CN107528491B - 一种级联h桥多电平变换器及其控制方法 - Google Patents

一种级联h桥多电平变换器及其控制方法 Download PDF

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Abstract

一种级联H桥多电平变换器及其控制方法，该变换器包括两根无源直流母线和三相结构相同的变换电路；变换电路包括n个级联且结构相同的逆变器模块；逆变器模块包括：光伏子模块和H桥单元，光伏子模块为一个三端口交错并联Boost LLC直流变换器，光伏子模块原边侧两个输入端口中，一个输入端口与太阳能光伏发电模块的输出端相连，另一个输入端口跨接在两根直流母线上；光伏子模块的输出端口与H桥单元的输入端口相连；每相变换电路中，n个H桥单元输出端口级联组成该相变换电路的输出端口。本发明通过控制开关管占空比和开关频率实现光伏模块最大功率点跟踪和LLC直流变换器输出电压控制，以解决大型光伏并网发电系统中级联H桥变换器相内、相间输出功率不平衡的问题。

Description

一种级联H桥多电平变换器及其控制方法
技术领域
本发明涉及电力电子变换器技术领域，是一种用于大规模光伏系统的级联H桥多电平变换器及其控制方法。
背景技术
经济和社会的快速发展使得人类对能源的需求不断增长，开发和利用可再生能源对于一个国家的可持续发展而言至关重要，而光伏被认为是最具发展与应用前景的可再生能源技术之一。近年来，大规模光伏并网发电系统的应用在世界范围内呈增长趋势，为了接入光伏单元，提高光伏的能量利用率、提高光伏系统可靠性，开发适用于光伏系统的电力电子变换器成为了国内外的研究热点。
并网变换器作为光伏并网发电系统的关键部分，其拓扑结构与控制策略直接影响并网的电能质量。其中，级联H桥多电平变换器被认为是光伏与电网之间最可靠的接口拓扑结构之一，该类变换器具有模块化、易扩展等特点，可以使用低耐压等级器件实现高压合成，从而避免了庞大笨重的升压变压器，因此具有较大优势。然而，由于光照、温度、角度、灰尘等工况的差异，级联H桥拓扑结构中各个光伏发电模块输出的功率不相同，导致了单相内各模块间输出功率不平衡、三相之间输出功率不平衡，还会造成复杂的漏电流回路，难以满足并网标准，这也是目前级联H桥光伏发电系统所面临的主要挑战。
发明内容
发明目的：为解决大型光伏并网发电系统中级联H桥变换器相内、相间输出功率不平衡的问题，本发明提出一种级联H桥多电平变换器及其控制方法。
技术方案：为实现上述技术效果，本发明提供的技术方案为：
一种级联H桥多电平变换器，包括：两根无源直流母线和三相结构相同的变换电路；变换电路包括n个级联且结构相同的逆变器模块，n为正整数，其值等于并网电压除以每个H桥单元输出电压设计值的倍数；逆变器模块包括：光伏子模块和H桥单元，其中，光伏子模块为一个三端口交错并联Boost LLC直流变换器，由两相交错并联的Boost变换器与全桥LLC谐振变换器通过共用全桥开关单元组成；光伏子模块原边侧两个输入端口中，一个输入端口与太阳能光伏发电模块的输出端相连，另一个输入端口跨接在两根无源直流母线上；光伏子模块的输出端口与H桥单元的输入端口相连；每个变换电路中，n个H桥单元输出端口级联形成每一相变换电路的输出端口。
进一步的，所述光伏子模块包括：稳压电容CPV、输入电感Ldc1、Ldc2、四个MOSFET开关管Q1～Q4、谐振电感Lr、谐振电容Cr、隔离变压器T、四个二极管D1～D4；
四个MOSFET开关管Q1～Q4组成全桥开关电路，Q1和Q2串联形成全桥开关电路的一条桥臂，Q3和Q4串联形成全桥开关电路的另一条桥臂，Q1、Q3分别为对应桥臂的上管，Q2、Q4分别为对应桥臂的下管，两条桥臂跨接在两根无源直流母线之间；
