CN113612398B - 电网畸变工况下高频链矩阵变换器非线性控制方法及系统 - Google Patents

Abstract

本公开提供了一种电网畸变工况下高频链矩阵变换器非线性控制方法及系统，获取高频链矩阵变换器的参量数据；根据获取的参量数据，得到输出功率参考值、无功功率直流分量的参考值、电网电压及其滞后信号在α轴和β轴上的分量，进而得到两相静止坐标系下含有不平衡分量的电网电流参考值；电网电流参考值分别经α轴和β轴非线性反步控制器，得到桥臂输入电流，根据桥臂输入电流得到调制比和输入电流矢量角度；根据调制比和输入电流矢量角度，结合双极性电流空间矢量调制，生成驱动高频链矩阵变换器的双向开关的脉冲控制信号；本公开兼顾电网平衡和不平衡工况，可同时抑制网侧电流畸变和直流侧二倍频波动，与传统不平衡工况下的控制策略相比具有更快的动态响应速度。

Description

电网畸变工况下高频链矩阵变换器非线性控制方法及系统

技术领域

本公开涉及高效功率变换系统先进控制技术领域，特别涉及一种电网畸变工况下高频链矩阵变换器非线性控制方法及系统。

背景技术

本部分的陈述仅仅是提供了与本公开相关的背景技术，并不必然构成现有技术。

目前新能源产业发展迅猛，V2G、储能、微电网等领域迎来蓬勃发展的浪潮。然而，目前上述领域功率变换部分常采用AC/DC+DC/DC两级拓扑结构，能量经过两级变换，不仅需要较多的电力电子开关管，导致驱动电路设计繁杂，而且直流母线电容体积庞大，使得效率和功率密度难以进一步提升。

发明人发现，高频链矩阵变换器是一种单级隔离AC-DC变换拓扑，能量仅经过单级变换、驱动设计简单、无需直流母线电容、可实现降压功能，具有效率高、功率密度高、可靠性高等优势，应用前景广阔。但在三相电网电压畸变，尤其是三相电网电压不平衡工况下，高频链矩阵变换器不仅在网侧产生电流畸变，降低了电能质量，而且在直流侧产生二倍频波动，降低了负载和系统可靠性。

发明内容

为了解决现有技术的不足，本公开提供了一种电网畸变工况下高频链矩阵变换器非线性控制方法及系统，兼顾电网平衡和不平衡工况，可同时抑制网侧电流畸变和直流侧二倍频波动，与传统不平衡工况下的控制策略相比具有更快的动态响应速度。

为了实现上述目的，本公开采用如下技术方案：

本公开第一方面提供了一种电网畸变工况下高频链矩阵变换器非线性控制方法。

一种电网畸变工况下高频链矩阵变换器非线性控制方法，包括以下过程：

获取高频链矩阵变换器的参量数据；

根据获取的参量数据，得到输出功率参考值、无功功率直流分量的参考值、电网电压及其滞后信号在α轴和β轴上的分量，进而得到两相静止坐标系下含有不平衡分量的电网电流参考值；

根据电网电流参考值和α轴和β轴非线性反步控制器，得到桥臂输入电流，根据桥臂输入电流得到调制比和输入电流矢量角度；

根据调制比和输入电流矢量角度，结合双极性电流空间矢量调制，生成驱动高频链矩阵变换器的双向开关的脉冲控制信号。

进一步的，将输出电流误差值送入PI控制器得到输出电压参考值，将输出电压参考值与输出电流相乘，得到输出功率参考值。

进一步的，根据电网电压和电网电流的采样值，实时计算出无功功率实际值，将无功功率参考值与无功功率实际值作差后送入PI控制器，得到无功功率直流分量的参考值。

进一步的，采用二阶广义积分器获得电网电压信号及电网电压滞后信号在α轴和β轴上的分量。

进一步的，网侧有功功率的二次谐波分量为零，网侧瞬时无功功率的直流分量等于无功功率直流分量参考值，网侧瞬时有功功率的直流分量等于有功功率直流分量参考值。

进一步的，根据网侧瞬时有功功率的直流分量、电网电压在α轴上的分量、电网电压在β轴上的分量、电网电压滞后信号在α轴上的分量以及电网电压滞后信号在β轴上的分量，得到两相静止坐标系下的电网电流参考值分别在α轴和β轴上的分量。

