CN110752752B - 一种适用于光伏直流升压系统的高变比dc-dc变换器及方法 - Google Patents

一种适用于光伏直流升压系统的高变比dc-dc变换器及方法 Download PDF

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Abstract

本发明公开了一种适用于光伏直流升压系统的高变比DC‑DC变换器及方法，所述变换器内集成三级升压转换电路；第一级升压变换电路为boost电路，通过第一电感L1的储能与释放，将输入电压Vin升压至电容C1两端电压VC1；第二级升压变换电路为变压器匝比升压电路，将电容C1两端电压VC1通过变压器匝比被升压至变压器高压侧电压NVC1；第三级升压变换电路为buck‑boost电路，当升压变换电路占空比大于0.5时，通过第二电感L2每个开关周期内的能量转移原理，实现升压转换，将变压器高压侧电压NVC1升压至输出电压Vo。本发明可在较小变压器匝比的条件下实现较大的电压增益，并实现变压器漏感能量被循环吸收利用，减小了功率器件的电压应力。

Description

一种适用于光伏直流升压系统的高变比DC-DC变换器及方法
技术领域
本发明涉及一种适用于光伏直流升压系统的高变比DC-DC变换器及方法。
背景技术
由于光伏组件的输出电压通常较低，例如，单个组件输出电压一般为28～32Vdc，难以满足后级负载的供电需求，因而需要通过一个具有高变比特性的直流变换器来实现电压转换。因此，高变比直流升压DC-DC变换器是连接光伏电池板和高压直流母线，以及实现MPPT算法的关键部分。
非隔离型变换器具有元器件数量较少、体积小以及结构简单等优势，在不要求电气隔离的场合获得了较广泛应用。然而，非隔离型变换器存在一定的安全风险，同时，非隔离型变换器的电压增益不够高，限制了其应用场合。
隔离型DC-DC变换器由于具有高电压增益和电气隔离等特性，目前已被广泛应用在实际系统中。传统全桥DC-DC变换器由于可靠性高而被广泛采用，然而该电路电压增益主要依赖变压器匝比。匝比过大容易导致变压器寄生参数增大，如漏感和分布电容等，从而产生电压尖峰和振荡问题。此外，Minh-Khai Nguyen等人提出了一种准开关Boost型的隔离型拓扑，该电路允许存在直通状态，并利用输入侧电感的储能，提高了变换器电压转换比。
Minh-Khai Nguyen等人在文献“Nguyen M,Lim Y,Choi J,et al.Isolated HighStep-Up DC–DC Converter Based on Quasi-Switched-Boost Network[J].IEEETransactions on Industrial Electronics,2016,63(12):7553-7562.”提出的方案中，实现将40Vdc升压至400Vdc的电压转换(本发明是40-600Vdc)。然而，由于输入侧电感值很大，使得输入侧电感与输入侧电容之间的谐振频率降低，当开关频率较高时，变换器容易产生振荡，而且，由于漏感的存在，在开关切换时刻，电路中会产生较大的电压尖峰，且输出功率越大，电压尖峰越大，从而损坏电路中的功率元器件。
发明内容
本发明技术解决问题：克服现有技术的不足，提供一种适用于光伏直流升压系统的高变比DC-DC变换器及方法，通过改进电路拓扑及其调制原理，可在较小变压器匝比(本发明中变压器匝比为1:3，通常变压器升压匝比小于4的可认为是较小匝比)的条件下实现较大的电压增益，并实现变压器漏感能量被循环吸收利用，减小了功率器件的电压应力。
本发明技术解决方案：
一种适用于光伏直流升压系统的高变比DC-DC变换器，所述变换器内集成三级升压转换电路；第一级升压变换电路为boost电路(在电力电子中，“boost”是指“升压”，因此“boost电路”是指“升压电路”)，通过第一电感L1的储能与释放，将输入电压Vin升压至电容C1两端电压VC1；第二级升压变换电路为变压器匝比升压电路，将电容C1两端电压VC1通过变压器匝比被升压至变压器高压侧电压NVC1；第三级升压变换电路为buck-boost电路(在电力电子中，“buck-boost”是指“降压-升压”，因此“buck-boost电路”是指“降压-升压电路”，代表该电路既能实现降压功能(占空比小于0.5时)，也能实现升压功能(占空比大于0.5时))，当升压变换电路占空比大于0.5时，通过第二电感L2每个开关周期内的能量转移原理，实现升压转换，将变压器高压侧电压NVC1升压至输出电压Vo。
