CN111082682A - 基于lcl滤波的电压型pwm整流器的协同控制系统及方法 - Google Patents

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CN111082682A CN201911335747.1A CN201911335747A CN111082682A CN 111082682 A CN111082682 A CN 111082682A CN 201911335747 A CN201911335747 A CN 201911335747A CN 111082682 A CN111082682 A CN 111082682A
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Abstract

本发明涉及电力电子非线性控制技术，具体涉及一种基于LCL滤波的电压型PWM整流器的协同控制系统及方法，该方法根据KVL和KCL，得三相abc坐标系下的LCL‑VSR数学模型，采用等量坐标变换获得dq坐标系下的数学模型，进而得到LCL‑VSR的开关函数模型；寻找合适的流形，构建比例‑积分形式的流形；控制综合，求解系统控制规律，设计协同控制器。控制器模块根据d轴开关函数以及q轴开关函数通过变换得到电压控制信号，根据空间矢量脉宽调制算法对整流桥功率开关管进行控制，将交流电源模块输出的交流电整流为直流电。该方法抗扰性能较好，高次谐波滤除效果和THD降低有明显的提高，有效的去除谐振。基于协同控制策略的LCL‑VSR控制器收敛速度及控制精度较好，保证系统的稳定。

Description

基于LCL滤波的电压型PWM整流器的协同控制系统及方法
技术领域
本发明属于电力电子非线性控制技术领域，尤其涉及基于LCL滤波的电压 型PWM整流器的协同控制系统及方法。
背景技术
随着电子控制技术的发展，LCL滤波的PWM电压型整流器(VSR)较传 统L滤波的PWM整流器有良好的高次谐波滤除效果而被大量研究推广。然而 滤波电容的引入增加了谐振现象，如不能有效去除，将造成总谐波畸变率(THD) 的增大，破坏系统稳定性。为了避免谐振问题众多控制理论被运用到LCL滤波 的VSR(LCL-VSR)中，例如滑模控制理论、直接功率控制策略、虚拟电阻法、 无阻尼控制策略等，这些方法以不同的方式来设计了控制系统，在提高功率因 数、降低谐波畸变率和解决谐振问题方面起到了一定效果。
协同控制，利用系统本身的非线性特性和定向自组织原理，在被控系统的 状态空间构造流形，通过合适的流形使系统降阶，效果与滑膜控制类似但不会 出现抖振问题，保证了系统的稳态和动态性质。协同控制对于非线性耗散系统： 一是满足闭环系统一定的暂态特性；二是确保系统在吸引子上及其附近维持渐 进稳定性。流形作为系统状态空间的约束变量，等价于吸引子的作用，其形成 反映了直接自组织过程。相对于传统的控制理论而言，协同控制的闭环系统目 标是变化的，无需对系统进行线性化处理，直接利用系统的非线性特性创建新 的反馈方法。协同控制策略作为一种优秀的控制策略，已得到广泛关注，但其 作为有源阻尼控制策略在LCL-VSR中却鲜有出现。
发明内容
本发明的目的是提供一种以LCL-VSR为载体，以去除谐振及降低THD为 目标，提高系统运行精度及稳定性保证系统稳定性系统及控制方法。
为实现上述目的，本发明采用的技术方案是：基于LCL滤波的电压型PWM 整流器的协同控制系统，包括交流电源模块，交流电源模块分别连接有电压信 号采集传感器、电流信号采集传感器和整流桥功率开关管；电压信号采集传感 器分别连接有锁相环和控制器模块；控制器模块分别与锁相环、电流信号采集 传感器和整流桥功率开关管连接；整流桥功率开关管连接有直流电源。
在上述的基于LCL滤波的电压型PWM整流器的协同控制系统的控制方法 中，包括以下步骤：
