubishi-Electric Industrial System Corp | 半導体電力変換装置 |
| JP2009195059A (ja) * | 2008-02-15 | 2009-08-27 | Kyosan Electric Mfg Co Ltd | 電力変換方法および電力変換装置 |
| JP2013225987A (ja) * | 2012-04-20 | 2013-10-31 | Yaskawa Electric Corp | 電源回生装置および電力変換装置 |
| JP2015527044A (ja) * | 2012-08-20 | 2015-09-10 | 日本テキサス・インスツルメンツ株式会社 | 入力電力及び電流測定のシステム及び方法 |
| CN112997395A (zh) * | 2018-11-14 | 2021-06-18 | 东芝三菱电机产业系统株式会社 | 电力转换装置 |
-
1996
- 1996-09-30 JP JP8259537A patent/JPH10105261A/ja active Pending
Cited By (10)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2005229723A (ja) * | 2004-02-13 | 2005-08-25 | Toyo Electric Mfg Co Ltd | 交流／直流コンバータの無効電流制御装置 |
| WO2006040899A1 (ja) * | 2004-10-14 | 2006-04-20 | Daikin Industries, Ltd. | コンバータの制御方法及びコンバータの制御装置 |
| EP1811644A1 (en) * | 2004-10-14 | 2007-07-25 | Daikin Industries, Ltd. | Converter control method and converter control device |
| EP1811644A4 (en) * | 2004-10-14 | 2009-11-18 | Daikin Ind Ltd | CONVERTER CONTROL METHOD AND CONVERTER CONTROL DEVICE |
| JP2008234298A (ja) * | 2007-03-20 | 2008-10-02 | Toshiba Mitsubishi-Electric Industrial System Corp | 半導体電力変換装置 |
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| CN112997395A (zh) * | 2018-11-14 | 2021-06-18 | 东芝三菱电机产业系统株式会社 | 电力转换装置 |
| CN112997395B (zh) * | 2018-11-14 | 2024-01-02 | 东芝三菱电机产业系统株式会社 | 电力转换装置 |
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