所述第一级升压变换电路包括：位于输入侧的第一电感L1，第一二极管D1和第二二极管D2，由第一至第四共4个开关管S1～S4构成有源全桥结构和电容C1；第一电感L1一端连接输入电压Vin，另一端连接至第一二极管D1和第二二极管D2的正极；电容C1的正极连接至第一开关管S1和第三开关管S3的漏极，电容C1的负极连接至输入电压的负极；输入电压Vin首先通过由第一电感L1、第一二极管D1和第二二极管D2、第一开关管S1和第三开关管S3的反并联二极管以及电容C1构成的回路将输入电压Vin升压到电容C1两端电压VC1，转换过程为每个开关周期将第一电感L1中存储的能量释放到电容C1中。
所述第二级升压变换电路中，高频(30kHz，通常，在电气系统中，频率大于5kHz的可认为是高频)变压器为Tr，匝比为1:N，变压器Tr的原边接至全桥结构的两个中间点；第二电感L2位于变压器Tr的副边，且第二电感L2为变压器漏感与串联电感之和；所述第三级升压变换电路由第五开关管S5和第六开关管S6、第三二极管D3和第四二极管D4构成副边桥式电路、输出电容C2和等效负载Ro，且Tr的副边绕组与副边桥式电路的两个中间点连接。
本发明的一种适用于光伏直流升压系统的高变比DC-DC变换方法，步骤如下：
(1)输入电压Vin首先通过由第一电感L1、第一二极管D1和第二二极管D2、第一开关管S1和第三开关管S3的反并联二极管以及电容C1构成的回路将输入电压Vin升压到电容C1两端电压VC1，转换过程为每个开关周期将电感L1中存储的能量释放到电容C1中；
(2)再通过变压器匝比，将电容C1两端电压VC1升压至变压器高压侧电压NVC1；
(3)最后通过第二电感L2、第五开关管S5和第六二关管S6、第三二极管D3和第四二极管D4以及输出电容C2构成的回路，当这一回路的占空比大于0.5时，将变压器高压侧电压NVC1升压至变换器输出电压Vo。
本发明的有益效果是：在高变比DC-DC变换器内集成了三级升压转换原理，其中，第一级升压电路的输入端Vin与光伏板输出相连，通过电感L1的储能与释放，将Vin升压至VC1，而后，第二级转换中电压VC1通过变压器匝比被升压至NVC1，最后，在第三级转换中，通过电感L2每个开关周期内的能量转移原理，将电压NVC1升压至Vo，因此，通过以上三级电压转换，该变换器可实现较大的电压增益(当电压增益大于5倍时，认为是较大电压增益)。现有技术40-400V，电压增益为10倍，已属于较大电压增益，而本发明中的电压增益达到15倍，比现有技术达到了更大的电压增益，并且本发明减小了对高频变压器匝比的依赖，从而减小变压器的寄生参数，并减小了开关管的电压应力。
附图说明
图1是本发明的适用于光伏直流升压系统的高变比DC-DC变换器；
图2是本发明的变换器的动态工作过程图；其中a为正半周期内电感L1和L2的储能过程图，b为正半周期内电感L1和L2的续流过程图，c为负半周期内电感L1和L2的储能过程图，d为负半周期内电感L1和L2的续流过程图；
图3是第二电感L2工作在DCM(Discontinuous Conduction Mode,断续导通模式)时的波形图；
图4是第二电感L2工作在CCM(Continuous Conduction Mode,连续导通模式)时的波形图。
具体实施方式
以下结合附图和具体实施方式进一步说明本发明。
为简化分析过程，做以下假设：
1)所有开关管和二极管被认为是理想器件，即所有开关管的导通电阻和所有二极管的正向导通压降均视为零；
2)所述电容C1和输出电容C2容值足够大，即VC1和VC2恒定；
3)同一桥臂的上管和下管(S1和S2，S3和S4，S5和S6)之间的死区时间忽略。
表1为所述变换器的主要电路参数。
表1变换器主要电路参数
Figure GDA0002996001270000041
如图1所示，本发明的一种适用于光伏直流升压系统的高变比DC-DC变换器，该变换器内集成了三级升压转换，第一级变换为boost电路原理，将输入电压Vin升压至VC1；第二级变换为变压器匝比升压，将电压VC1升至NVC1；第三级变换为buck-boost原理，在这一级占空比大于0.5时，可实现升压转换，将电压NVC1升压至Vo。
输入电压Vin在实际系统中连接光伏板的输出电压，Tr为高频变压器，Tr的原边为低压侧，包括：电感L1、二极管D1和D2、电容C1以及开关管S1～S4；Tr的副边为高压侧，包括：电感L2、开关管S5～S6、二极管D3和D4、电容C2以及等效负载Ro。变换器低压侧与高压侧的连接关系如图1所示。
第一电感L1为输入侧电感，第一电感L1一端连接输入电压Vin，另一端连接至二极管D1和D2的正极；开关管S1～S4构成有源全桥结构；电容C1的正极连接至开关管S1和S3的漏极，C1的负极连接至输入电压的负极；Tr为高频变压器，匝比为1:N，Tr的原边接至全桥结构的两个中间点；电感L2位于变压器Tr的副边；开关管S5～S6与二极管D3～D4构成副边桥式结构，且Tr的副边绕组与高压侧桥式电路的两个中间点连接；C2和Ro分别为输出电容和等效负载。
通过该变换器，可实现将光伏组件输出的低压直流转换为高压直流，并且通过提高电路自身的升压能力，减小对变压器匝比的依赖，从而减小变压器寄生参数，如漏感和分布电容的影响，提高转换效率，并减小功率器件的应力。