Lr、Ldc1、Ldc2、Cr依次串联形成串联支路，串联支路两端与隔离变压器T的原边输入端相连，Lm为隔离变压器T的漏感；Lr和Ldc1的连接点与Q1和Q2的连接点相连，Ldc2和Cr的连接点与Q3和Q4的连接点相连；CPV跨接在太阳能光伏发电模块的输出端，同时，CPV的上极板与Ldc1和Ldc2的连接点相连，下极板与全桥开关电路两桥臂下端相连；
四个二极管D1～D4形成整流电路，整流电路的输入端与隔离变压器T的副边输出端相连。
进一步的，所述四个MOSFET开关管Q1～Q4两端均并联防反流二极管和隔直电容。
进一步的，所述H桥单元包括HVS稳压电容CHV和由四个IGBT开关管S1～S4构成的逆变电路，HVS稳压电容CHv并联在逆变电路输入端口两端。
进一步的，所述变换电路的输出端口串联滤波电感Ls，变换电路通过滤波电感Ls接入电网或负载。
本发明还提供一种级联H桥多电平变换器的控制方法，该方法通过电压环和电流环控制所述级联H桥多电平变换器的三相输出电压和三相输出电流，包括步骤：
(1)采集所述级联H桥多电平变换器的三相输出电压vsa、vsb、vsc、三相输出电电流isa、isb、isc和直流母线电压vLV；其中，vsa、isa分别为所述级联H桥多电平变换器A相上的输出电压、电流，vsb、isb分别为所述级联H桥多电平变换器B相上的输出电压、电流，vsc、isc分别为所述级联H桥多电平变换器C相上的输出电压、电流；
(2)将采样所得的级联H桥多电平变换器的三相输出电压vsa、vsb、vsc和三相输出电流isa、isb、isc进行PARK变换，得到两相同步旋转坐标系下的电压vsd、vsq和电流id、iq；
(3)定义为相电压的目标值，将与vLV的差值输入电压环比例积分控制器Kvd，电压环比例积分控制器Kvd的输出即为两相同步旋转坐标系d轴电流目标值id *；
将id *与id的差值输入电流环比例积分控制器Kid，得到两相同步旋转坐标系d轴电压修正值Δvd；
计算两相同步旋转坐标系d轴电压目标值为：
式中，ω为并网电压角频率，Ls为滤波电感；
(4)定义iq *为两相同步旋转坐标系q轴电流目标值，将iq *与iq的差值输入电流环比例积分控制器Kiq，得到两相同步旋转坐标系q轴电压修正值Δvq；
计算两相同步旋转坐标系q轴电压目标值为
(5)将和进行PARK逆变换，得到三相坐标系下的电压对进行PWM相移调制，得到电压PWM调制波；将电压PWM调制波作为H桥单元中开关管的开关控制信号。
进一步的，该方法用占空比D和开关频率Freq作为控制变量来调节光伏发电模块输出电压和各H桥单元的输入直流电压，步骤为：
1)采集太阳能光伏发电模块的输出电压vPV和输出电流iPV，根据vPV和iPV，采用最大功率点跟踪算法生成光伏发电模块输出电压的目标值
2)将与vPV的差值输入电压环比例积分控制器Kvdc，得到修正电流值ΔiPV；
3)将AiPV与iPV的差值输入电流环调节占空比比例积分控制器Kidc，再将Kidc的输出信号除以相电压vLV，得到占空比修正信号ΔD；
4)计算占空比目标值D*为：D*＝D-ΔD，式中，D表示开关管Q1的占空比；
5)将与vPV的差值输入开关频率比例积分控制器，得到开关频率修正信号ΔF；计算开关频率目标值为：式中，Freq为光伏子模块中开关管的开关频率；
6)对D*和进行调制，得到电压PWM调制波；将电压PWM调制波作为光伏子模块中开关管的开关控制信号。
有益效果：与现有技术相比，本发明具有以下优势：
1.由于光照、温度、角度、灰尘等工况的差异，各个光伏发电模块输出的功率不相同，由于流过各模块的电流相同，若保证各个模块最大功率获取，可能会出现过调制，即级联H桥结构相内各模块功率不平衡问题。同时由于各模块输出功率不平衡，也会造成各相之间功率不平衡，从而产生不平衡的并网电流。本发明通过采用三端口交错并联Boost LLC直流变换器，将其中一个端口接于公共直流母线，以抑制相内输出功率不平衡和相间输出功率不平衡的问题。
