CN113629763A - 非理想电网下中压直挂储能变流器电流控制方法及系统 - Google Patents

非理想电网下中压直挂储能变流器电流控制方法及系统 Download PDF

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Abstract

一种非理想电网下中压直挂储能变流器电流控制方法及系统，属于电能储能变换技术领域，解决如何在非理想电网工况下，消除电网电压不平衡以及电网电压中存在谐波污染时引起的级联多电平储能逆变器并网电流谐波含量高问题，采用SOGI‑OSG双二阶广义积分器对网侧电流中正序、负序进行分离，对网侧电流中的正序、负序分量分别进行控制，采用PI‑HR控制器输出与ωL乘法器输出进行前馈解耦运算，实现d、q轴分量的单独控制，利用PI‑HR控制器来抑制网侧电流的波动和低次谐波分量，既能对d、q轴直流有功分量进行无静差跟踪，又能有效抑制低次电流谐波，适用于非理想电网下多目标约束中压直挂储能变流器的并网电流改善，能够使三相入网电流正弦且平衡，便于工程应用。

Description

非理想电网下中压直挂储能变流器电流控制方法及系统
技术领域
本发明属于电能储能变换技术领域，特别涉及一种非理想电网下中压直挂储能变流器电流控制方法及系统。
背景技术
近几年，为了解决全球能源危机和环境污染日益严重的问题，越来越多的可再生能源并入到电网中。同时对于接口变换器的要求也越来越高。其中级联H桥逆变器由于具有多电平的优势，使交流侧输出电压更接近正弦波，减小了滤波电感的体积，因此在光伏并网逆变器中得到广泛应用并得到了国内外学者的广泛研究。
然而随着越来越多的新能源接入电网，电网电压中含有谐波以及处于不平衡等非理想状态是不可避免的，当电网电压处于非理想状态时，受到电压负序和谐波分量的影响，传统控制策略下的并网逆变器输出电流将会畸变并产生输出功率波动，使逆变器和电网的运行情况恶化。
现有技术中公开号为CN112968468A、公开日期为2021年6月15日的中国发明专利申请《单dq-PI电流控制结构下并网变流器负序电流控制方法及系统》公开了获得单dq-PI电流控制结构下的并网变流器稳态负序电流与负序电流参考值、负序端电压之间的关系；将负序电流参考值进行补偿，以使得稳态负序电流等于原始负序电流参考值；将补偿后的负序电流参考值转换到正转dq坐标系下以后，与正序电流参考值相加作为单dq-PI电流控制器的输入量，实现对并网变流器负序电流控制。
该文献的技术方案降低了不对称电网条件下GSC的电流控制结构的复杂度，从而增强控制系统的稳定性，但是并未解决如何在非理想电网工况下，消除电网电压不平衡以及电网电压中存在谐波污染时引起的级联多电平储能逆变器并网电流谐波含量高的问题。因此，为了消除电网电压不平衡以及电网电压中存在谐波污染时引起的级联储能变流器并网电流谐波含量高的问题，需要采用能够在非理想电网工况下能够对并网电流进行改善的控制策略。
发明内容
本发明所要解决的技术问题在于如何在非理想电网工况下，消除电网电压不平衡以及电网电压中存在谐波污染时引起的级联多电平储能逆变器并网电流谐波含量高的问题。
本发明是通过以下技术方案解决上述技术问题的：
非理想电网下中压直挂储能变流器电流控制系统，包括：级联多电平储能逆变器系统(1)、abc/αβ变换器(2)、第一SOGI-OSG双二阶广义积分器(3)、PLL锁相环(4)、αβ/dq变换器(5)、电流指令计算模块(6)、abc/dq变换器(7)、第二SOGI-OSG双二阶广义积分器(8)、ωL乘法器(9)、PI-HR控制器(10)、第一dq/abc变换器(11)、第二dq/abc变换器(12)、PS-PWM移相载波调制器(13)；采集级联多电平储能逆变器系统(1)的网侧三相电压ua、ub、uc输入到abc/αβ变换器(2)中进行Clark变换，得到静止坐标系电压uα、uβ，采集级联多电平储能逆变器系统(1)的网侧三相电流ia、ib、ic输入到abc/dq变换器(7)中进行Park变换得到同步旋转坐标系的电流id、iq；将uα、uβ输入到第一SOGI-OSG双二阶广义积分器(3)进行正负序分离后得到静止坐标系正序电压uαp、uβp以及静止坐标系负序电压uαn、uβn；将uαp、uβp输入到PLL锁相环(4)得到相角θ以及同步旋转坐标系正序电压udp、uqp，将静止坐标系负序电压uαn、uβn以及-θ输入到αβ/dq变换器(5)中得到同步旋转坐标系负序电压udn、uqn；将udp、uqp、