图3是电感L2工作在DCM时的主要电路波形图。其中，Ts为开关周期。D为开关管S2，S4，S5和S6在一个开关周期内的占空比。Δ1为时间段[t1,t2]在一个开关周期Ts内的占空比。在DCM下，一个开关周期内变换器分为6个阶段。
阶段1[t0-t1]:在t0时刻，开关管S1，S4和S6导通。在这个阶段，输入电压Vin通过回路D2和S4给电感L1充电。同时，电压VC1通过回路S1，S6，D4和S4给电感L2充电。根据变压器等效原理，此时施加在电感L2两端的电压为NVC1。输出电压Vo由电压VC2提供。这一阶段对应的动态电路图如图2中的(a)所示。
阶段2[t1-t2]:在t1时刻，开关管S4和S6关断，S3导通。此时，第一电感L1通过回路S1体二极管，C1和Vin续流。第一电感L1中的能量释放到电容C1，第二电感L2通过回路S3，S1，S5的体二极管，Vo和D4续流。L2中的能量被释放到输出电压Vo中。这一阶段对应的动态电路图如图2中的(b)所示。
阶段3[t2-t3]:在t2时刻，电感L2续流结束，L2的电流下降为零。在这一阶段，流过电感L2的电流为零。虽然S1和S3仍然处于导通状态，但是也没有电流流过，电感L1依然工作在续流状态。输出电压Vo由电压VC2提供。
阶段4[t3-t4]:在t3时刻，S1关断，S2和S5导通。这个阶段与阶段一类似。然而，在这一阶段电感L2的电流方向与阶段1中相反。在这个阶段，输入电压Vin通过回路D1和S2给电感L1充电。同时，电压VC1通过回路S3，D3，S5和S2给电感L2充电。施加在电感L2两端的电压为NVC1。输出电压Vo由电压VC2提供。这一阶段对应的动态电路图如图2中的(c)所示。
阶段5[t4-t5]:在t4时刻，S2和S5关断，S1导通。这个阶段与阶段2类似。在这个阶段，电感L1通过回路S1体二极管，C1和Vin续流。L1中的能量被释放到电容C1，而电感L2通过回路S1，S3，D3，Vo和S6的体二极管续流。L2中的能量被释放到输出电压Vo。这一阶段对应的动态电路图如图2中的(d)所示。
阶段6[t5-t6]:在t5时刻，电感L2续流结束，L2的电流下降为零。这个阶段与阶段3类似。在这个阶段，流过电感L2的电流为零。输出电压Vo由电压VC2提供。
图4是第二电感L2工作在CCM(Continuous Conduction Mode,连续导通模式)时的主要电路波形图。D为开关管S2，S4，S5和S6在一个开关周期内的占空比。Δ2为时间段[t1,t2]在一个开关周期Ts内的占空比。
阶段1[t0-t1]:在t0时刻，S1，S4和S6导通。输入电压Vin通过D2和S4给第一电感L1充电。由于第二电感L2工作在连续模式，因而电流iL2在t0时刻还未下降到0。因此，在这一阶段，电感L2仍然处于续流状态。而该续流状态将持续直到电流iL2下降为零。
阶段2[t1-t2]:在t1时刻，电感电流iL2下降为零。然后，变压器高压侧电压NVC1通过回路S1，S6，D4和S4给电感L2充电。与阶段1相比，电感电流iL2方向发生了改变。电感L1继续被充电，与阶段1相同。
阶段3[t2-t3]:在t2时刻，S4和S6关断，S3导通。在这个阶段，第一电感L1通过S1体二极管，C1和Vin续流。第二电感L1中的能量释放给电容C1，第二电感L2通过S3，S1，S5的体二极管，Vo和D4续流。第二电感L2中的能量释放给输出电压Vo。
阶段4[t3-t4]:在t3时刻，S1关断，S2和S5导通。输入电压Vin通过D1和S2给电感L1充电。与阶段1类似，此时电感电流iL2还未下降到零。因此，在这一阶段，电感L2仍然处于续流状态。而这种续流状态将持续直到电流iL2下降为零。
阶段5[t4-t5]:在t4时刻，电感电流iL2下降为零。然后，电压NVC1通过S3，D3，S5和S2给电感L2充电。电感L1继续被充电，与阶段4相同。
阶段6[t5-t6]:在t5时刻，S2和S5关断，S1导通。在这个阶段，电感L1通过S1体二极管，C1和Vin续流。L1中的能量释放给电容C1，而电感L2通过S1，S3，D3，Vo和S6的体二极管续流。L2中的能量被释放给输出电压Vo。
如图4所示，为电感L2工作在CCM时的波形。当电感L2工作在CCM时，电路的动态工作与DCM时基本类似，但是，与DCM相比，每个开关周期内由两个阶段存在不同，分别为：在图4中的[t0,t1]时间段内，电感L2的电流不为零，而是通过仍然处于续流状态；类似地，在图4中的[t3,t4]时间段内，电感L2的电流不为零，同样处于续流状态。
以上所述仅为本发明的优选实施例，并非因此限制本发明的范围，凡是利用本发明说明书及附图内容所作的等效结构或流程变换，或直接或间接运用在其它相关的技术领域，均同理包括在本发明的保护范围内。