步骤1、根据KVL和KCL，得到三相LCL-VSR在三相abc坐标系下的数 学模型，采用等量坐标变换获得dq坐标系下的数学模型，进而得到LCL-VSR 的开关函数模型；
步骤2、寻找合适的流形，构建比例-积分形式的流形；控制综合，求解系 统控制规律，设计协同控制器；
步骤3、控制器模块根据引入协同控制的LCL-VSR的开关函数，通过变换 得到电压控制信号；根据空间矢量脉宽调制算法对整流桥功率开关管进行控制， 将交流电源模块输出的交流电整流为直流电。
在上述的基于LCL滤波的电压型PWM整流器的协同控制系统的控制方法 中，步骤1的实现包括：
步骤1.1、根据KVL和KCL，得到三相LCL-VSR在三相abc坐标系下的数 学模型为：
Figure BDA0002330863190000031
式中，Lg为电网侧等效电感；L为整流器侧等效电感；Cf为滤波电容；C 为直流电容；ig,k为电网侧输入电流；ik为整流器输入电流；iL为负载电流； eg,k是幅值为Um的交流电网电动势；uc,k为滤波电容电压；ud,c直流侧电容电 压；Sk为单极性二值逻辑整流器开关函数；
步骤1.2、采用等量坐标变换获得dq坐标系下的数学模型为：
Figure BDA0002330863190000032
式中：ig,d，ig,q分别为电网侧输入电流的d轴和q轴分量；id，iq分别为整流 器输入电流的d轴和q轴分量；uc,d，uc,q分别为滤波电容电压d轴和q轴分量； eg,d，eg,q分别为交流电网电动势的d轴和q轴分量；Rg为电网侧等效电阻；R 为整流器侧电阻；RL为等效负载；ω为电角度；Sd，Sq为dq坐标系下的开关函 数；
步骤1.3、根据dq坐标系下的数学模型得到的开关函数模型为：
Figure BDA0002330863190000041
在上述的基于LCL滤波的电压型PWM整流器的协同控制系统的控制方法 中，步骤2的实现包括：
步骤2.1、构建比例-积分形式的流形：
Figure BDA0002330863190000042
其中
Figure BDA0002330863190000043
式中，k1、k2、k3、k4是比例控制参数，ξ为期望值与实际值之间的差值；
步骤2.2、控制综合，求解系统控制规律，设计协同控制器；
协同控制算法动态演变规律可由设置的流形和动态收敛方程所建立的一阶 微分方程进行数学表达；
Figure BDA0002330863190000044
即
Figure BDA0002330863190000051
式中，T1、T2为控制参数且均大于零，代表流形的收敛速度；在开关函数 Sd、Sq的作用下，协同控制器通过控制参数T1、T2使系统沿流形达到稳定平衡 点，实现系统从随机状态收敛到流形上或附近的稳定状态；
联立式(5)和(7)得
Figure BDA0002330863190000052
取期望值id *＝Im，iq *＝0，代入式(5)中得：
Figure BDA0002330863190000053
其中
Figure BDA0002330863190000054
式中：Im为电网侧输入电流最大值；udcr为直流侧电压期望值；
引入协同控制的LCL-VSR的开关函数模型：
Figure BDA0002330863190000055
在上述的基于LCL滤波的电压型PWM整流器的协同控制系统的控制方法 中，步骤3的实现包括：
步骤3.1、电压控制信号为uα、uβ，Sd、Sq分别为d轴和q轴开关函数，开 关函数可通过式(12)得ucd、ucq，并通过坐标转换为uα、uβ；
Figure BDA0002330863190000061
步骤3.2、控制器模块接收到Sd、Sq信号后经过转化生成uα、uβ信号，然后 根据uα、uβ信号通过空间矢量脉宽调制生成IGBT控制脉冲信号，并传递给整流 桥功率开关管；
