CN102624234B - 一种全桥三端口直流变换器及其控制方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种全桥三端口直流变换器及其控制方法，属于电力电子变换器领域。该变换器是由输入源、蓄电池、原边电路和副边电路组成，原边电路连接输入源和蓄电池，副边电路连接负载。变换器共使用了四个开关管和两个变压器，变压器的原边激磁电感同时用作滤波电感，四个开关管和两个变压器构成了一个全桥电路和两个非隔离双向变换器，通过对四个开关管的控制，采用一个变换器即可同时实现主电源、蓄电池和负载三者的功率管理。本发明通过将隔离变换器与非隔离双向变换器集成到一起，使用的开关器件少，控制简单，可靠性高，能有效完成系统的功率管理与控制，适用于航天卫星供电或新能源发电系统。

Description

一种全桥三端口直流变换器及其控制方法

技术领域

本发明涉及一种全桥三端口直流变换器及其控制方法，属于电力电子变换器技术领域，特别涉及新能源发电技术领域中的电力电子变换器技术领域。

背景技术

随着能源危机和环境污染问题日益严重，温差发电、太阳能、风能、燃料电池等新能源发电技术成为世界各国关注和研究的热点。新能源发电系统按照是否与公共电网相连，分为并网运行和独立运行两种方式。独立运行的新能源发电系统是新能源发电应用的非常重要的一种方式，可以解决偏远山区、孤岛等无电网地区的供电问题。新能源发电设备固有的缺陷为独立新能源供电系统带来了一些新的难题和挑战，如：温差电池、风能、太阳能发电由于受到温度、风速日照强度等外界条件变化的影响而不能持续、稳定的输出电能，导致系统稳定性问题。因此，独立运行的新能源发电系统必须配备一定容量的储能装置。储能装置起到能量平衡和支撑作用，及时补充系统的短时峰值功率，回收多余功率，保证供电的连续性和可靠性，提高电能的利用率，并且使发电设备在输出功率或负载功率波动较大时，仍能够保持良好的稳定性。

独立新能源供电系统中，由于需要同时对新能源发电设备的输出功率、蓄电池等储能装置的充放电控制功率以及供电负载功率同时进行管理和控制，通常需要采用多个两端口变换器组合构成功率管理与控制系统，然而由于变换器数目多、各个变换器分时工作，系统功率密度低、体积重量大、成本高，且由于各个变换器彼此分散控制且各自独立工作，有损系统稳态和动态性能。针对上述应用背景及存在的问题，研究工作者提出采用三端口变换器代替上述多个独立的变换器实现独立新能源发电系统的功率管理。按照端口隔离情况分类，三端口变换器包括端口全部隔离、部分隔离和非隔离三类，端口全部隔离的三端口变换器通常通过多个变压器绕组耦合的方式构成，如文献“Hariharan Krishnaswami，Ned Mohan.Three-PortSeries Resonant DC-DC Converter to Interface Renewable Energy Sources With Bidirectional Loadand Energy Storage Ports，IEEE Transactions on Power Electronics，2009，24(10)：2289-2297”提出的串联谐振式三端口变换器，该类三端口变换器使用的器件数目多、控制复杂，但由于各个端口彼此隔离，端口适应性较好，部分隔离的三端口变换器通常将隔离变换器与非隔离变换器集成到一起，隔离变换器与非隔离变换器的部分有源或无源器件彼此共用，具有拓扑简洁、功率密度高等优点。

发明内容

1、发明目的：本发明针对上述背景技术，提供一种拓扑结构简洁、集成度高、控制简单的全桥三端口直流变换器及其控制方法。

2、技术方案：为实现上述目的，本发明采取以下技术方案。

所述全桥三端口直流变换器包括一个输入端口、一个双向输入/输出端口和一个输出负载端口，三个端口分别与输入源(U_in)、蓄电池(U_b)和负载(R_o)相连。

本发明通过将全桥直流变换器的有源开关与两路双向Buck/Boost直流变换器的有源开关共用，来减少有源开关的数量；通过将双向Buck/Boost直流变换器的滤波电感与全桥直流变换器中变压器激磁电感复用，来减少无源器件的数量，从而使变换器的器件数目、体积重量得到大幅度降低。进一步的，通过施加合适的控制方法，使得变换器能够同时有效的实现输入源、蓄电池和负载之间的功率控制。