udn、uqn以及给定的有功功率Q0和无功功率P0输入到电流指令计算模块(6)中得到同步旋转坐标系正负序参考电流值idp-ref、iqp-ref、idn-ref、iqn-ref；将同步旋转坐标系的电流id、iq以及θ输入到第二SOGI-OSG双二阶广义积分器(8)中得到同步旋转坐标系正负序实际电流值idp、iqp、idn、iqn，将同步旋转坐标系正负序实际电流值idp、iqp、idn、iqn与同步旋转坐标系正负序参考电流值idp-ref、iqp-ref、idn-ref、iqn-ref对应作差后负反馈到PI-HR控制器(10)中，同时将同步旋转坐标系正负序实际电流值idp、iqp、idn、iqn输入到ωL乘法器(9)中，PI-HR控制器(10)的输出与ωL乘法器(9)输出进行前馈解耦运算，得到同步旋转坐标系正负序参考电压值udp-ref、uqp-ref、udn-ref、uqn-ref，将同步旋转坐标系正序参考电压值udp-ref、uqp-ref以及θ输入到第一dq/abc变换器(11)中，经过Park反变换得到三相正序电压值uap、ubp、ucp，将同步旋转坐标系负序参考电压值udn-ref、uqn-ref以及-θ输入到第二dq/abc变换器(12)中，经过Park反变换得到三相负序电压值uan、ubn、ucn，三相正序电压值uap、ubp、ucp与三相负序电压值uan、ubn、ucn对应相加得到三相参考电压ua-ref、ub-ref、uc-ref，将三相参考电压ua-ref、ub-ref、uc-ref输入到PS-PWM移相载波调制器(13)中生成控制级联多电平储能逆变器系统(1)的PWM波。
本发明的技术方案采用SOGI-OSG双二阶广义积分器对网侧电流中的正序、负序进行分离，对网侧电流中的正序、负序分量分别进行控制，采用PI-HR控制器(10)的输出与ωL乘法器(9)输出进行前馈解耦运算，实现了d、q轴分量的单独控制，利用PI-HR控制器(10)来抑制网侧电流的波动和低次谐波分量，既能对d、q轴直流有功分量进行无静差跟踪，又能有效抑制低次电流谐波；本发明的技术方案适用于非理想电网下的多目标约束的中压直挂储能变流器的并网电流改善，能够使三相入网电流正弦且平衡，便于工程应用。
作为本发明技术方案的进一步改进，所述的级联多电平储能逆变器系统(1)的每一相由多个H桥单元串联而成，三相之间结构采用星形连接方式。
一种应用于所述的非理想电网下中压直挂储能变流器电流控制系统的方法，包括以下步骤：
S1、建立级联多电平储能逆变器系统(1)的网侧电压电流的数学时域模型，根据模型设计得到系统的开环传递函数，在相位裕度约束条件、幅值裕度条件以及基频增益约束条件下，选择能够使得系统稳定的相位裕度、幅值裕度以及基频增益；
S2、根据选择的相位裕度、幅值裕度以及基频增益求出的Kp关于幅值裕度的表达式KP-GM、Ki关于相位裕度的表达式Ki-PM以及Ki关于基频增益的表达式Ki-Tfo，从而求出PI-HR控制器(10)的参数Kp、Ki、Kr，根据Kp、Ki、Kr结合系统的开环传递函数画出系统bode图，验证所设计的参数是否满足系统的稳定性条件；
S3、对级联多电平储能逆变器系统(1)的网侧电压电流分别进行采样、变换、并正负序分离，从而得到同步旋转坐标系正负序电压udp、uqp、udn、uqn以及同步旋转坐标系正负序实际电流值idp、iqp、idn、iqn；
S4、将步骤S3得到的udp、uqp、udn、uqn，idp、iqp、idn、iqn输入到PI-HR控制器(10)中，在同步旋转坐标系下进行双电流闭环解耦控制，最终生成控制级联多电平储能逆变器系统(1)的PWM波。
作为本发明技术方案的进一步改进，步骤S1中所述的网侧电压电流的数学时域模型的公式为：
Figure BDA0003206264620000041
式中，kp、Ti分别为PI控制器的比例系数与积分时间常数。
作为本发明技术方案的进一步改进，步骤S1中所述的系统的开环传递函数表达式为：
Figure BDA0003206264620000042
其中，Gc(s)为PI-HR控制器(10)的传递函数，id(s)表示d轴分量、i* d(s)表示d轴参考电流分量，KPWM表示调制比，由调制波生成实际波放大的倍数，Gd(s)表示采样、计算等效的延时环节，L为系统等效电感，R为系统等效电阻；
作为本发明技术方案的进一步改进，所述的PI-HR控制器(10)的传递函数的表达式为：
Figure BDA0003206264620000043