步骤3.3、整流桥功率开关管根据接收的IGBT控制脉冲信号控制通断，以 达到将交流电源模块输送来的交流电转化为期望值的直流电，并将整流后的直 流电传递给直流电源。
本发明的有益效果：抗扰性能较好，高次谐波滤除效果和THD降低有明显 的提高，有效的去除谐振。实现高功率因数运行的情况下，基于协同控制策略 的LCL-VSR控制器收敛速度及控制精度较好，保证系统的稳定。
附图说明
图1为本发明一个实施例基于LCL滤波的电压型PWM整流器的协同控制 系统的框图；
图2为本发明一个实施例LCL-VSR协同控制系统框图；
图3为本发明一个实施例基于LCL滤波的电压型PWM整流器的协同控制 方法的流程图；
图4(a)为本发明一个实施例额定负载时L滤波的a相电网侧电流谐波的 分析结果示意图；
图4(b)为本发明一个实施例额定负载时LCL滤波的a相电网侧电流谐波 的分析结果示意图；
图4(c)为本发明一个实施例LCL-VSR在额定负载时的功率因数示意图；
图4(d)为本发明一个实施例LCL-VSR在额定负载时的a相网侧电压、电 流相位图；
图5(a)为本发明一个实施例RL＝50Ω情况下直流侧电压udc仿真结果；
图5(b)为本发明一个实施例RL＝50Ω情况下直流侧电流iL仿真结果；
图5(c)为本发明一个实施例RL＝25Ω情况下直流侧电压udc仿真结果；
图5(d)为本发明一个实施例RL＝25Ω情况下直流侧电流iL仿真结果；
图5(e)为本发明一个实施例RL＝100Ω情况下直流侧电压udc仿真结果；
图5(f)为本发明一个实施例RL＝100Ω情况下直流侧电流iL仿真结果；
图6(a)为本发明一个实施例过载突变情况直流侧电压udc仿真结果；
图6(b)为本发明一个实施例过载突变情况下直流侧电流iL仿真结果；
图6(c)为本发明一个实施例轻载突变情况直流侧电压udc仿真结果；
图6(d)为本发明一个实施例轻载突变情况下直流侧电流iL仿真结果。
具体实施方式
下面结合附图对本发明的实施方式进行详细描述。
本实施例基于LCL滤波的电压型PWM整流器协同控制系统，包括交流电 源模块、电压信号采集传感器、锁相环、电流信号采集传感器、控制器模块、 整流桥功率开关管、直流电源。交流电源模块通过导线分别与整流桥功率开关 管、电压信号采集传感器、电流信号采集传感器连接。整流桥功率开关管通过 导线分别与直流电源、控制器模块连接；电压信号采集传感器通过导线分别与 锁相环、控制器模块连接；电流信号采集传感器通过导线与控制器模块连接。 锁相环通过导线与控制器模块连接。
其中，三相交流电由交流电网直接提供给交流电模块；三相交流电的电压 信号、电流信号分别由电压信号采集传感器和电流信号采集传感器采集；所述 锁相环根据瞬时三相交流电的电压信号生成角度信号并传输至控制器模块；三 相交流电的电压信号以及电流信号通过控制器模块进行坐标变化，并进行基于 LCL-VSR的空间矢量脉宽调制算法控制；整流桥功率开关管根据控制器模块控 制将三相交流电整流成直流电；所述用于直流电源输出。
基于LCL滤波的电压型PWM整流器协同控制系统的控制方法包括以下步 骤：
S1.根据KVL和KCL，可得三相LCL-VSR在三相abc坐标系下的数学模 型，采用等量坐标变换获得dq坐标系下的数学模型，进而得到LCL-VSR的开 关函数模型；
S2.寻找合适的流形，构建比例-积分形式的流形；控制综合，求解系统控 制规律，设计协同控制器；
S3.控制器模块根据引入协同控制的LCL-VSR的开关函数，通过变换得到 电压控制信号；根据空间矢量脉宽调制算法对整流桥功率开关管进行控制，将 交流电源模块输出的交流电整流为直流电。
并且，S1中根据KVL和KCL，得到三相LCL-VSR在三相abc坐标系下的 数学模型为：
Figure BDA0002330863190000091