本发明所述全桥三端口直流变换器由输入源(U_in)、第一开关管(S₁)、第二开关管(S₂)、第三开关管(S₃)、第四开关管(S₄)、蓄电池(U_b)、蓄电池侧滤波电容(C_b)、包含原边绕组(N_P1)和副变绕组(N_S1)的第一变压器(T₁)、包含原边绕组(N_P2)和副变绕组(N_S2)的第二变压器(T₂)、第一二极管(D₁)、第二二极管(D₂)、第三二极管(D₃)、第四二极管(D₄)、输出滤波电感(L_o)、输出滤波电容(C_o)和负载(R_o)构成，其中：输入源(U_in)的正极分别连于第一开关管(S₁)的漏极和第三开关管(S₃)的漏极，输入源(U_in)的负极分别连于第二开关管(S₂)的源极、第四开关管(S₄)的源极、蓄电池(U_b)的负极和蓄电池侧滤波电容(C_b)的一端，蓄电池(U_b)的正极分别连于蓄电池侧滤波电容(C_b)的另一端、第一变压器(T₁)原边绕组(N_P1)的非同名端和第二变压器(T₂)原边绕组(N_P2)的同名端，第一变压器(T₁)原边绕组(N_P1)的同名端分别连于第一开关管(S₁)的源极和第二开关管(S₂)的漏极，第二变压器(T₂)原边绕组(N_P2)的非同名端分别连于第三开关管(S₃)的源极和第四开关管(S₄)的漏极，第一变压器(T₁)副变绕组(N_S1)的同名端分别连于第一二极管(D₁)的阳极和第二二极管(D₂)的阴极，第一变压器(T₁)副变绕组(N_S1)的非同名端连于第二变压器(T₂)副变绕组(N_S2)的同名端，第二变压器(T₂)副变绕组(N_S2)的非同名端分别连于第三二极管(D₃)的阳极和第四二极管(D₄)的阴极，输出滤波电感(L_o)的一端分别连于第一二极管(D₁₎的阴极和第三二极管(D₃)的阴极，输出滤波电感(L_o)的另一端分别连于输出滤波电容(C_o)的一端和负载(R_o)的一端，负载(R_o)的另一端分别连于输出滤波电容(C_o)的另一端、第二二极管(D₂)的阳极和第四二极管(D₄)的阳极；

所述第一变压器(T₁)原边绕组(N_S1)所对应的激磁电感同时用作滤波电感；

所述第二变压器(T₂)原边绕组(N_S2)所对应的激磁电感同时用作滤波电感。

本发明所述全桥三端口直流变换器的控制方法：所述第一开关管(S₁)和第二开关管(S₂)互补导通，所述第三开关管(S₃)和第四开关管(S₄)互补导通，第一开关管(S₁)和第三开关管(S₃)的占空比大小相等，第二开关管(S₂)和第四开关管(S₄)的占空比大小相等，第一开关管(S₁)的开通时刻超前于第三开关管(S₃)的开通时刻，第二开关管(S₂)的开通时刻超前于第四开关管(S₄)的开通时刻，通过调节第一开关管(S₁)、第二开关管(S₂)、第三开关管(S₃)和第四开关管(S₄)的占空比控制蓄电池(U_b)的充放电功率，通过调节第一开关管(S₁)和第三开关管(S₃)开通时刻之间的差值控制负载(R_o)的功率，也即通过控制第一开关管(S₁)和第三开关管(S₃)的移相角控制负载(R_o)的功率。