进一步的，根据电网电压在α轴上的分量、电网电流在α轴上的分量、两相静止坐标系下的电网电流参考值在α轴上的分量、线路阻抗、交流侧二阶LC低通滤波器的电感值以及不确定性扰动参数，构建α轴非线性反步控制器。

更进一步的，根据两相静止坐标系下的电网电流在α轴上的分量、交流侧二阶LC低通滤波器的电感值和电容值、α轴非线性反步控制器的输出量以及不确定性扰动参数，得到α轴上的桥臂输入电流。

进一步的，根据电网电压在β轴上的分量、电网电流在β轴上的分量、两相静止坐标系下的电网电流参考值在β轴上的分量、线路阻抗、交流侧二阶LC低通滤波器的电感值以及不确定性扰动参数，构建β轴非线性反步控制器。

更进一步的，根据两相静止坐标系下的电网电流在β轴上的分量、交流侧二阶LC低通滤波器的电感值和电容值、β轴非线性反步控制器的输出量以及不确定性扰动参数，得到β轴上的桥臂输入电流。

进一步的，根据α轴上的桥臂输入电流、β轴上的桥臂输入电流以及二极管H桥电路的输出电流，计算调制比和输入电流矢量角度。

本公开第二方面提供了一种电网畸变工况下高频链矩阵变换器非线性控制系统。

一种电网畸变工况下高频链矩阵变换器非线性控制系统，包括：

数据获取模块，被配置为：获取高频链矩阵变换器的参量数据；

电流参考值计算模块，被配置为：根据获取的参量数据，得到输出功率参考值、无功功率直流分量的参考值、电网电压及其滞后信号在α轴和β轴上的分量，进而得到两相静止坐标系下含有不平衡分量的电网电流参考值；

控制参数计算模块，被配置为：根据电网电流参考值和α轴和β轴非线性反步控制器，得到桥臂输入电流，根据桥臂输入电流得到调制比和输入电流矢量角度；

脉冲控制信号生成模块，被配置为：根据调制比和输入电流矢量角度，结合双极性电流空间矢量调制，生成驱动高频链矩阵变换器的双向开关的脉冲控制信号。

与现有技术相比，本公开的有益效果是：

1、本公开创新性的提出了一种兼顾电网平衡和不平衡工况的高频链矩阵变换器非线性反步控制方法及系统，与不平衡工况下采用传统PR控制器(UBG-PR)跟踪电流参考值相比，可有效降低高频率矩阵变换器网侧电流总谐波畸变率，抑制电网不平衡工况下直流侧二倍频纹波。

2、本公开所述的高频链矩阵变换器非线性反步控制方法及系统，无需提取网侧正负序分量，降低计算复杂度；建模过程充分考虑网侧不确定性扰动，并实时补偿消除，抗干扰能力强；提出的双闭环反步控制方法实现过程简单，可推广应用于其他矩阵型变换器。

本公开附加方面的优点将在下面的描述中部分给出，部分将从下面的描述中变得明显，或通过本公开的实践了解到。

附图说明

构成本公开的一部分的说明书附图用来提供对本公开的进一步理解，本公开的示意性实施例及其说明用于解释本公开，并不构成对本公开的不当限定。

图1为本公开实施例1提供的高频链矩阵变换器拓扑结构图。

图2为本公开实施例1提供的高频链矩阵变换器不平衡工况下非线性反步控制整体控制框图。

图3为本公开实施例1提供的A相电网电压突降30％情况下，DCL-PIC方法仿真结果。

图4为本公开实施例1提供的A相电网电压突降30％情况下，UBG-PR方法仿真结果。

图5为本公开实施例1提供的A相电网电压突降30％情况下，UBG-BSC方法仿真结果。

具体实施方式

下面结合附图与实施例对本公开作进一步说明。

应该指出，以下详细说明都是示例性的，旨在对本公开提供进一步的说明。除非另有指明，本文使用的所有技术和科学术语具有与本公开所属技术领域的普通技术人员通常理解的相同含义。