其中，Kp表示PI控制器的比例系数，Ki表示PI控制器的积分系数，ωh为系统要抑制的低次谐波角频率，Krh表示准谐振控制器参数，ωih是准谐振控制器能够抑制的谐振频率的带宽；
作为本发明技术方案的进一步改进，所述的采样、计算等效的延时环节的表达式为：
Figure BDA0003206264620000044
其中，Ts为采样周期。
作为本发明技术方案的进一步改进，步骤S2中所述的Kp关于幅值裕度的表达式KP-GM为：
Figure BDA0003206264620000045
其中，GM为系统的幅值裕度。
作为本发明技术方案的进一步改进，步骤S2中所述的Ki关于相位裕度的表达式Ki-PM以及所述的Ki关于基频增益的表达式Ki-Tfo分别为：
Figure BDA0003206264620000051
Figure BDA0003206264620000052
其中，Tf0为开环传递函数在基频处的增益，ω0为基频。
作为本发明技术方案的进一步改进，步骤S3中所述的进行采样、变换、并正负序分离的具体步骤为：
S31、采集级联多电平储能逆变器系统(1)的网侧三相电压ua、ub、uc输入到abc/αβ变换器(2)中进行Clark变换，得到静止坐标系电压uα、uβ；
S32、采集级联多电平储能逆变器系统(1)的网侧三相电流ia、ib、ic输入到abc/dq变换器(7)中进行Park变换得到同步旋转坐标系的电流id、iq；
S33、将uα、uβ输入到第一SOGI-OSG双二阶广义积分器(3)进行正负序分离后得到静止坐标系正序电压uαp、uβp以及静止坐标系负序电压uαn、uβn；将uαp、uβp输入到PLL锁相环(4)得到相角θ以及同步旋转坐标系正序电压udp、uqp，将静止坐标系负序电压uαn、uβn以及-θ输入到αβ/dq变换器(5)中得到同步旋转坐标系负序电压udn、uqn；
S34、将同步旋转坐标系的电流id、iq以及θ输入到第二SOGI-OSG双二阶广义积分器(8)中得到同步旋转坐标系正负序实际电流值idp、iqp、idn、iqn。
本发明的优点在于：
本发明的技术方案采用SOGI-OSG双二阶广义积分器对网侧电流中的正序、负序进行分离，对网侧电流中的正序、负序分量分别进行控制，采用PI-HR控制器(10)的输出与ωL乘法器(9)输出进行前馈解耦运算，实现了d、q轴分量的单独控制，利用PI-HR控制器(10)来抑制网侧电流的波动和低次谐波分量，既能对d、q轴直流有功分量进行无静差跟踪，又能有效抑制低次电流谐波；本发明的技术方案适用于非理想电网下的多目标约束的中压直挂储能变流器的并网电流改善，能够使三相入网电流正弦且平衡，便于工程应用。
附图说明
图1是本发明实施例一的非理想电网下中压直挂储能变流器电流控制系统的结构图；
图2是本发明实施例一的非理想电网下中压直挂储能变流器电流控制系统的主功率电路示意图；
图3是本发明实施例一的非理想电网下中压直挂储能变流器电流控制系统的级联H桥单元电路拓扑图；
图4是本发明实施例一的非理想电网下中压直挂储能变流器电流控制系统的等效电路模型图；
图5为基于双二阶广义积分器的正负序分离系统结构框图；
图6是基于二阶广义积分器的正交信号发生器(SOGI-QSG)结构框图；
图7是基于PI控制器非理想电网下网侧电流解耦控制图；
图8是基于PI控制器电流环结构图；
图9是基于PIR控制器非理想电网下网侧电流解耦控制图；
图10是基于PIR控制器电流环结构图；
图11是本发明实施例一的非理想电网下中压直挂储能变流器电流控制系统的约束性条件得到的Kp,Ki的可选区域示意图；
图12是本发明实施例一的非理想电网下中压直挂储能变流器电流控制系统在加入PI控制器下开环传递函数bode图；
图13是本发明实施例一的非理想电网下中压直挂储能变流器电流控制系统在加入PI-HR控制器下开环传递函数bode图；
图14(a)是本发明实施例一的非理想电网下中压直挂储能变流器电流控制系统在表2仿真参数下的网侧电压波形仿真示意图；
图14(b)是本发明实施例一的非理想电网下中压直挂储能变流器电流控制系统在表2仿真参数下的入网电流波形仿真示意图；
图14(c)是本发明实施例一的非理想电网下中压直挂储能变流器电流控制系统在表2仿真参数下的入网电流FFT分析示意图。
具体实施方式
为使本发明实施例的目的、技术方案和优点更加清楚，下面将结合本发明实施例，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有作出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。