2.本发明中使用的三端口交错并联Boost LLC直流变换器，可以实现其自身一次侧开关管和二次侧二极管的零电压开通和零电流关断，降低开关管损耗，提高经济效益。同时，该变换器的高电压增益和交错结构，使其具有较宽的输入电压范围，减小了输入电流的纹波，提高了系统的稳定性。
3.本发明通过改进三端口交错并联Boost LLC直流变换器的控制策略，减少了因光伏发电模块输出功率波动引起的扰动对H桥直流母线电压的影响，从而提高逆变器的输出电压性能。
附图说明
图1为本发明所述级联H桥多电平变换器的电路拓扑结构示意图；
图2为级联H桥七电平并网变换器控制策略示意图；
图3为交错并联Boost LLC直流变换器控制策略示意图；
图4为光伏发电模块输出功率跃变时的三相并网电流示意图；
图5为光伏发电模块输出功率跃变时的H桥单元直流侧电压示意图；
图6为光伏发电模块输出功率跃变时的母线电压示意图；
图7为所述级联H桥多电平变换器在相间输出功率不平衡时的三相并网电流示意图；
图8为所述级联H桥多电平变换器在相间输出功率不平衡时的H桥单元直流侧电压示意图；
图9为所述级联H桥多电平变换器在相间输出功率不平衡时的母线电压示意图；
图10为所述级联H桥多电平变换器在相内输出功率不平衡时的三相并网电流示意图；
图11为所述级联H桥多电平变换器在相内输出功率不平衡时的H桥单元直流侧电压示意图；
图12为所述级联H桥多电平变换器在相内输出功率不平衡时的母线电压示意图。
具体实施方式
下面结合附图对本发明作更进一步的说明。
1.电路拓扑
本发明电路拓扑结构示意图如图1所示，包括两根无源直流母线和三相结构相同的变换电路，所述级联H桥多电平变换器接入三相电网中时，三相变换电路分别串联接入电网的三相电路中，图1中最右侧端口即为接入三相电网的接入端口；变换电路包括n个级联且结构相同的逆变器模块，n为并网电压除以每个H桥单元输出电压设计值的倍数，n为正整数；逆变器模块包括：光伏子模块和H桥单元，其中，光伏子模块为一个三端口交错并联Boost LLC直流变换器，由两相交错并联的Boost变换器与全桥LLC谐振变换器通过共用全桥开关单元组成；光伏子模块原边侧两个输入端口中，一个输入端口与太阳能光伏发电模块的输出端相连，另一个输入端口跨接在两根直流母线上；光伏子模块的输出端口与H桥单元的输入端口相连；每个变换电路中，n个H桥单元输出端口级联形成该相变换电路的输出端口。
光伏子模块为一个三端口交错并联Boost LLC直流变换器，由两相交错并联的Boost变换器与全桥LLC谐振变换器通过共用全桥开关单元集成在一起而构成，包括光伏侧稳压电容CPV、两个输入电感Ldc1、Ldc2、四个MOSFET开关管Q1～Q4、谐振电感Lr、谐振电容Cr、隔离变压器T、四个二极管D1～D4构成的整流电路。四个MOSFET开关管Q1～Q4组成全桥开关电路，Q1和Q2串联形成全桥开关电路的一条桥臂，Q3和Q4串联形成全桥开关电路的另一条桥臂，Q1、Q3分别为对应桥臂的上管，Q2、Q4分别为对应桥臂的下管，两条桥臂均跨接在两根直流母线之间；Lr、Ldc1、Ldc2、Cr依次串联形成串联支路，串联支路两端与隔离变压器T的原边输入端相连，Lm为隔离变压器T的漏感；Lr和Ldc1的连接点与Q1和Q2的连接点相连，Ldc2和Cr的连接点与Q3和Q4的连接点相连；CPV跨接在太阳能光伏发电模块的输出端，同时，CPV的上极板与Ldc1和Ldc2的连接点相连，下极板与全桥开关电路两桥臂下端相连；整流电路的输入端与隔离变压器T的副边输出端相连。
H桥单元包括HVS稳压电容CHV和由四个IGBT开关管S1～S4构成的逆变电路，HVS稳压电容CHV并联在逆变电路输入端口两端。每相变换电路中，n个H桥单元输出端口级联组成该相变换电路的输出端口，变换电路的输出端口上串联有滤波电感Ls。