需要注意的是，这里所使用的术语仅是为了描述具体实施方式，而非意图限制根据本公开的示例性实施方式。如在这里所使用的，除非上下文另外明确指出，否则单数形式也意图包括复数形式，此外，还应当理解的是，当在本说明书中使用术语“包含”和/或“包括”时，其指明存在特征、步骤、操作、器件、组件和/或它们的组合。

在不冲突的情况下，本公开中的实施例及实施例中的特征可以相互组合。

实施例1：

高频链矩阵变换器的拓扑结构如图1所示，包括三相交流电源(e_a、e_b、e_c)、交流侧二阶LC低通滤波器(L、C)、线路阻抗(R)、三相/单相AC-DC矩阵变换器(S_apl、S_aph、S_bpl、S_bph、S_cpl、S_cph、S_anl、S_anh、S_bnl、S_bnh、S_cnl、S_cnh)、高频变压器T、二极管整流桥(D₁、D₂、D₃、D₄)、直流侧二阶LC低通滤波器(L_dc、C_dc)和负载R_o。

交流侧二阶LC低通滤波器可将三相/单相AC-DC矩阵变换器开关引入的高次谐波滤除，实现绿色友好并网；三相/单相AC-DC矩阵变换器将三相正弦工频交流电，转换成频率为开关频率的单相交流电；单相高频交流电通过高频变压器，然后经二极管整流桥转换为直流电，再经直流侧二阶LC低通滤波器将高频纹波滤除，最终将直流电输入负载。

为提高三相电网电压不平衡工况下高频链矩阵变换器的网侧电能质量和直流侧稳定程度，本实施例1提出一种兼顾电网平衡和不平衡工况的高频链矩阵变换器非线性反步控制策略(UBG-BSC)。其整体控制框图如图2所示，包括输出功率控制、无功功率控制和UBG-BSC控制策略三部分。

其工作原理包括：

(1)输出功率控制：输出电流误差值z＝i_o ^*-i_o送入PI控制器得到输出电压参考值v_o ^*，将电压参考值与输出电流相乘，可得输出功率参考值P_o ^*＝v_o ^**i_o；

(2)无功功率控制：通过对电网电压和电流的采样值实时计算出无功功率Q，无功功率参考值q^*与无功功率实际值Q作差后送入PI控制器，PI控制器的输出是无功功率直流分量的参考值Q^*；

(3)UBG-BSC控制：采用二阶广义积分器(SOGI)获得电网电压的滞后信号，即使电网电压受到扰动或在不平衡工况下，SOGI也能无静差地跟踪电网电压。

输出功率参考值P_o ^*、无功功率直流分量的参考值Q^*以及SOGI得到的e_αβ、e′_αβ，经过两相静止坐标系下瞬时功率分析，可得含有不平衡分量的电网电流参考值，然后分别经α轴和β轴非线性反步控制器，得到桥臂输入电流i_αt和i_βt，再由i_αt和i_βt推导出调制比m和输入电流矢量角度θ，最后将m和θ送入双极性电流空间矢量调制(BCSVM)，生成控制脉冲信号，驱动高频链矩阵变换器的双向开关。

具体的，包括以下内容：

S1：计及网侧扰动的高频链矩阵变换器数学模型

在电网平衡工况下，根据基尔霍夫电压和电流定律，可得高频链矩阵变换器(HFLMC)在两相静止坐标系下的网侧数学模型：

式中，e_α、e_β、i_α、i_β表示两相静止坐标系下的电网电压和电流，v_α、v_β表示两相静止坐标系下桥臂中点电压，i_αt、i_βt表示两相静止坐标系下桥臂输入电流，R表示线路阻抗，

表示网侧的扰动量。

作为电流型变换器，HFLMC输出侧以电感储能。为简化分析，输出侧电容的影响可忽略不计，即i_dc＝i_o，其中i_dc为二极管H桥电路的输出电流，i_o为HFLMC的输出电流。因此直流侧的微分方程可表示为：

式中，v_dc为二极管H桥电路的输出电压，v_o为HFLMC的输出电压。

忽略系统损耗，根据功率守恒定律可得：

结合式(3)和式(4)，HFLMC的统一数学模型可表示为：

S2：两相静止坐标系下瞬时功率分析

在电网电压不平衡工况下，HFLMC电网电压和电网电流均存在正序分量和负序分量，可分别表示为：

e＝V_pe^jωt+V_ne^-jωt (6)

i＝I_pe^jωt+I_ne^-jωt (7)