式中，Lg为电网侧等效电感；L为整流器侧等效电感；Cf为滤波电容；C 为直流电容；ig,k为电网侧输入电流；ik为整流器输入电流；iL为负载电流； eg,k是幅值为Um的交流电网电动势；uc,k为滤波电容电压；ud,c直流侧电容电 压；Sk为单极性二值逻辑整流器开关函数；
采用等量坐标变换获得dq坐标系下的数学模型为：
Figure BDA0002330863190000092
式中：ig,d，ig,q分别为电网侧输入电流的d轴和q轴分量；id，iq分别为整流 器输入电流的d轴和q轴分量；uc,d，uc,q分别为滤波电容电压d轴和q轴分量； eg,d，eg,q分别为交流电网电动势的d轴和q轴分量；Rg为电网侧等效电阻；R 为整流器侧电阻；RL为等效负载；ω为电角度；Sd，Sq为dq坐标系下的开关函 数；
根据dq坐标系下的数学模型得到的开关函数模型为：
Figure BDA0002330863190000101
并且，S2中构建比例-积分形式的流形：
Figure BDA0002330863190000102
其中
Figure BDA0002330863190000103
式中，k1、k2、k3、k4是比例控制参数，ξ为期望值与实际值之间的差值；
S2中控制综合，求解系统控制规律，设计协同控制器步骤如下；
协同控制算法动态演变规律可由设置的流形和动态收敛方程所建立的一阶 微分方程进行数学表达；
Figure BDA0002330863190000104
即
Figure BDA0002330863190000105
式中，T1、T2为控制参数且均大于零，代表流形的收敛速度；在开关函数 Sd、Sq的作用下，协同控制器通过控制参数T1、T2使系统沿流形达到稳定平衡 点，实现系统从随机状态收敛到流形上或附近的稳定状态；
联立式(5)和(7)得
Figure BDA0002330863190000111
取期望值id *＝Im，iq *＝0，代入式(5)中得：
Figure BDA0002330863190000112
其中
Figure BDA0002330863190000113
式中：Im为电网侧输入电流最大值；udcr为直流侧电压期望值；
引入协同控制的LCL-VSR的开关函数模型：
Figure BDA0002330863190000114
综上所述，协同控制的基本流程为(1)确定系统模型的状态参量
Figure RE-GDA0002388552290000115
(2)选取合适的流形ξi＝ξi(x,t)；(3)控制综合
Figure RE-GDA0002388552290000116
在ψi＝0的前提下，求解协同控制律。
并且，S3中电压控制信号为uα、uβ，Sd、Sq分别为d轴和q轴开关函数， 开关函数可通过式(12)得ucd、ucq，并通过坐标转换为uα、uβ；
Figure BDA0002330863190000121
控制器模块接收到Sd、Sq信号后经过转化生成uα、uβ信号，然后根据uα、uβ 信号通过空间矢量脉宽调制生成IGBT控制脉冲信号，并传递给整流桥功率开关 管；
整流桥功率开关管根据接收的IGBT控制脉冲信号控制通断，以达到将交流 电源模块输送来的交流电转化为期望值的直流电，并将整流后的直流电传递给 直流电源。
具体实施时，如图1所示，基于LCL滤波的电压型PWM整流器协同控制 系统，包括交流电源模块、电压信号采集传感器、锁相环、电流信号采集传感 器、控制器模块、整流桥功率开关管、直流电源；交流电源模块通过导线分别 与整流桥功率开关管、电压信号采集传感器、电流信号采集传感器连接。整流 桥功率开关管通过导线分别与直流电源、控制器模块连接；电压信号采集传感 器通过导线分别与锁相环、控制器模块连接；电流信号采集传感器通过导线与 控制器模块连接。锁相环通过导线与控制器模块连接。