以上所述为三相系统中一相的结构，完整的三相系统由完全相同的三相构成，共用两根无源直流母线，以保证每个子模块LVS端口的电压都相同。所述逆变器模块中，太阳能光伏发电模块输出电压为VPV，光伏子模块输出电压与H桥单元输入电压均为VHV。从光伏发电模块输入端口到低压侧(LVS)端口的增益GBoost，从LVS端口到高压侧(HVS)端口的增益GLLC，从输入端口到HVS端口的增益CDC可表示为：
式中，vLV为直流母线电压，即LVS端口电压。根据拓扑结构可以导出：
GBoost＝1/D，GDC＝GLLc×GBoost
式中，D是交错并联Boost LLC直流变换器中开关管Q1的占空比，GLLC不仅取决于开关管占空比D，同时取决于开关频率Freq。
2.控制策略
本发明控制策略如图2、图3所示，图2为级联H桥七电平并网变换器控制策略示意图，图3为交错并联Boost LLC直流变换器控制策略示意图。
如示意图2所示，级联H桥七电平并网变换器控制策略主要包括三个部分，(1)有功和无功电流参考；(2)前馈解耦控制结构；(3)调制阶段。以往，d轴参考电流通过比较采样测得的各H桥单元输入直流电压VHVi电压与VHV参考电压而得到，但在本发明中，级联H桥逆变器的电压环是用来控制直流母线电压vLV，而不是H桥单元输入电压VHV。
示意图2中，电流id和iq由前馈解耦控制结构控制，该解耦控制结构同时输出参考电压vsd和vsq。Kvd、Kid、Kiq分别是电压环和电流环的比例积分控制器。相移调制方案(PS-PWM)运用在调制阶段，以提高并网电流。
级联H桥七电平并网变换器控制策略的具体步骤为：
(1)采集所述级联H桥多电平变换器的三相输出电压vsa、vsb、vsc、三相输出电电流isa、isb、isc和直流母线电压vLV；其中，vsa、isa分别为所述级联H桥多电平变换器A相上的输出电压、电流，vsb、isb分别为所述级联H桥多电平变换器B相上的输出电压、电流，vsc、isc分别为所述级联H桥多电平变换器C相上的输出电压、电流；
(2)将采样所得的级联H桥多电平变换器的三相输出电压vsa、vsb、vsc和三相输出电流isa、isb、isc进行PARK变换，得到两相同步旋转坐标系下的电压vsd、vsq和电流id、iq；变换公式如下：
(3)定义为直流母线电压的目标值，将与vLv的差值输入电压环比例积分控制器Kvd，电压环比例积分控制器Kvd的输出即为两相同步旋转坐标系d轴电流目标值id *；
将id *与id的差值输入电流环比例积分控制器Kid，得到两相同步旋转坐标系d轴电压修正值Δvd；
计算两相同步旋转坐标系d轴电压目标值为：
式中，ω为并网电压角频率，Ls为滤波电感；
(4)定义iq *为两相同步旋转坐标系q轴电流目标值，将iq *与iq的差值输入电流环比例积分控制器Kiq，得到两相同步旋转坐标系q轴电压修正值Δvq；
计算两相同步旋转坐标系q轴电压目标值为
(5)将和进行PARK逆变换，得到三相坐标系下的电压对进行PWM相移调制，得到电压PWM调制波；将电压PWM调制波作为H桥单元中开关管的开关控制信号。
交错并联Boost LLC直流变换器的控制策略如示意图3所示，具体步骤为：
1)采集太阳能光伏发电模块的输出电压vPv和输出电流iPV，根据vPV和iPV，采用最大功率点跟踪算法生成光伏发电模块输出电压的目标值
2)将与vPV的差值输入电压环比例积分控制器Kvdc，得到修正电流值ΔiPV；
3)将AiPV与iPV的差值输入电流环调节占空比比例积分控制器Kidc，再将Kidc的输出信号除以相电压vLv，得到占空比修正信号ΔD；
4)计算占空比目标值D*为：D*＝D-ΔD，式中，D为开关管Q1的占空比；
5)将与vPV的差值输入开关频率比例积分控制器，得到开关频率修正信号ΔF；计算开关频率目标值为：式中，Freq为光伏子模块中开关管的开关频率；
6)对D*和进行调制，得到电压PWM调制波；将电压PWM调制波作为光伏子模块中开关管的开关控制信号。