式中，V_p、V_n，I_p、I_n分别是电网电压和电流的正序分量和负序分量，ω是输入角频率。

电网侧瞬时有功和无功功率可表示为：

式中，x^*表示矢量x的共轭，P₀和Q₀是HFLMC网侧有功功率和无功功率的平均值，P_c2和P_s2是HFLMC网侧二次有功功率的余弦和正弦谐波峰值，Q_c2和Q_s2是HFLMC网侧二次无功功率的余弦和正弦谐波峰值。

结合式(6)-(9)的矢量关系式，可推得：

假设两相静止坐标系下的变量为x，其延迟90°后为x′，则HFLMC电网电压和电网电流延迟90°后的矢量可表示为：

e′＝V_pe^j(ωt-π/2)+V_ne^-j(ωt-π/2)＝-jV_pe^jωt+jV_ne^-jωt (11)

i′＝I_pe^j(ωt-π/2)+I_ne^-j(ωt-π/2)＝-jI_pe^jωt+jI_ne^-jωt (12)

根据式(6)、(7)、(11)和(12)，在两相静止坐标系下，正负序分量与其延迟信号之间的关系为：

式中：

把式(13)和(14)代入式(10)，可得有功功率和无功功率各分量为：

式中：

式中，e_α、e_β、i_α、i_β、e′_α、e′_β、i′_α、i′_β是电网电压、电网电流以及他们延迟90°后在αβ轴上的分量。

式(16)表明，在电网电压不平衡工况下，有功功率和无功功率均含有二次谐波分量。由于式(16)方程不满秩，故只能选取四个电流量进行控制。根据抑制网侧电流畸变和直流侧二倍频波动的控制要求，可计算得到HFLMC网侧电流参考值。

根据HFLMC网侧和直流侧功率守恒定律，网侧有功功率P的二次谐波分量P_c2和P_s2必定导致直流侧的二倍频纹波。在电力电子系统中，直流侧二倍频波动对设备自身和直流负载都会产生不利影响，降低系统可靠性。因此，必须控制二次谐波分量P_c2和P_s2等于零，即P_c2＝P_s2＝0。此外，网侧瞬时无功功率的直流分量Q₀会引发网侧电流畸变，特别是三次和五次谐波含量骤增，同时无法实现网侧单位功率因数。为此必须控制Q₀等于无功功率直流分量参考值，即Q₀＝Q^*。根据上述控制目标，可得如下关系式：

P₀＝P_o ^*,Q₀＝Q^*,P_c2＝0,P_s2＝0 (18)