Claims (2)

1.一种适用于光伏直流升压系统的高变比DC-DC变换器，其特征在于：所述DC-DC变换器在1:3变压器匝比的条件下实现15倍的电压增益；所述变换器内集成三级升压转换电路；第一级升压变换电路为boost电路，通过第一电感L 1的储能与释放，将输入电压V in升压至电容C 1两端电压V C1；第二级升压变换电路为变压器匝比升压电路，将电容C 1两端电压V C1通过变压器匝比被升压至变压器高压侧电压NV C1；第三级升压变换电路为buck-boost电路，当升压变换电路占空比大于0.5时，通过第二电感L 2每个开关周期内的能量转移原理，实现升压转换，将变压器高压侧电压NV C1升压至输出电压V o；
所述第一级升压变换电路包括：位于输入侧的第一电感L 1，第一二极管D1和第二二极管D2，由第一至第四共4个开关管S1~S4构成有源全桥结构和电容C 1；第一电感L 1一端连接输入电压V in，另一端连接至第一二极管D1和第二二极管D2的正极；电容C 1的正极连接至第一开关管S1和第三开关管S3的漏极，电容C 1的负极连接至输入电压的负极；输入电压V in首先通过由第一电感L 1、第一二极管D1和第二二极管D2、第一开关管S1和第三开关管S3的反并联二极管以及电容C 1构成的回路将输入电压V in升压到电容C 1两端电压V C1，转换过程为每个开关周期将第一电感L 1中存储的能量释放到电容C 1中；
所述第二级升压变换电路中，高频变压器为T r，匝比为1:3，变压器T r的原边接至全桥结构的两个中间点；第二电感L 2位于变压器T r的副边，且第二电感L 2为变压器漏感与串联电感之和；所述第三级升压变换电路由第五开关管S5和第六开关管S6、第三二极管D3和第四二极管D4构成副边桥式电路、输出电容C 2和等效负载R o，且T r的副边绕组与副边桥式电路的两个中间点连接。
2.一种如权利要求1所述的适用于光伏直流升压系统的高变比DC-DC变换器的实现方法，其特征在于，步骤如下：
（1）输入电压V in首先通过由第一电感L 1、第一二极管D1和第二二极管D2、第一开关管S1和第三开关管S3的反并联二极管以及电容C 1构成的回路将输入电压V in升压到电容C 1两端电压V C1，转换过程为每个开关周期将电感L 1中存储的能量释放到电容C 1中；
（2）再通过变压器匝比，将电容C 1两端电压V C1升压至变压器高压侧电压NV C1；
（3）最后通过第二电感L 2、第五开关管S5和第六二关管S6、第三二极管D3和第四二极管D4以及输出电容C 2构成的回路，当这一回路的占空比大于0.5时，将变压器高压侧电压NV C1升压至变换器输出电压V o。
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