本发明的特点和技术效果：

(1)通过一个变换器实现了输入源、蓄电池和负载的功率管理与控制，系统体积小、功率密度高；

(2)输入源和蓄电池非隔离变换，变换效率高；

(3)负载与输入源及蓄电池电气隔离，可以适应不同负载及应用场合的应用需求；

(4)整个变换器成为一个整体，采用集中控制，实现更加有效的管理；

(5)有源器件和无源器件实现了复用，使用的器件数量少、控制简单、可靠性高、成本低。

附图说明

附图1为本发明全桥三端口直流变换器的电路结构原理图。

附图2本发明全桥三端口直流变换器的主要工作波形图。

附图3-附图6是本发明全桥三端口直流变换器在各开关模态下的等效电路图。

图1～图6中的符号名称：U_in为输入源；S₁、S₂、S₃及S₄分别是第一、第二、第三和第四开关管；U_b为蓄电池；C_b为蓄电池侧滤波电容；T₁、T₂分别为第一、第二变压器；N_P1、N_S1分别为第一变压器(T₁)的原边绕组和副边绕组；N_P2、N_S2分比为第二变压器(T₂)的原边绕组和副边绕组；D₁、D₂、D₃、D₄分比为第一、第二、第三、第四二极管；L_o为输出滤波电感；C_o为输出滤波电容；R_o为交流负载；u_GS1、u_GS2、u_GS3、u_GS4分别为第一、第二、第三和第四开关管的驱动；u_NP1为第一变压器原边绕组两端的电压；u_NP2为第二变压器原边绕组两端的电压；u_S为第一变压器和第二变压器两个副边绕组串联后的总电压；i_NP1为第一变压器原边绕组的电流；i_NP2为第二变压器)原边绕组)的电流；i_Lo为输出滤波电感的电流；i_b为蓄电池侧的电流；U_o为输出电压，t、t₀、t₁、t₂、t₃、t₄为时间。

具体实施方式

下面结合附图对本发明作进一步说明。

如附图1所示，本发明全桥三端口直流变换器共包括三个端口：一个输入端口、一个双向输入/输出端口和一个负载输出端口，三个端口分别和输入源(U_in)、蓄电池(U_b)和负载(R_o)相连。本发明所述全桥三端口直流变换器是通过将两路双向Buck/Boost直流变换器与全桥直流变换器集成到一起构成的，其中全桥直流变换器的四个有源开关全部与双向Buck/Boost直流变换器的有源开关复用，同时，全桥直流变换器的变压器被拆分成了两个相同的变压器，两个变压器的原边绕组和副边绕组都是直接串联的，而两个变压器原边绕组对应的激磁电感同时用作了两个双向Buck/Boost直流变换器的滤波电感，即本发明通过电感和变压器复用的方式减少了无源器件的数量，从而减小变换器的体积、重量，提高变换器的功率密度。

如附图1所示，本发明所述全桥三端口直流变换器由输入源(U_in)、第一开关管(S₁)、第二开关管(S₂)、第三开关管(S₃)、第四开关管(S₄)、蓄电池(U_b)、蓄电池侧滤波电容(C_b)、包含原边绕组(N_P1)和副变绕组(N_S1)的第一变压器(T₁)、包含原边绕组(N_P2)和副变绕组(N_S2)的第二变压器(T₂)、第一二极管(D₁)、第二二极管(D₂)、第三二极管(D₃)、第四二极管(D₄)、输出滤波电感(L_o)、输出滤波电容(C_o)和负载(R_o)构成，其中：输入源(U_in)的正极分别连于第一开关管(S₁)的漏极和第三开关管(S₃)的漏极，输入源(U_in)的负极分别连于第二开关管(S₂)的源极、第四开关管(S₄)的源极、蓄电池(U_b)的负极和蓄电池侧滤波电容(C_b)的一端，蓄电池(U_b)的正极分别连于蓄电池侧滤波电容(C_b)的另一端、第一变压器(T₁)原边绕组(N_P1)的非同名端和第二变压器(T₂)原边绕组(N_P2)的同名端，第一变压器(T₁)原边绕组(N_P1)的同名端分别连于第一开关管(S₁)的源极和第二开关管(S₂)的漏极，第二变压器(T₂)原边绕组(N_P2)的非同名端分别连于第三开关管(S₃)的源极和第四开关管(S₄)的漏极，第一变压器(T₁)副变绕组(N_S1)的同名端分别连于第一二极管(D₁)的阳极和第二二极管(D₂)的阴极，第一变压器(T₁)副变绕组(N_S1)的非同名端连于第二变压器(T₂)副变绕组(N_S2)的同名端，第二变压器(T₂)副变绕组(N_S2)的非同名端分别连于第三二极管(D₃)的阳极和第四二极管(D₄)的阴极，输出滤波电感(L_o)的一端分别连于第一二极管(D₁)的阴极和第三二极管(D₃)的阴极，输出滤波电感(L_o)的另一端分别连于输出滤波电容(C_o)的一端和负载(R_o)的一端，负载(R_o)的另一端分别连于输出滤波电容(C_o)的另一端、第二二极管(D₂)的阳极和第四二极管(D₄)的阳极。