选取四个控制变量i_α、i_β、i′_α、i′_β，其参考值分别为

并结合式(16)和(18)可得：

根据式(19)，两相静止坐标系下的电网电流参考值可表示为：

S3：非线性反步控制器设计

基于计及网侧扰动的HFLMC数学模型，本实施例设计了α轴和β轴反步控制器，分别实现对电流参考值

和

的快速无静差跟踪，同时消除网侧扰动量，最后通过Lyapunov稳定性理论证明所设计反步控制器是渐近稳定的。

S3.1α轴反步控制器设计

α轴反步控制器的控制目标是使i_α快速无静差地跟踪网侧电流参考值

为设计α轴反步控制器，定义网侧电流和桥臂中点电压误差量如下：

对式(21)求导并结合式(1)可得：

对于α轴控制系统，选取Lyapunov函数为：

对式(23)求导并结合式(1)、(21)和(22)可得：

式中，

满足条件

ρ₁、ρ₂均为正实数，表明网侧扰动量是有界的。

为保证所设计的α轴跟踪系统是稳定的，则

必须是负定的，即

故α轴的反步控制器可构建为：

式中，sgn(·)是符号函数，参数K₁、K₂是正实数，表示α轴反步控制器的增益；参数η₁、η₂是正实数，表示不确定性扰动参数，η₁>ρ₁且η₂>ρ₂。

将上述构建的控制器式(25)代入式(24)，得到：

式中，K_α＝min{2K₁,2K₂}，当ρ₁<η₁且ρ₂<η₂时，

α轴控制系统渐近稳定。

S3.2β轴反步控制器设计

β轴反步控制器的控制目标是使i_β快速无静差地跟踪电流参考值

为设计β轴反步控制器，定义网侧电流和桥臂中点电压误差量如下：

对式(27)求导并结合式(2)可得：

对于β轴控制系统，选取Lyapunov函数为：

对式(29)求导并结合式(2)、(21)和(22)可得：

式中，

满足条件

ρ₃、ρ₄均为正实数，表明网侧扰动量是有界的。

为保证所设计的β轴跟踪系统是稳定的，则

必须是负定的，即

β轴的反步控制器可设计为：

式中，sgn(·)是符号函数，参数K₃、K₄是正实数，表示β轴反步控制器的增益；参数η₃、η₄是正实数，表示不确定性扰动参数，η₃>ρ₃且η₄>ρ₄。

将上述设计的控制器式(31)代入式(30)，得到：

式中，K_β＝min{2K₃,2K₄}，当ρ₃<η₃且ρ₄<η₄时，

β轴控制渐近系统稳定。选取HFLMC闭环系统Lyapunov函数为：

V＝V₁+V₂ (33)

对式(33)求导，并结合式(26)和(32)可得：

式中，K＝min{K_α,K_β}，当ρ_i<η_i,i＝1,2,3,4时，

系统渐近稳定。

根据α轴和β轴反步控制器式(23)和式(29)中的i_αt和i_βt，可推导出调制比m和输入电流矢量角度θ表达式：

式中，atan2(x,y)表示原点至点(x,y)的方位角，取值范围为(-π,π]。

通过软件仿真验证本发明所提非线性反步控制方法能够提高电网不平衡工况下高频链矩阵变换器的网侧电能质量和直流侧稳定程度。仿真软件选用MATLAB/simulink2017b，仿真参数如表1所示。

表1：仿真参数

应用本实施例所提的不平衡工况下高频链矩阵变换器非线性反步控制方法(UBG-BSC)，与无不平衡控制的PI双闭环控制策略(DCL-PIC)和不平衡工况下采用传统PR控制器跟踪电流参考值(UBG-PR)对比仿真效果。

图3-图5分别展示了在DCL-PIC、UBG-PR、UBG-BSC三种控制策略下，三相电网电压、三相电网电流、输出电流、输出功率、网侧有功和无功功率波形。电网电压平衡时，在三种方法控制下，输出电流都是恒定无波动的，三相电网电流正弦度高，总谐波畸变率(THD)分别为4.08％、2.61％、1.78％，无功功率均等于零，均可实现网侧单位功率因数。

如图3所示，电网电压不平衡时，在DCL-PIC控制下，三相电网电流严重畸变，THD为8.19％，比平衡工况下增加了4.11％，同时输出电流i_o也存在二倍频纹波，纹波幅值为1A，输出电流i_o的纹波也导致输出功率P_o产生纹波，波动幅值为320W。

如图4所示，在UBG-PR控制下，三相电网电流畸变基本消除，THD为2.82％，比平衡工况下增加了0.21％，输出电流i_o二倍频纹波大幅减小，幅值为0.6A，输出功率P_o的纹波也减小到190W。

如图5所示，在本实施例所提UBG-BSC控制下，三相电网电流畸变率进一步减小，THD为1.83％，比平衡工况下仅增加了0.05％，输出电流i_o二倍频纹波进一步减小，幅值为0.1A，输出功率P_o的纹波也减小到32W。

仿真结果表明，本实施例所提UBG-BSC控制策略可有效抑制电网不平衡工况下HFLMC网侧电流畸变和直流侧二倍频纹波，且无论在电网平衡还是不平衡工况下，均可实现网侧单位功率因数。

实施例2：

本公开实施例2提供了一种电网畸变工况下高频链矩阵变换器非线性控制系统，包括：

数据获取模块，被配置为：获取高频链矩阵变换器的参量数据；

电流参考值计算模块，被配置为：根据获取的参量数据，得到输出功率参考值、无功功率直流分量的参考值、电网电压及其滞后信号在轴和轴上的分量，进而得到两相静止坐标系下含有不平衡分量的电网电流参考值；