三相交流电由交流电网直接提供给交流电模块；三相交流电的电压信号、 电流信号分别由电压信号采集传感器和电流信号采集传感器采集；所述锁相环 根据瞬时三相交流电的电压信号生成角度信号并传输至控制器模块；三相交流 电的电压信号以及电流信号通过控制器模块进行坐标变化，并进行基于 LCL-VSR的空间矢量脉宽调制算法控制；如图2所示。整流桥功率开关管根据 控制器模块控制将三相交流电整流成直流电；用于直流电源输出。
交流电源模块为额定相电压220V的三相交流电；电压信号采集传感器型号 为LEM公司的LV系列；锁相环型号为TI公司的PLL1707DBQR；电流信号采 集传感器型号为LEM公司的LxSR系列；控制器模块为TMS320F2812；整流桥 功率开关管型号为TOSHIBA公司的GT60N321；直流电源为600V直流电流电 源。
如图3所示，基于LCL滤波的电压型PWM整流器协同控制方法，具体包 括以下步骤：
一、根据KVL和KCL，可得三相LCL-VSR在三相abc坐标系下的数学模 型，采用等量坐标变换获得dq坐标系下的数学模型，进而得到LCL-VSR的开 关函数模型；
二、寻找合适的流形，构建比例-积分形式的流形；控制综合，求解系统控 制规律，设计协同控制器。
三、控制器模块根据引入协同控制的LCL-VSR的开关函数，通过变换得到 电压控制信号；根据空间矢量脉宽调制算法对整流桥功率开关管进行控制，将 交流电源模块输出的交流电整流为直流电；
四、仿真实验。
而且，步骤一中根据KVL和KCL，得到三相LCL-VSR在三相abc坐标系 下的数学模型
Figure BDA0002330863190000141
式中，Lg为电网侧等效电感；L为整流器侧等效电感；Cf为滤波电容；C 为直流电容；ig,k为电网侧输入电流；ik为整流器输入电流；iL为负载电流； eg,k是幅值为Um的交流电网电动势；uc,k为滤波电容电压；ud,c直流侧电容电 压；Sk为单极性二值逻辑整流器开关函数；
步骤一中采用等量坐标变换获得dq坐标系下的数学模型为：
Figure BDA0002330863190000142
式中：ig,d，ig,q分别为电网侧输入电流的d轴和q轴分量；id，iq分别为整流 器输入电流的d轴和q轴分量；uc,d，uc,q分别为滤波电容电压d轴和q轴分量； eg,d，eg,q分别为交流电网电动势的d轴和q轴分量；Rg为电网侧等效电阻；R 为整流器侧电阻；RL为等效负载；ω为电角度；Sd，Sq为dq坐标系下的开关函 数；
步骤一中根据dq坐标系下的数学模型得到的开关函数模型为：
Figure BDA0002330863190000151
而且，步骤二中构建比例-积分形式的流形
Figure BDA0002330863190000152
其中
Figure BDA0002330863190000153
式中，k1、k2、k3、k4是比例控制参数，ξ为期望值与实际值之间的差值；
步骤二中控制综合，求解系统控制规律，设计协同控制器。
协同控制算法动态演变规律可由设置的流形和动态收敛方程所建立的一阶 微分方程进行数学表达；
Figure BDA0002330863190000154
即
Figure BDA0002330863190000155
式中，T1、T2为控制参数且均大于零，代表流形的收敛速度；在开关函数 Sd、Sq的作用下，协同控制器通过控制参数T1、T2使系统沿流形达到稳定平衡 点，实现系统从随机状态收敛到流形上或附近的稳定状态；
联立式(5)和(7)得
Figure BDA0002330863190000161
取期望值id *＝Im，iq *＝0，代入式(5)中得：
Figure BDA0002330863190000162
其中
Figure BDA0002330863190000163
式中：Im为电网侧输入电流最大值；udcr为直流侧电压期望值；