占空比D和开关频率Freq作为控制变量来调节光伏发电模块输出电压VPV和各H桥单元输入直流电压VHVi，其中调节光伏发电模块输出电压参考值通过最大功率点跟踪(MPPT)算法进行生成。通过这一控制策略，可以减少因光伏发电模块输出功率波动引起的扰动对H桥直流母线电压的影响，从而提高逆变器的输出电压性能。
3.仿真实验
为了验证本发明所提出的拓扑结构和控制方案，使用Matlab/Simulink软件对一个三相七电平级联H桥光伏系统中逆变器模块进行了建模，具体仿真参数如表1所示。
表1仿真电路参数
每个H桥单元直流输入电压(HVS)调节到2200V。单个光伏单元在25℃温度和1000W/m2光照辐射强度条件下的标称峰值功率为305W，每个H桥单元是由10×77的光伏组件通过直流变换器注入功率，所以单个H桥单元输出额定输出功率为233kW。三相七电平级联H桥系统中共有9个H桥单元，系统总额定容量为2.1MW。
图4至图6显示了当t＝0.3秒时，光照辐射强度从500W/m2跃变至1000W/m2并网变换器控制系统的动态性能。如图所示，由于光伏模块输出功率增加，直流母线电压升高并在之后通过级联H桥控制系统电压外环调节回参考值，并网电流也会因此增加。对于两个控制变量占空比D和开关频率Freq，其中D会增加以实现MPPT，Freq会降低以补偿从LVS端口到HVS端口的电压增益，图6显示了这一动态过程中HVS电压相应的变化。
图7至图9显示了该拓扑在相间功率不平衡时的动态性能。在t＝0.4s时，a相中的三个光伏发电模块工作于500W/m2光照辐射强度和25℃温度的条件下，而另外两相工作于1000W/m2和25℃。如图7所示，由于产生的功率降低，并网电流减小，同时，尽管三相之间功率不平衡，但三相并网电流是平衡的。图8和9分别显示了HVS电压和LVS直流母线电压的动态变化过程，可以看出，经过动态调节后九个H桥单元的HVS电压保持平衡。
图10至图12显示了该拓扑在相内模块间功率不平衡时的动态性能。当t＝0.25-0.3s时，级联H桥光伏系统工作于功率不平衡状态，其输出功率为1.8MW。当t＝0.3s时，光伏子模块A1、A2、A3的输出功率分别减少到0.13、0.1、0.06MW。如图10所示，由于产生的功率降低，并网电流的减小，虽然相间和模块间输出功率不平衡同时存在，但三相并网电流依然平衡。图11和12分别显示了HVS电压和LVS直流母线电压的动态变化过程，可以看出，经过动态调节后九个H桥单元的HVS电压保持平衡。
以上所述仅是本发明的优选实施方式，应当指出：对于本技术领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明原理的前提下，还可以做出若干改进和润饰，这些改进和润饰也应视为本发明的保护范围。

Claims (6)

1.一种级联H桥多电平变换器的控制方法，其特征在于，所述一种级联H桥多电平变换器，包括：两根无源直流母线和三相结构相同的变换电路；变换电路包括n个级联且结构相同的逆变器模块，n为正整数，其值等于并网电压除以每个H桥单元输出电压设计值的倍数；逆变器模块包括：光伏子模块和H桥单元，其中，光伏子模块为一个三端口交错并联BoostLLC直流变换器，由两相交错并联的Boost变换器与全桥LLC谐振变换器通过共用全桥开关单元组成；光伏子模块原边侧两个输入端口中，一个输入端口与太阳能光伏发电模块的输出端相连，另一个输入端口跨接在两根无源直流母线上；光伏子模块的输出端口与H桥单元的输入端口相连；每个变换电路中，n个H桥单元输出端口级联形成每一相变换电路的输出端口；
该方法通过电压环和电流环控制所述级联H桥多电平变换器的三相输出电压和三相输出电流，包括步骤：
(1)采集所述级联H桥多电平变换器的三相输出电压vsa、vsb、vsc、三相输出电流isa、isb、isc和直流母线电压vLV；其中，vsa、isa分别为所述级联H桥多电平变换器A相上的输出电压、电流，vsb、isb分别为所述级联H桥多电平变换器B相上的输出电压、电流，vsc、isc分别为所述级联H桥多电平变换器C相上的输出电压、电流；