所述第一变压器(T₁)原边绕组(N_S1)所对应的激磁电感同时用作滤波电感。

所述第二变压器(T₂)原边绕组(N_S2)所对应的激磁电感同时用作滤波电感。

所述第一开关管(S₁)和第二开关管(S₂)互补导通，所述第三开关管(S₃)和第四开关管(S₄)互补导通，第一开关管(S₁)和第三开关管(S₃)的占空比大小相等，第二开关管(S₂)和第四开关管(S₄)的占空比大小相等，第一开关管(S₁)的开通时刻超前于第三开关管(S₃)的开通时刻，第二开关管(S₂)的开通时刻超前于第四开关管(S₄)的开通时刻，通过调节第一开关管(S₁)、第二开关管(S₂)、第三开关管(S₃)和第四开关管(S₄)的占空比控制蓄电池(U_b)的充放电功率，通过调节第一开关管(S₁)和第三开关管(S₃)开通时刻之间的差值控制负载(R_o)的功率，也即通过控制第一开关管(S₁)和第三开关管(S₃)的移相角控制负载(R_o)的功率。

根据附图1及上述分析可知，本发明全桥三端口直流变换器能够实现输入源(Uin)、蓄电池(Ub)和负载(Ro)任意两者之间的单级功率变换，因此具有很高的变换效率，其中输入源(U_in)和蓄电池(U_b)之间等效为两路非隔离Buck直流变换器，输入源(U_in)和负载(R_o)之间等效为全桥直流变换器，而蓄电池(U_b)和负载(R_o)之间则等效为两路正反激直流变换器。

本发明在具体实施时，其有源开关和二极管的选取与全桥直流变换器相类似，但变压器由于同时用作了滤波电感，在设计时需要考虑其偏磁电流的影响，避免变压器磁芯饱和。

下面结合附图2～附图6对本发明全桥三端口直流变换器的具体工作过程进行分析。

假设第一、第二变压器原、副边绕组的匝数比满足N_P1∶N_P2∶N_S1∶N_S2＝1∶1∶n∶n，n为正数，同时假设输出滤波电容C_o足够大，输出电压为平滑的直流，第一、第二变压器激磁电感分别为L_m1、L_m2且L_m1＝L_m2＝L_m，负载R_o的电压为U_o。

所述变换器的主要工作波形如附图2所示，变换器在一个开关周期内共有四个主要的开关模态。

开关模态1[t₀-t₁]：t₀时刻之前，S₂和S₄导通，S₁和S₃关断；滤波电感电流i_Lo、变压器T₁原边电流i_NP1和变压器T₂原边电流i_NP2都线性减小；t₀时刻，S₂关断，S₁导通，等效电路如附图3所示，在该模态下，u_S＝nU_in，i_NP1、i_NP2、i_b及滤波电感电流i_Lo满足如下关系：

$\left\{\begin{array}{c}\frac{{\mathrm{di}}_{\mathrm{NP}1}}{\mathrm{dt}}=\frac{U_{\mathrm{in}}-U_b}{L_m}+\frac{n(n{U}_{\mathrm{in}}-U_o)}{L_o}\\ \frac{{\mathrm{di}}_{\mathrm{NP}2}}{\mathrm{dt}}=-\frac{U_b}{L_m}-\frac{n(n{U}_{\mathrm{in}}-U_o)}{L_o}\\ \frac{{\mathrm{di}}_{\mathrm{Lo}}}{\mathrm{dt}}=\frac{n{U}_{\mathrm{in}}-U_o}{L_o}\\ \frac{{\mathrm{di}}_b}{\mathrm{dt}}=\frac{{\mathrm{di}}_{\mathrm{NP}1}}{\mathrm{dt}}+\frac{{\mathrm{di}}_{\mathrm{NP}2}}{\mathrm{dt}}=\frac{U_{\mathrm{in}}-2U_b}{L_m}\end{array}\right.---\left(1\right)$