下面结合说明书附图以及具体的实施例对本发明的技术方案作进一步描述：
实施例一
1、系统的结构和工作流程
如图1所示，非理想电网下中压直挂储能变流器电流控制系统，包括：级联多电平储能逆变器系统(1)、abc/αβ变换器(2)、第一SOGI-OSG双二阶广义积分器(3)、PLL锁相环(4)、αβ/dq变换器(5)、电流指令计算模块(6)、abc/dq变换器(7)、第二SOGI-OSG双二阶广义积分器(8)、ωL乘法器(9)、PI-HR控制器(10)、第一dq/abc变换器(11)、第二dq/abc变换器(12)、PS-PWM移相载波调制器(13)。
采集级联多电平储能逆变器系统(1)的网侧三相电压ua、ub、uc输入到abc/αβ变换器(2)中进行Clark变换，得到静止坐标系电压uα、uβ，采集级联多电平储能逆变器系统(1)的网侧三相电流ia、ib、ic输入到abc/dq变换器(7)中进行Park变换得到同步旋转坐标系的电流id、iq；将uα、uβ输入到第一SOGI-OSG双二阶广义积分器(3)进行正负序分离后得到静止坐标系正序电压uαp、uβp以及静止坐标系负序电压uαn、uβn；将uαp、uβp输入到PLL锁相环(4)得到相角θ以及同步旋转坐标系正序电压udp、uqp，将静止坐标系负序电压uαn、uβn以及-θ输入到αβ/dq变换器(5)中得到同步旋转坐标系负序电压udn、uqn；将udp、uqp、udn、uqn以及给定的有功功率Q0和无功功率P0输入到电流指令计算模块(6)中得到同步旋转坐标系正负序参考电流值idp-ref、iqp-ref、idn-ref、iqn-ref；将同步旋转坐标系的电流id、iq以及θ输入到第二SOGI-OSG双二阶广义积分器(8)中得到同步旋转坐标系正负序实际电流值idp、iqp、idn、iqn，将同步旋转坐标系正负序实际电流值idp、iqp、idn、iqn与同步旋转坐标系正负序参考电流值idp-ref、iqp-ref、idn-ref、iqn-ref对应作差后负反馈到PI-HR控制器(10)中，同时将同步旋转坐标系正负序实际电流值idp、iqp、idn、iqn输入到ωL乘法器(9)中，PI-HR控制器(10)的输出与ωL乘法器(9)输出对应地交错进行减法加法前馈解耦运算得到同步旋转坐标系正负序参考电压值udp-ref、uqp-ref、udn-ref、uqn-ref，将同步旋转坐标系正序参考电压值udp-ref、uqp-ref以及θ输入到第一dq/abc变换器(11)中，经过Park反变换得到三相正序电压值uap、ubp、ucp，将同步旋转坐标系负序参考电压值udn-ref、uqn-ref以及-θ输入到第二dq/abc变换器(12)中，经过Park反变换得到三相负序电压值uan、ubn、ucn，三相正序电压值uap、ubp、ucp与三相负序电压值uan、ubn、ucn对应相加得到三相参考电压ua-ref、ub-ref、uc-ref，将三相参考电压ua-ref、ub-ref、uc-ref输入到PS-PWM移相载波调制器(13)中生成控制级联多电平储能逆变器系统(1)的PWM波。
如图2和图3所示，级联多电平储能逆变器系统(1)的拓扑结构，其每个单元都是有独立直流电源的单相全桥逆变器，这种拓扑能够把隔离的多个直流电压叠加得到交流侧高压输出，能够直接接入中高压电网；级联多电平储能逆变器系统(1)的每一相由多个H桥单元串联而成，三相结构采用星形连接方式，经滤波电抗接入10kV电网，级联多电平储能逆变器系统(1)通常在接入6.3kV电网时的级联单元个数为8个，在接入10kV电网时通常取级联个数为12个，因此，本实施例取级联单元个数N＝12。
2、系统的网侧电压电流的数学时域模型
2.1、理想电网工况时电网的控制结构
在采用移相载波调制时，同一桥臂上、下开关管的开关状态互补，由此可得H桥单元在不同开关状态下，其直流侧电压和交流测输出电压的关系如表1所示。
表1开关状态与输出电压对应表
Figure BDA0003206264620000081
在级联多电平储能逆变器系统中，其输出电压由N个单元模块的输出电压叠加得到，则每相桥臂总的输出电压可以表示为下式：
Figure BDA0003206264620000082
其中，Vk为每相的桥臂输出电压，Vdc为电容的直流电压，Si,1和Si,2是第i个单元的二进制开关信号。
在理想电网工况时，由基尔霍夫电压定律可得级联多电平储能逆变器系统的网侧电压电流时域模型如下式所示：