(2)将采样所得的级联H桥多电平变换器的三相输出电压vsa、vsb、vsc和三相输出电流isa、isb、isc进行PARK变换，得到两相同步旋转坐标系下的电压vsd、vsq和电流id、ia；
(3)定义为相电压的目标值，将与vLV的差值输入电压环比例积分控制器Kvd，电压环比例积分控制器Kvd的输出即为两相同步旋转坐标系d轴电流目标值id *；
将id *与id的差值输入电流环比例积分控制器Kid，得到两相同步旋转坐标系d轴电压修正值Δvd；
计算两相同步旋转坐标系d轴电压目标值为：
式中，ω为并网电压角频率，Ls为滤波电感；
(4)定义iq *为两相同步旋转坐标系q轴电流目标值，将iq *与iq的差值输入电流环比例积分控制器Kiq，得到两相同步旋转坐标系q轴电压修正值Δvq；
计算两相同步旋转坐标系q轴电压目标值为
(5)将和进行PARK逆变换，得到三相坐标系下的电压对进行PWM相移调制，得到电压PWM调制波；将电压PWM调制波作为H桥单元中开关管的开关控制信号。
2.根据权利要求1所述的一种级联H桥多电平变换器的控制方法，其特征在于，该方法用占空比D和开关频率Freq作为控制变量来调节光伏发电模块输出电压和各H桥单元的输入直流电压，步骤为：
1)采集太阳能光伏发电模块的输出电压vPV和输出电流iPV，根据vPV和iPV，采用最大功率点跟踪算法生成光伏发电模块输出电压的目标值
2)将与vPV的差值输入电压环比例积分控制器Kvdc，得到修正电流值ΔiPV；
3)将ΔiPV与iPV的差值输入电流环调节占空比比例积分控制器Kidc，再将Kidc的输出信号除以相电压VLv，得到占空比修正信号ΔD；
4)计算占空比目标值D*为：D*＝D-ΔD，式中，D表示开关管Q1的占空比；
5)将与vPV的差值输入开关频率比例积分控制器，得到开关频率修正信号ΔF；计算开关频率目标值为：式中，Freq为光伏子模块中开关管的开关频率；
6)对D*和进行调制，得到电压PWM调制波；将电压PWM调制波作为光伏子模块中开关管的开关控制信号。
3.根据权利要求2所述的一种级联H桥多电平变换器的控制方法，其特征在于，所述光伏子模块包括：稳压电容CPV、输入电感Ldc1、Ldc2、四个MOSFET开关管Q1～Q4、谐振电感Lr、谐振电容Cr、隔离变压器T、四个二极管D1～D4；
四个MOSFET开关管Q1～Q4组成全桥开关电路，Q1和Q2串联形成全桥开关电路的一条桥臂，Q3和Q4串联形成全桥开关电路的另一条桥臂，Q1、Q3分别为对应桥臂的上管，Q2、Q4分别为对应桥臂的下管，两条桥臂跨接在两根无源直流母线之间；
Lr、Ldc1、Ldc2、Cr依次串联形成串联支路，串联支路两端与隔离变压器T的原边输入端相连，Lm为隔离变压器T的漏感；Lr和Ldc1的连接点与Q1和Q2的连接点相连，Ldc2和Cr的连接点与Q3和Q4的连接点相连；CPV跨接在太阳能光伏发电模块的输出端，同时，CPV的上极板与Ldc1和Ldc2的连接点相连，下极板与全桥开关电路两桥臂下端相连；
四个二极管D1～D4形成整流电路，整流电路的输入端与隔离变压器T的副边输出端相连。
4.根据权利要求3所述的一种级联H桥多电平变换器的控制方法，其特征在于，所述四个MOSFET开关管Q1～Q4两端均并联防反流二极管和隔直电容。
5.根据权利要求4所述的一种级联H桥多电平变换器的控制方法，其特征在于，所述H桥单元包括HVS稳压电容CHV和由四个IGBT开关管S1～S4构成的逆变电路，HVS稳压电容CHV并联在逆变电路输入端口两端。
6.根据权利要求5所述的一种级联H桥多电平变换器的控制方法，其特征在于，所述变换电路的输出端口串联滤波电感Ls，变换电路通过滤波电感Ls接入电网或负载。
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