开关模态2[t₁-t₂]：t₁时刻，S₄关断，S₃导通，等效电路如附图4所示，在该模态下，两个变压器绕组电压之和等于0，u_S＝0，i_NP1、i_NP2、i_b及滤波电感电流i_Lo满足如下关系：

$\left\{\begin{array}{c}\frac{{\mathrm{di}}_{\mathrm{NP}1}}{\mathrm{dt}}=\frac{U_{\mathrm{in}}-U_b}{L_m}-\frac{n{U}_o}{L_o}\\ \frac{{\mathrm{di}}_{\mathrm{NP}2}}{\mathrm{dt}}=\frac{U_{\mathrm{in}}-U_b}{L_m}+\frac{n{U}_o}{L_0}\\ \frac{{\mathrm{di}}_{\mathrm{Lo}}}{\mathrm{dt}}=-\frac{U_o}{L_o}\\ \frac{{\mathrm{di}}_b}{\mathrm{dt}}=\frac{{\mathrm{di}}_{\mathrm{NP}1}}{\mathrm{dt}}+\frac{{\mathrm{di}}_{\mathrm{NP}2}}{\mathrm{dt}}=\frac{2U_{\mathrm{in}}-2U_b}{L_m}\end{array}\right.---\left(2\right)$

开关模态3[t₂-t₃]：t₂时刻，S₁关断，S₂导通，等效电路如附图5所示，在该模态下，u_S＝-nU_in，i_NP1、i_NP2、i_b及滤波电感电流i_Lo满足如下关系：

$\left\{\begin{array}{c}\frac{{\mathrm{di}}_{\mathrm{NP}1}}{\mathrm{dt}}=-\frac{U_b}{L_m}-\frac{n(n{U}_{\mathrm{in}}-U_o)}{L_o}\\ \frac{{\mathrm{di}}_{\mathrm{NP}2}}{\mathrm{dt}}=\frac{U_{\mathrm{in}}-U_b}{L_m}+\frac{n(n{U}_{\mathrm{in}}-U_o)}{L_o}\\ \frac{{\mathrm{di}}_{\mathrm{Lo}}}{\mathrm{dt}}=\frac{n{U}_{\mathrm{in}}-U_o}{L_o}\\ \frac{{\mathrm{di}}_b}{\mathrm{dt}}=\frac{{\mathrm{di}}_{\mathrm{NP}1}}{\mathrm{dt}}+\frac{{\mathrm{di}}_{\mathrm{NP}2}}{\mathrm{dt}}=\frac{U_{\mathrm{in}}-2U_b}{L_m}\end{array}\right.---\left(3\right)$

开关模态4[t₃-t₄]：t₃时刻，S₃关断，S₄导通，等效电路如附图6所示，在该模态下，u_S＝0，i_NP1、i_NP2、i_b及滤波电感电流i_Lo满足如下关系：

$\left\{\begin{array}{c}\frac{{\mathrm{di}}_{\mathrm{NP}1}}{\mathrm{dt}}=-\frac{U_b}{L_m}+\frac{n{U}_o}{L_o}\\ \frac{{\mathrm{di}}_{\mathrm{NP}2}}{\mathrm{dt}}=-\frac{U_b}{L_m}-\frac{n{U}_o}{L_o}\\ \frac{{\mathrm{di}}_{\mathrm{Lo}}}{\mathrm{dt}}=-\frac{U_o}{L_o}\\ \frac{{\mathrm{di}}_b}{\mathrm{dt}}=\frac{{\mathrm{di}}_{\mathrm{NP}1}}{\mathrm{dt}}+\frac{{\mathrm{di}}_{\mathrm{NP}2}}{\mathrm{dt}}=-\frac{2U_b}{L_m}\end{array}\right.---\left(4\right)$

根据上述分析可知，蓄电池电流ib的变化只由输入电压U_in和蓄电池电压U_b决定，而输出滤波电感电流i_Lo的变化只由输入电压U_in和输出电压U_o决定，因此蓄电池侧功率的控制与负载侧功率的控制是彼此解耦的，也即本发明所述全桥三端口直流变换器能够同时实现蓄电池侧和负载侧功率的控制，进而能够实现输入功率的控制。