控制参数计算模块，被配置为：根据电网电流参考值和轴和轴非线性反步控制器，得到桥臂输入电流，根据桥臂输入电流得到调制比和输入电流矢量角度；

脉冲控制信号生成模块，被配置为：根据调制比和输入电流矢量角度，结合双极性电流空间矢量调制，生成驱动高频链矩阵变换器的双向开关的脉冲控制信号。

所述系统的工作方法与实施例1提供的电网畸变工况下高频链矩阵变换器非线性控制方法相同，这里不再赘述。

本领域内的技术人员应明白，本公开的实施例可提供为方法、系统、或计算机程序产品。因此，本公开可采用硬件实施例、软件实施例、或结合软件和硬件方面的实施例的形式。而且，本公开可采用在一个或多个其中包含有计算机可用程序代码的计算机可用存储介质(包括但不限于磁盘存储器和光学存储器等)上实施的计算机程序产品的形式。

本公开是参照根据本公开实施例的方法、设备(系统)、和计算机程序产品的流程图和/或方框图来描述的。应理解可由计算机程序指令实现流程图和/或方框图中的每一流程和/或方框、以及流程图和/或方框图中的流程和/或方框的结合。可提供这些计算机程序指令到通用计算机、专用计算机、嵌入式处理机或其他可编程数据处理设备的处理器以产生一个机器，使得通过计算机或其他可编程数据处理设备的处理器执行的指令产生用于实现在流程图一个流程或多个流程和/或方框图一个方框或多个方框中指定的功能的装置。

这些计算机程序指令也可存储在能引导计算机或其他可编程数据处理设备以特定方式工作的计算机可读存储器中，使得存储在该计算机可读存储器中的指令产生包括指令装置的制造品，该指令装置实现在流程图一个流程或多个流程和/或方框图一个方框或多个方框中指定的功能。

这些计算机程序指令也可装载到计算机或其他可编程数据处理设备上，使得在计算机或其他可编程设备上执行一系列操作步骤以产生计算机实现的处理，从而在计算机或其他可编程设备上执行的指令提供用于实现在流程图一个流程或多个流程和/或方框图一个方框或多个方框中指定的功能的步骤。

本领域普通技术人员可以理解实现上述实施例方法中的全部或部分流程，是可以通过计算机程序来指令相关的硬件来完成，所述的程序可存储于一计算机可读取存储介质中，该程序在执行时，可包括如上述各方法的实施例的流程。其中，所述的存储介质可为磁碟、光盘、只读存储记忆体(Read-Only Memory，ROM)或随机存储记忆体(RandomAccessMemory，RAM)等。

以上所述仅为本公开的优选实施例而已，并不用于限制本公开，对于本领域的技术人员来说，本公开可以有各种更改和变化。凡在本公开的精神和原则之内，所作的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本公开的保护范围之内。

Claims (9)

1.一种电网畸变工况下高频链矩阵变换器非线性控制方法，其特征在于：包括以下过程：

获取高频链矩阵变换器的参量数据；

根据获取的参量数据，得到输出功率参考值、无功功率直流分量的参考值、电网电压及其滞后信号在α轴和β轴上的分量，进而得到两相静止坐标系下含有不平衡分量的电网电流参考值；

根据电网电流参考值和α轴和β轴非线性反步控制器，得到桥臂输入电流，根据桥臂输入电流得到调制比和输入电流矢量角度；

根据调制比和输入电流矢量角度，结合双极性电流空间矢量调制，生成驱动高频链矩阵变换器的双向开关的脉冲控制信号；

高频链矩阵变换器在两相静止坐标系下的网侧数学模型：

式中，e_α、e_β、i_α、i_β表示两相静止坐标系下的电网电压和电流，v_α、v_β表示两相静止坐标系下桥臂中点电压，i_αt、i_βt表示两相静止坐标系下桥臂输入电流，R表示线路阻抗，