Figure BDA0003206264620000083
其中，网侧电流方向如图3所示，Vk为每相桥臂总的输出电压，Vsk为电网第k相电压，ik为第k相的相电流，Vo’o为系统的零序电压分量，由储能逆变器系统的输出电压和电网电压来确定，由上述分析可得级联多电平储能逆变器系统的等效电路如图4所示。
2.2、非理想电网工况时电网的控制结构
当非理想电网工况出现时，若仍采用理想电网下的控制结构，网侧电流中的负序分量将会无法得到控制，从而引起逆变器交流侧过电流，电流谐波增大的情况，这些问题轻则影响并网逆变器的正常运行，重则烧毁器件，为了解决这一问题，需要对网侧电流中的正序、负序分量分别进行控制。
本实施例采用SOGI-OSG双二阶广义积分器对网侧电流中的正序、负序进行分离，如图5所示，双二阶广义积分器的正负序分离系统结构框图，图中eabc为逆变器侧电网电压，SOGI-QSG为双二阶广义积分器，用来对电网电压和输出侧电流进行正负序分离。如图6所示,二阶广义积分器的正交信号发生器(SOGI-QSG)结构框图，图中v为SOGI-QSG的输入信号，v′及qv′均为SOGI-QSG的输出信号，其中输出信号v′是输入信号v的基波分量，输出信号qv′则表示滞后输入信号90°的基波分量，ω为电网电压的基波角频率，k为增益，通常k取0.707。电压的正序、负序分量分离的具体步骤为：采样三相电网电压ua、ub、uc，经过Clark变换得到uα(k)、uβ(k)，经过SOGI-QSG模块得到在α，β坐标系下网侧电压基频分量uα(k)’、uβ(k)’以及滞后于基波分量90°的分量quα’、quβ’，通过结构框图运算得到网侧电网电压的正负序分量；电流的正序、负序分量分离的具体步骤为：采样三相电网电流ia、ib、ic，经过Clark变换得到iα(k)、iβ(k)，经过SOGI-QSG模块得到在α，β坐标系下网侧电流基频分量iα(k)’、iβ(k)’以及滞后于基波分量90°的分量qiα’、qiβ’，通过结构框图运算得到网侧电网电流的正负序分量。
dq同步旋转坐标系下的逆变器数学模型存在d、q轴相互耦合的情况，这使得控制系统变得复杂，无法实现d、q轴分量的单独控制，故需要进行解耦控制。为了实现解耦控制，需要在控制量中加入与其大小相等、方向相反的量从而与耦合量相抵消。dq同步旋转坐标系下的网侧电流控制方程可表示为：
Figure BDA0003206264620000091
式中，kp、Ti分别为PI控制器的比例系数与积分时间常数。
根据(3)式，可得网侧电流的控制框图如图7所示，在经过dq轴解耦处理后，电流环的控制框图以d轴为例如图8所示。在交流电网中含有-5次，+7次谐波的情况下，经过dq变换后会产生6次谐波，若采用上述的传统电流环d、q轴PI控制算法，是不能对6次谐波电流进行无静差跟踪的，虽然可以通过增加比例系数Kp和积分系数Ki的值使得PI控制器的增益有所提高，但Kp和Ki过大，有可能导致系统不稳定或临界稳定，所以PI控制器跟踪交流量必定存在稳态误差，这样交流电流中的-5次，+7谐波就无法消除。因此，需要既能对d、q轴直流有功分量进行无静差跟踪，又能有效抑制低次电流谐波的PI-HR控制器(10)，其控制框图如图9所示，电流环控制框图以d轴为例如图10所示。
3、系统的控制参数设计
根据先设计PI控制器，然后根据带宽确定HR控制器的设计原则，由图10所给出的最终d轴电流环结构框图，为简化分析，暂不考虑edp的扰动，可得控制器的开环传递函数如下式所示：
Figure BDA0003206264620000101
其中，Gc(s)为PI-HR控制器(10)的传递函数，id(s)表示d轴分量、i* d(s)表示d轴参考电流分量，KPWM表示调制比，由调制波生成实际波放大的倍数,Gd(s)表示采样、计算等效的延时环节，L为系统等效电感，R为系统等效电阻。
Gc(s)的具体表达式如下式：
Figure BDA0003206264620000102
其中，Kp表示PI控制器的比例系数，Ki表示PI控制器的积分系数，ωh为系统要抑制的低次谐波角频率，Krh表示准谐振控制器参数，ωih是准谐振控制器能够抑制的谐振频率的带宽。
Gd(s)为采样、计算等效的延时环节，具体表达式为：
Figure BDA0003206264620000103
其中，Ts为采样周期。
当首先考虑对PI控制器参数进行设计时，在并网逆变器系统截至频率ωc处，系统开环传递函数的幅值增益大小|Gop(s＝jωc)|＝1，此时的PI控制器的传递函数可等效为Gc(s)≈Kp，则由此可推导出PI控制器的比例系数Kp的表达式为：