引入协同控制的LCL-VSR的开关函数模型：
Figure BDA0002330863190000164
综上所述，协同控制的基本流程为：(1)确定系统模型的状态参量
Figure BDA0002330863190000165
(2)选取合适的流形ξi＝ξi(x,t)；(3)控制综合
Figure BDA0002330863190000166
(4)在ψi＝0 的前提下，求解协同控制律。
而且，步骤三中电压控制信号为uα、uβ，Sd、Sq分别为d轴和q轴开关函数， 开关函数可通过式(12)得ucd、ucq，并通过坐标转换为uα、uβ；
Figure BDA0002330863190000171
控制器模块接收到Sd、Sq信号后经过转化生成uα、uβ信号，然后根据uα、uβ 信号通过空间矢量脉宽调制生成IGBT控制脉冲信号，并传递给整流桥功率开关 管；
整流桥功率开关管根据接收的IGBT控制脉冲信号控制通断，以达到将交流 电源模块输送来的交流电转化为期望值的直流电，并将整流后的直流电传递给 直流电源。
而且，步骤四中仿真实验的主要参数见表1，额定负载电阻RL＝50Ω，过载 时RL＝25Ω，轻载时RL＝100Ω。
表1仿真实验的主要参数
Figure BDA0002330863190000172
步骤四中的仿真实验结果：
(1)额定负载时的谐波及功率因数分析如下；
i.额定负载时的a相电网侧谐波分析包含：
对L滤波的a相电网侧电流谐波的分析结果如图4(a)所示；对LCL滤波 的a相电网侧电流谐波的分析结果如图4(b)所示。
ii.额定负载时的功率因数和网侧电压、电流相位关系：
如图4(c)所示，为LCL-VSR在额定负载时的功率因数；如图4(d)所 示，为LCL-VSR在额定负载时的a相网侧电压、电流相位图。
(2)额定负载、过载及轻载情况下稳态性能分析；
如图5(a)所示，为RL＝50Ω情况下直流侧电压udc仿真结果；如图5(b) 所示，为RL＝50Ω情况下直流侧电流iL仿真结果；
如图5(c)所示，为RL＝25Ω情况下直流侧电压udc仿真结果；如图5(d) 所示，为RL＝25Ω情况下直流侧电流iL仿真结果；
如图5(e)所示，为RL＝100Ω情况下直流侧电压udc仿真结果；如图5(f) 所示，为RL＝100Ω情况下直流侧电流iL仿真结果。
(3)负载突变情况下的暂态性能分析；
如图6(a)所示，为过载突变情况直流侧电压udc仿真结果；如图6(b) 所示，为过载突变情况下直流侧电流iL仿真结果。
如图6(c)所示，为轻载突变情况直流侧电压udc仿真结果；如图6(d) 所示，为轻载突变情况下直流侧电流iL仿真结果。
应当理解的是，本说明书未详细阐述的部分均属于现有技术。
虽然以上结合附图描述了本发明的具体实施方式，但是本领域普通技术人 员应当理解，这些仅是举例说明，可以对这些实施方式做出多种变形或修改， 而不背离本发明的原理和实质。本发明的范围仅由所附权利要求书限定。

Claims (5)

1.基于LCL滤波的电压型PWM整流器的协同控制系统，其特征是，包括交流电源模块，交流电源模块分别连接有电压信号采集传感器、电流信号采集传感器和整流桥功率开关管；电压信号采集传感器分别连接有锁相环和控制器模块；控制器模块分别与锁相环、电流信号采集传感器和整流桥功率开关管连接；整流桥功率开关管连接有直流电源。
2.如权利要求1所述的基于LCL滤波的电压型PWM整流器的协同控制系统的控制方法，其特征是，包括以下步骤：
步骤1、根据KVL和KCL，得到三相LCL-VSR在三相abc坐标系下的数学模型，采用等量坐标变换获得dq坐标系下的数学模型，进而得到LCL-VSR的开关函数模型；
步骤2、寻找合适的流形，构建比例-积分形式的流形；控制综合，求解系统控制规律，设计协同控制器；