表示网侧的扰动量；

α轴反步控制器设计：

α轴反步控制器的控制目标是使i_α快速无静差地跟踪网侧电流参考值

为设计α轴反步控制器，定义网侧电流和桥臂中点电压误差量如下：

对式(21)求导并结合式(1)可得：

对于α轴控制系统，选取Lyapunov函数为：

对式(23)求导并结合式(1)、(21)和(22)可得：

式中，

满足条件

ρ₁、ρ₂均为正实数，表明网侧扰动量是有界的；

为保证所设计的α轴跟踪系统是稳定的，则

必须是负定的，即

故α轴的反步控制器可构建为：

式中，sgn(·)是符号函数，参数K₁、K₂是正实数，表示α轴反步控制器的增益；参数η₁、η₂是正实数，表示不确定性扰动参数，η₁>ρ₁且η₂>ρ₂；

将上述构建的控制器式(25)代入式(24)，得到：

式中，K_α＝min{2K₁,2K₂}，当ρ₁<η₁且ρ₂<η₂时，

α轴控制系统渐近稳定；

β轴反步控制器设计：

β轴反步控制器的控制目标是使i_β快速无静差地跟踪电流参考值

为设计β轴反步控制器，定义网侧电流和桥臂中点电压误差量如下：

对式(27)求导并结合式(2)可得：

对于β轴控制系统，选取Lyapunov函数为：

对式(29)求导并结合式(2)、(21)和(22)可得：

式中，

满足条件

ρ₃、ρ₄均为正实数，表明网侧扰动量是有界的；

为保证所设计的β轴跟踪系统是稳定的，则

必须是负定的，即

β轴的反步控制器可设计为：

式中，sgn(·)是符号函数，参数K₃、K₄是正实数，表示β轴反步控制器的增益；参数η₃、η₄是正实数，表示不确定性扰动参数，η₃>ρ₃且η₄>ρ₄；

将上述设计的控制器式(31)代入式(30)，得到：

式中，K_β＝min{2K₃,2K₄}，当ρ₃<η₃且ρ₄<η₄时，

β轴控制渐近系统稳定；

选取HFLMC闭环系统Lyapunov函数为：

V＝V₁+V₂ (33)

对式(33)求导，并结合式(26)和(32)可得：

式中，K＝min{K_α,K_β}，当ρ_i<η_i,i＝1,2,3,4时，

系统渐近稳定；

根据α轴和β轴反步控制器式(23)和式(29)中的i_αt和i_βt，可推导出调制比m和输入电流矢量角度θ表达式：

式中，atan2(x,y)表示原点至点(x,y)的方位角，取值范围为(-π,π]；

其中，

分别为两相静止坐标系下的电网电流参考值。

2.如权利要求1所述的电网畸变工况下高频链矩阵变换器非线性控制方法，其特征在于：

将输出电流误差值送入PI控制器得到输出电压参考值，将输出电压参考值与输出电流相乘，得到输出功率参考值；

根据电网电压和电网电流的采样值，实时计算出无功功率实际值，将无功功率参考值与无功功率实际值作差后送入PI控制器，得到无功功率直流分量的参考值；

采用二阶广义积分器获得电网电压信号及电网电压滞后信号在α轴和β轴上的分量。

3.如权利要求1所述的电网畸变工况下高频链矩阵变换器非线性控制方法，其特征在于：

网侧有功功率的二次谐波分量为零，网侧瞬时无功功率的直流分量等于无功功率直流分量参考值，网侧瞬时有功功率的直流分量等于有功功率直流分量参考值。

4.如权利要求1所述的电网畸变工况下高频链矩阵变换器非线性控制方法，其特征在于：

根据电网电压在α轴上的分量、电网电流在α轴上的分量、两相静止坐标系下的电网电流参考值在α轴上的分量、线路阻抗、交流侧二阶LC低通滤波器的电感值以及不确定性扰动参数，构建α轴非线性反步控制器。

5.如权利要求4所述的电网畸变工况下高频链矩阵变换器非线性控制方法，其特征在于：

根据两相静止坐标系下的电网电流在α轴上的分量、交流侧二阶LC低通滤波器的电感值和电容值、α轴非线性反步控制器的输出量以及不确定性扰动参数，得到α轴上的桥臂输入电流。

6.如权利要求1所述的电网畸变工况下高频链矩阵变换器非线性控制方法，其特征在于：

根据电网电压在β轴上的分量、电网电流在β轴上的分量、两相静止坐标系下的电网电流参考值在β轴上的分量、线路阻抗、交流侧二阶LC低通滤波器的电感值以及不确定性扰动参数，构建β轴非线性反步控制器。

7.如权利要求6所述的电网畸变工况下高频链矩阵变换器非线性控制方法，其特征在于：

根据两相静止坐标系下的电网电流在β轴上的分量、交流侧二阶LC低通滤波器的电感值和电容值、β轴非线性反步控制器的输出量以及不确定性扰动参数，得到β轴上的桥臂输入电流。