Figure BDA0003206264620000111
PI参数设计需要满足相位裕度和幅值裕度的约束条件。首先在系统的穿越频率ωh处PI控制器的传递函数可近似为Gc(s)≈Kp，考虑到开环传递函数在穿越频率处的相位为-π，即∠Gop(s＝jωh)＝-π，可得ωh需满足下式：
Figure BDA0003206264620000112
系统的幅值裕度GM可定义为：
GM＝-20log|Gop(s＝jωh) (9)
整理可得Kp关于GM表达式为：
Figure BDA0003206264620000113
系统的幅值裕度约束为GM≥GM0，可得GM0对Kp的约束为:
Figure BDA0003206264620000119
其中，
Figure BDA0003206264620000114
联立式(8)和(12)即可得出幅值裕度约束GM0对Kp的具体约束范围。
其次，在系统截止频率ωc处，相位裕度PM为：
Figure BDA0003206264620000115
整理可得Ki关于PM表达式为：
Figure BDA0003206264620000116
系统的相位裕度约束为PM≥PM0，可得PM0对Ki的约束为
Figure BDA0003206264620000117
其中，
Figure BDA0003206264620000118
最后，又因为需要保证在基频fo处开环传递函数有足够大的增益，又可得下述约束。
首先，开环传递函数在基频处的增益为：
Figure BDA0003206264620000121
系统的基频增益约束为Tfo≥Tfo’，可得Tfo’对Ki的约束为：
Figure BDA0003206264620000122
其中，
Figure BDA0003206264620000123
综上分析，联立式(7)，(10)，(14)，(19)可得PI控制器的比例系数和积分系数Kp，Ki的取值范围为式(20)所示：
Figure BDA0003206264620000124
由上述分析，为了保持控制系统的稳定性能，系统在ωc处的相位裕度应维持在40°到70°，在ωh处的幅值裕度应大于等于3dB，基频增益应取得足够大，根据以上条件，以相位裕度45°，幅值裕度3dB，基频增益40dB为临界条件，采样频率取20kHz，滤波器参数L为12mH，R为0.02Ω时，则由式(20)约束的控制器参数Kp,Ki的可选区域如图11所示。
在控制器参数满足基本要求的前提下，为提高对低次谐波的抑制能力，固选取尽可能大的截至频率ωc，即在参数的可取范围内选择Kp的最大值。此时，满足式(21)：
Figure BDA0003206264620000125
因此可取Kp＝0.0092，Ki＝10。
在确定好Kp，Ki后，可画出其开环传递函数的bode图如图12所示，由图12可知，此时系统的截至频率fc为1416Hz，根据经验公式。
Figure BDA0003206264620000126
则由上述得到的Kp，Ki，Kr，可绘制系统在PI-HR控制器下的开环传递函数bode图如图13所示。由图13可知系统在频率为300Hz处的开环传递函数的增益较大，由此可推断出其闭环传递函数增益接近于1，即能有效抑制电流中所存在的+7次谐波，也能有效抑制-5次谐波，又有式(17)谐波控制器的表达式可以看出其对+6次谐波以及-6次谐波有共同的抑制效果，又由图可知在谐波点附近一定带宽的频率范围内，仍能维持较高的开环增益，解决了实际谐波频率与设计谐波频率略有偏差时，增益大幅下降的问题。由上述分析可知本发明设计的控制器方法的可行性与正确性。
4、系统试验仿真
本实施例基于MATLAB/Simulink搭建了如图1所示的适用于非理想电网下的基于多目标约束的中压直挂型级联储能变流器的系统仿真模型，控制方法选用基于同步旋转坐标系的准比例积分谐振控制方法。并网控制目标为三相入网电流正弦且平衡，具体参数如下表2所示，其中非理想状态主要体现在现在a相电压上升为原来的1.1倍，c相电压跌落为原来的0.9倍，同时三相电网电压中分别出现表2中的谐波电压。
仿真结果如图14所示，图14(a)～(c)分别为网侧电压、网侧入网电流和入网电流FFT分析的仿真结果，从图14中可以看出，适用于非理想电网下基于多目标约束的中压直挂型级联储能变流器并网电流改善方法，能够使三相入网电流正弦且平衡，能够有效准确的实现控制目标。