步骤3、控制器模块根据引入协同控制的LCL-VSR的开关函数，通过变换得到电压控制信号；根据空间矢量脉宽调制算法对整流桥功率开关管进行控制，将交流电源模块输出的交流电整流为直流电。
3.如权利要求2所述的基于LCL滤波的电压型PWM整流器的协同控制系统的控制方法，其特征是，步骤1的实现包括：
步骤1.1、根据KVL和KCL，得到三相LCL-VSR在三相abc坐标系下的数学模型为：
Figure FDA0002330863180000021
式中，Lg为电网侧等效电感；L为整流器侧等效电感；Cf为滤波电容；C为直流电容；ig,k为电网侧输入电流；ik为整流器输入电流；iL为负载电流；eg,k是幅值为Um的交流电网电动势；uc,k为滤波电容电压；ud,c直流侧电容电压；Sk为单极性二值逻辑整流器开关函数；
步骤1.2、采用等量坐标变换获得dq坐标系下的数学模型为：
Figure FDA0002330863180000022
式中：ig,d，ig,q分别为电网侧输入电流的d轴和q轴分量；id，iq分别为整流器输入电流的d轴和q轴分量；uc,d，uc,q分别为滤波电容电压d轴和q轴分量；eg,d，eg,q分别为交流电网电动势的d轴和q轴分量；Rg为电网侧等效电阻；R为整流器侧电阻；RL为等效负载；ω为电角度；Sd，Sq为dq坐标系下的开关函数；
步骤1.3、根据dq坐标系下的数学模型得到的开关函数模型为：
Figure FDA0002330863180000031
4.如权利要求2所述的基于LCL滤波的电压型PWM整流器的协同控制系统的控制方法，其特征是，步骤2的实现包括：
步骤2.1、构建比例-积分形式的流形：
Figure FDA0002330863180000032
其中
Figure FDA0002330863180000033
式中，k1、k2、k3、k4是比例控制参数，ξ为期望值与实际值之间的差值；
步骤2.2、控制综合，求解系统控制规律，设计协同控制器；
协同控制算法动态演变规律可由设置的流形和动态收敛方程所建立的一阶微分方程进行数学表达；
Figure FDA0002330863180000034
即
Figure FDA0002330863180000041
式中，T1、T2为控制参数且均大于零，代表流形的收敛速度；在开关函数Sd、Sq的作用下，协同控制器通过控制参数T1、T2使系统沿流形达到稳定平衡点，实现系统从随机状态收敛到流形上或附近的稳定状态；
联立式(5)和(7)得
Figure FDA0002330863180000042
取期望值id *＝Im，iq *＝0，代入式(5)中得：
Figure FDA0002330863180000043
其中
Figure FDA0002330863180000044
式中：Im为电网侧输入电流最大值；udcr为直流侧电压期望值；
引入协同控制的LCL-VSR的开关函数模型：
Figure FDA0002330863180000045
5.如权利要求2所述的基于LCL滤波的电压型PWM整流器的协同控制系统的控制方法，其特征是，步骤3的实现包括：
步骤3.1、电压控制信号为uα、uβ，Sd、Sq分别为d轴和q轴开关函数，开关函数可通过式(12)得ucd、ucq，并通过坐标转换为uα、uβ；
Figure FDA0002330863180000051
步骤3.2、控制器模块接收到Sd、Sq信号后经过转化生成uα、uβ信号，然后根据uα、uβ信号通过空间矢量脉宽调制生成IGBT控制脉冲信号，并传递给整流桥功率开关管；
步骤3.3、整流桥功率开关管根据接收的IGBT控制脉冲信号控制通断，以达到将交流电源模块输送来的交流电转化为期望值的直流电，并将整流后的直流电传递给直流电源。
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