8.如权利要求1所述的电网畸变工况下高频链矩阵变换器非线性控制方法，其特征在于：

根据α轴上的桥臂输入电流、β轴上的桥臂输入电流以及二极管H桥电路的输出电流，计算调制比和输入电流矢量角度。

9.一种电网畸变工况下高频链矩阵变换器非线性控制系统，其特征在于：包括：

数据获取模块，被配置为：获取高频链矩阵变换器的参量数据；

电流参考值计算模块，被配置为：根据获取的参量数据，得到输出功率参考值、无功功率直流分量的参考值、电网电压及其滞后信号在α轴和β轴上的分量，进而得到两相静止坐标系下含有不平衡分量的电网电流参考值；

控制参数计算模块，被配置为：根据电网电流参考值和α轴和β轴非线性反步控制器，得到桥臂输入电流，根据桥臂输入电流得到调制比和输入电流矢量角度；

脉冲控制信号生成模块，被配置为：根据调制比和输入电流矢量角度，结合双极性电流空间矢量调制，生成驱动高频链矩阵变换器的双向开关的脉冲控制信号；

高频链矩阵变换器在两相静止坐标系下的网侧数学模型：

式中，e_α、e_β、i_α、i_β表示两相静止坐标系下的电网电压和电流，v_α、v_β表示两相静止坐标系下桥臂中点电压，i_αt、i_βt表示两相静止坐标系下桥臂输入电流，R表示线路阻抗，

表示网侧的扰动量；

α轴反步控制器设计：

α轴反步控制器的控制目标是使i_α快速无静差地跟踪网侧电流参考值

为设计α轴反步控制器，定义网侧电流和桥臂中点电压误差量如下：

对式(21)求导并结合式(1)可得：

对于α轴控制系统，选取Lyapunov函数为：

对式(23)求导并结合式(1)、(21)和(22)可得：

式中，

满足条件

ρ₁、ρ₂均为正实数，表明网侧扰动量是有界的；

为保证所设计的α轴跟踪系统是稳定的，则

必须是负定的，即

故α轴的反步控制器可构建为：

式中，sgn(·)是符号函数，参数K₁、K₂是正实数，表示α轴反步控制器的增益；参数η₁、η₂是正实数，表示不确定性扰动参数，η₁>ρ₁且η₂>ρ₂；

将上述构建的控制器式(25)代入式(24)，得到：

式中，K_α＝min{2K_1,2K₂}，当ρ₁<η₁且ρ₂<η₂时，

α轴控制系统渐近稳定；

β轴反步控制器设计：

β轴反步控制器的控制目标是使i_β快速无静差地跟踪电流参考值

为设计β轴反步控制器，定义网侧电流和桥臂中点电压误差量如下：

对式(27)求导并结合式(2)可得：

对于β轴控制系统，选取Lyapunov函数为：

对式(29)求导并结合式(2)、(21)和(22)可得：

式中，

满足条件

ρ₃、ρ₄均为正实数，表明网侧扰动量是有界的；

为保证所设计的β轴跟踪系统是稳定的，则

必须是负定的，即

β轴的反步控制器可设计为：

式中，sgn(·)是符号函数，参数K₃、K₄是正实数，表示β轴反步控制器的增益；参数η₃、η₄是正实数，表示不确定性扰动参数，η₃>ρ₃且η₄>ρ₄；

将上述设计的控制器式(31)代入式(30)，得到：

式中，K_β＝min{2K₃,2K₄}，当ρ₃<η₃且ρ₄<η₄时，

β轴控制渐近系统稳定；

选取HFLMC闭环系统Lyapunov函数为：

V＝V₁+V₂ (33)

对式(33)求导，并结合式(26)和(32)可得：

式中，K＝min{K_α,K_β}，当ρ_i<η_i,i＝1,2,3,4时，

系统渐近稳定；

根据α轴和β轴反步控制器式(23)和式(29)中的i_αt和i_βt，可推导出调制比m和输入电流矢量角度θ表达式：

式中，atan2(x,y)表示原点至点(x,y)的方位角，取值范围为(-π,π]；

其中，

分别为两相静止坐标系下的电网电流参考值。

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