表2仿真参数
系统总功率 2MW
电网相电压幅值 8165V
H桥直流侧电压 960kV
每相H桥单元个数 12个
滤波电感L 12mH
采样频率 20kHz
电网-5次谐波相电压幅值 816.5V
电网+7次谐波相电压幅值 408.25V
K<sub>p</sub>参数 0.0092
K<sub>i</sub>参数 10
K<sub>r</sub>参数 1.3
综上所述，本发明基于准比例积分谐振控制方法，所提出的适用于非理想电网下的基于多目标约束的中压直挂型级联储能变流器的并网电流改善方法，能够使三相入网电流正弦且平衡，便于工程应用，且取得了理想的控制效果。
以上实施例仅用以说明本发明的技术方案，而非对其限制；尽管参照前述实施例对本发明进行了详细的说明，本领域的普通技术人员应当理解：其依然可以对前述各实施例所记载的技术方案进行修改，或者对其中部分技术特征进行等同替换；而这些修改或者替换，并不使相应技术方案的本质脱离本发明各实施例技术方案的精神和范围。

Claims (10)

1.非理想电网下中压直挂储能变流器电流控制系统，其特征在于，包括：级联多电平储能逆变器系统(1)、abc/αβ变换器(2)、第一SOGI-OSG双二阶广义积分器(3)、PLL锁相环(4)、αβ/dq变换器(5)、电流指令计算模块(6)、abc/dq变换器(7)、第二SOGI-OSG双二阶广义积分器(8)、ωL乘法器(9)、PI-HR控制器(10)、第一dq/abc变换器(11)、第二dq/abc变换器(12)、PS-PWM移相载波调制器(13)；采集级联多电平储能逆变器系统(1)的网侧三相电压ua、ub、uc输入到abc/αβ变换器(2)中进行Clark变换，得到静止坐标系电压uα、uβ，采集级联多电平储能逆变器系统(1)的网侧三相电流ia、ib、ic输入到abc/dq变换器(7)中进行Park变换得到同步旋转坐标系的电流id、iq；将uα、uβ输入到第一SOGI-OSG双二阶广义积分器(3)进行正负序分离后得到静止坐标系正序电压uαp、uβp以及静止坐标系负序电压uαn、uβn；将uαp、uβp输入到PLL锁相环(4)得到相角θ以及同步旋转坐标系正序电压udp、uqp，将静止坐标系负序电压uαn、uβn以及-θ输入到αβ/dq变换器(5)中得到同步旋转坐标系负序电压udn、uqn；将udp、uqp、udn、uqn以及给定的有功功率Q0和无功功率P0输入到电流指令计算模块(6)中得到同步旋转坐标系正负序参考电流值idp-ref、iqp-ref、idn-ref、iqn-ref；将同步旋转坐标系的电流id、iq以及θ输入到第二SOGI-OSG双二阶广义积分器(8)中得到同步旋转坐标系正负序实际电流值idp、iqp、idn、iqn，将同步旋转坐标系正负序实际电流值idp、iqp、idn、iqn与同步旋转坐标系正负序参考电流值idp-ref、iqp-ref、idn-ref、iqn-ref对应作差后负反馈到PI-HR控制器(10)中，同时将同步旋转坐标系正负序实际电流值idp、iqp、idn、iqn输入到ωL乘法器(9)中，PI-HR控制器(10)的输出与ωL乘法器(9)输出进行前馈解耦运算，得到同步旋转坐标系正负序参考电压值udp-ref、uqp-ref、udn-ref、uqn-ref，将同步旋转坐标系正序参考电压值udp-ref、uqp-ref以及θ输入到第一dq/abc变换器(11)中，经过Park反变换得到三相正序电压值uap、ubp、ucp，将同步旋转坐标系负序参考电压值udn-ref、uqn-ref以及-θ输入到第二dq/abc变换器(12)中，经过Park反变换得到三相负序电压值uan、ubn、ucn，三相正序电压值uap、ubp、ucp与三相负序电压值uan、ubn、ucn对应相加得到三相参考电压ua-ref、ub-ref、uc-ref，将三相参考电压ua-ref、ub-ref、uc-ref输入到PS-PWM移相载波调制器(13)中生成控制级联多电平储能逆变器系统(1)的PWM波。
2.根据权利要求1所述的非理想电网下中压直挂储能变流器电流控制系统，其特征在于，所述的级联多电平储能逆变器系统(1)的每一相由多个H桥单元串联而成，三相之间结构采用星形连接方式。
3.一种应用于权利要求1-2任一项所述的非理想电网下中压直挂储能变流器电流控制系统的方法，其特征在于，包括以下步骤：
S1、建立级联多电平储能逆变器系统(1)的网侧电压电流的数学时域模型，根据模型设计得到系统的开环传递函数，在相位裕度约束条件、幅值裕度条件以及基频增益约束条件下，选择能够使得系统稳定的相位裕度、幅值裕度以及基频增益；