进一步的，假设在一个开关周期内，开关管S₁、S₃的占空比为D_b，S₁和S₄共同导通的时间加上S₂和S₃共同导通的时间所占的占空比为D_o，则根据变压器和滤波电感的伏秒平衡关系，得到端口电压关系：

$\left\{\begin{array}{c}{U}_b=D_b{U}_{\mathrm{in}}\\ U_o=n{D}_o{U}_{\mathrm{in}}\end{array}\right.---\left(5\right)$

根据式(5)可知，通过调节S₁和S₃的占空比能够实现蓄电池电压的控制，通过调节S₁和S₃导通时刻的移相角，可以实现负载侧电压的控制。

Claims (2)

1.一种全桥三端口直流变换器，其特征在于：

所述全桥三端口直流变换器由输入源(U_in)、第一开关管(S₁)、第二开关管(S₂)、第三开关管(S₃)、第四开关管(S₄)、蓄电池(U_b)、蓄电池侧滤波电容(C_b)、包含第一原边绕组(N_P1)和第一副边绕组(N_S1)的第一变压器(T₁)、包含第二原边绕组(N_P2)和第二副边绕组(N_S2)的第二变压器(T₂)、第一二极管(D₁)、第二二极管(D₂)、第三二极管(D₃)、第四二极管(D₄)、输出滤波电感(L_o)、输出滤波电容(C_o)和负载(R_o)构成，其中：输入源(U_in)的正极分别连于第一开关管(S₁)的漏极和第三开关管(S₃)的漏极，输入源(U_in)的负极分别连于第二开关管(S₂)的源极、第四开关管(S₄)的源极、蓄电池(U_b)的负极和蓄电池侧滤波电容(C_b)的一端，蓄电池(U_b)的正极分别连于蓄电池侧滤波电容(C_b)的另一端、第一变压器(T₁)第一原边绕组(N_P1)的非同名端和第二变压器(T₂)第二原边绕组(N_P2)的同名端，第一变压器(T₁)第一原边绕组(N_P1)的同名端分别连于第一开关管(S₁)的源极和第二开关管(S₂)的漏极，第二变压器(T₂)第二原边绕组(N_P2)的非同名端分别连于第三开关管(S₃)的源极和第四开关管(S₄)的漏极，第一变压器(T₁)第一副边绕组(N_S1)的同名端分别连于第一二极管(D₁)的阳极和第二二极管(D₂)的阴极，第一变压器(T₁)第一副边绕组(N_S1)的非同名端连于第二变压器(T₂)第二副边绕组(N_S2)的同名端，第二变压器(T₂)第二副边绕组(N_S2)的非同名端分别连于第三二极管(D₃)的阳极和第四二极管(D₄)的阴极，输出滤波电感(L_o)的一端分别连于第一二极管(D₁)的阴极和第三二极管(D₃)的阴极，输出滤波电感(L_o)的另一端分别连于输出滤波电容(C_o)的一端和负载(R_o)的一端，负载(R_o)的另一端分别连于输出滤波电容(C_o)的另一端、第二二极管(D₂)的阳极和第四二极管(D₄)的阳极；

所述第一变压器(T₁)第一原边绕组(N_S1)所对应的激磁电感同时用作滤波电感；

所述第二变压器(T₂)第二原边绕组(N_S2)所对应的激磁电感同时用作滤波电感。

2.一种基于权利要求1所述的全桥三端口直流变换器的控制方法，其特征在于：

第一开关管(S₁)和第二开关管(S₂)互补导通，第三开关管(S₃)和第四开关管(S₄)互补导通，第一开关管(S₁)和第三开关管(S₃)的占空比大小相等，第二开关管(S₂)和第四开关管(S₄)的占空比大小相等，第一开关管(S₁)的开通时刻超前于第三开关管(S₃)的开通时刻，第二开关管(S₂)的开通时刻超前于第四开关管(S₄)的开通时刻，通过调节第一开关管(S₁)、第二开关管(S₂)、第三开关管(S₃)和第四开关管(S₄)的占空比控制蓄电池(U_b)的充放电功率，通过调节第一开关管(S₁)和第三开关管(S₃)开通时刻之间的差值控制负载(R_o)的功率，也即通过控制第一开关管(S₁)和第三开关管(S₃)的移相角控制负载(R_o)的功率。