S2、根据选择的相位裕度、幅值裕度以及基频增益求出的Kp关于幅值裕度的表达式KP-GM、Ki关于相位裕度的表达式Ki-PM以及Ki关于基频增益的表达式Ki-Tfo，从而求出PI-HR控制器(10)的参数Kp、Ki、Kr，根据Kp、Ki、Kr结合系统的开环传递函数画出系统bode图，验证所设计的参数是否满足系统的稳定性条件；
S3、对级联多电平储能逆变器系统(1)的网侧电压电流分别进行采样、变换、并正负序分离，从而得到同步旋转坐标系正负序电压udp、uqp、udn、uqn以及同步旋转坐标系正负序实际电流值idp、iqp、idn、iqn；
S4、将步骤S3得到的udp、uqp、udn、uqn，idp、iqp、idn、iqn输入到PI-HR控制器(10)中，在同步旋转坐标系下进行双电流闭环解耦控制，最终生成控制级联多电平储能逆变器系统(1)的PWM波。
4.根据权利要求3所述的非理想电网下中压直挂储能变流器电流控制系统的方法，其特征在于，步骤S1中所述的网侧电压电流的数学时域模型的公式为：
Figure FDA0003206264610000021
式中，kp、Ti分别为PI控制器的比例系数与积分时间常数。
5.根据权利要求3所述的非理想电网下中压直挂储能变流器电流控制系统的方法，其特征在于，步骤S1中所述的系统的开环传递函数表达式为：
Figure FDA0003206264610000022
其中，Gc(s)为PI-HR控制器(10)的传递函数，id(s)表示d轴分量、i* d(s)表示d轴参考电流分量，KPWM表示调制比，由调制波生成实际波放大的倍数，Gd(s)表示采样、计算等效的延时环节，L为系统等效电感，R为系统等效电阻。
6.根据权利要求5所述的非理想电网下中压直挂储能变流器电流控制系统的方法，其特征在于，所述的PI-HR控制器(10)的传递函数的表达式为：
Figure FDA0003206264610000031
其中，Kp表示PI控制器的比例系数，Ki表示PI控制器的积分系数，ωh为系统要抑制的低次谐波角频率，Krh表示准谐振控制器参数，ωih是准谐振控制器能够抑制的谐振频率的带宽。
7.根据权利要求6所述的非理想电网下中压直挂储能变流器电流控制系统的方法，其特征在于，所述的采样、计算等效的延时环节的表达式为：
Figure FDA0003206264610000032
其中，Ts为采样周期。
8.根据权利要求3所述的非理想电网下中压直挂储能变流器电流控制系统的方法，其特征在于，步骤S2中所述的Kp关于幅值裕度的表达式KP-GM为：
Figure FDA0003206264610000033
其中，GM为系统的幅值裕度。
9.根据权利要求3所述的非理想电网下中压直挂储能变流器电流控制系统的方法，其特征在于，步骤S2中所述的Ki关于相位裕度的表达式Ki-PM以及所述的Ki关于基频增益的表达式Ki-Tfo分别为：
Figure FDA0003206264610000034
Figure FDA0003206264610000035
其中，Tf0为开环传递函数在基频处的增益，ω0为基频。
10.根据权利要求3所述的非理想电网下中压直挂储能变流器电流控制系统的方法，其特征在于，步骤S3中所述的进行采样、变换、并正负序分离的具体步骤为：
S31、采集级联多电平储能逆变器系统(1)的网侧三相电压ua、ub、uc输入到abc/ αβ变换器(2)中进行Clark变换，得到静止坐标系电压uα、uβ；
S32、采集级联多电平储能逆变器系统(1)的网侧三相电流ia、ib、ic输入到abc/dq变换器(7)中进行Park变换得到同步旋转坐标系的电流id、iq；
S33、将uα、uβ输入到第一SOGI-OSG双二阶广义积分器(3)进行正负序分离后得到静止坐标系正序电压uαp、uβp以及静止坐标系负序电压uαn、uβn；将uαp、uβp输入到PLL锁相环(4)得到相角θ以及同步旋转坐标系正序电压udp、uqp，将静止坐标系负序电压uαn、uβn以及-θ输入到αβ/dq变换器(5)中得到同步旋转坐标系负序电压udn、uqn；
S34、将同步旋转坐标系的电流id、iq以及θ输入到第二SOGI-OSG双二阶广义积分器(8)中得到同步旋转坐标系正负序实际电流值idp、iqp、idn、iqn。
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