CN112003473B - 级联式混合三电平Buck-Boost变换器 - Google Patents

级联式混合三电平Buck-Boost变换器 Download PDF

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Abstract

本发明涉及级联式混合三电平Buck‑Boost变换器，属于电力电子的技术领域，其包括第一功率开关管S1，第二功率开关管S2，第三功率开关管S3，第四功率开关管S4，第五功率开关管S5，第六功率开关管S6，第一升压电感L1，第二升压电感L2，升压电容C，飞跨电容Cf，输入电容Ci，输出电容CO，输入端口Vi，输出端口VO。本发明具有结构简单、成本低、低输入电流纹波、低开关管电压应力、高增益、能量双向流动的效果。

Description

级联式混合三电平Buck-Boost变换器
技术领域
本发明涉及级联式混合三电平Buck-Boost变换器，属于电力电子的技术领域。
背景技术
微电网储能模块中的储能介质通常通过双向DC/DC变换器接入直流母线，进而实现直流母线侧和储能介质侧能量的双向流动。由于超级电容或蓄电池的输出电压远低于直流母线电压，因此需要一个电压增益比较高的直流变换器将超级电容或蓄电池的输出电压进行升高。目前使用最多的是利用变压器或耦合电感实现高升压比，保证系统正常运行。但是，变压器或耦合电感存在体积大、成本高、效率低等一系列问题，例如，当升压比很高时变压器原副边耦合度低，这就必然导致个整体效率的降低。对于非隔离型变换器，为了满足高增益升压要求，传统Buck-Boost变换器需工作在接近于1的大占空比状态。但是，Buck-Boost变换器电路中元器件寄生电阻的存在，限制了它的升压增益；同时，当Buck-Boost变换器工作在接近于1的大占空比状态时，Buck-Boost变换器的效率较低。此外，Buck-Boost变换器的开关管电压应力钳位在输出电压，在高输出电压应用场合，需要选取高电压等级的开关管，从而增加了变换器电路成本和开关管的导通损耗，降低了变换器的效率。因此非隔离型高升压比双向DC/DC变换器受到越来越多的关注并迅速发展。
发明内容
本发明目的在于提供一种结构简单、成本低、低输入电流纹波、低开关管电压应力、高增益、能量双向流动的非隔离型大功率高增益双向DC/DC变换器。
为了实现上述目的，本发明采用的技术方案是：
级联式混合三电平Buck-Boost变换器，包括第一功率开关管S1，第二功率开关管S2，第三功率开关管S3，第四功率开关管S4，第五功率开关管S5，第六功率开关管S6，第一升压电感L1，第二升压电感L2，升压电容C，飞跨电容Cf，输入电容Ci，输出电容CO，输入端口Vi，输出端口VO；
所述输入端口Vi的正极分别与第一功率开关管S1的漏极、第六功率开关管S6的漏极、输入电容Ci的一端相连；所述第六功率开关管S6的源极分别与第五功率开关管S5的漏极、飞跨电容Cf的一端相连；所述第五功率开关管S5的源极分别与第二升压电感L2的一端、第四功率开关管S4的漏极相连；所述第一升压电感L1的另一端分别与输入端口Vi的负极、输入电容Ci的另一端，升压电容C的一端相连；所述第二功率开关管S2的源极分别与第二升压电感L2的另一端、升压电容C的另一端相连；所述第四功率开关管S4的漏极分别与第五功率开关管S5的源极、第二升压电感L2的一端相连；所述第四功率开关管S4的源极分别与第三功率开关管S3的漏极、飞跨电容Cf的另一端相连。
本发明技术方案的进一步改进在于：第一功率开关管S1的源极分别与第二功率开关管S2的漏极、第一升压电感L1的一端相连。
本发明技术方案的进一步改进在于：第三功率开关管S3的源极分别与输出电容CO的一端、输出端口VO的负极相连。
本发明技术方案的进一步改进在于：升压电容C的另一端分别与第二功率开关管S2的源极、第二升压电感L2、输出电容CO的另一端、输出端口VO的正极相连。
本发明技术方案的进一步改进在于：具有能量由端口Vi流向端口VO时的正向模式和能量由端口VO流向端口Vi时的反向模式两种模式。
由于采用了上述技术方案，本发明取得的技术效果有：
本发明该拓扑与传统半桥Buck-Boost级联变换器相比，复用了输入电压源，同时为两级Buck-Boost电路提供能量，具有更大的电压增益。而且单方向既可降压也可以升压，可灵活适用于直流变换场合。
本发明采用三电平结构，降低了功率开关管的电压应力，可以选取低电压等级的功率开关器件，降低电路成本的同时降低开关的通断损耗，提升变换器效率，使变换器可以应用在高电压、中大功率的直流变换场合。
附图说明
图1是本发明的拓扑结构图；
图2本发明正向模式的拓扑结构图；
图3本发明反向模式的拓扑结构图；
图4是本发明正向模式下且占空比D>0.38时功率开关管的驱动波形；
图5是本发明反向模式下且占空比(1-D)<0.38时功率开关管的驱动波形；
图6是本发明正向模式下各开关模态的等效电路图；
图7是本发明反向模式下各开关模态的等效电路图；
图8是本发明正向升压模式下各器件主要波形；
图9是本发明输入端口电压Vi的正向模式下且占空比D为0.75时的仿真波形；
图10是本发明输出端口电压VO的正向模式下且占空比D为0.75时的仿真波形；
图11是本发明升压电容C的电压VC的正向模式下且占空比D为0.75时的仿真波形；
图12是本发明飞跨电容电压VCf的正向模式下且占空比D为0.75时的仿真波形；
图13为本发明输出端口电压VO的反向模式下且占空比D为0.73时的仿真波形；
图14为本发明输入端口电压Vi的反向模式下且占空比D为0.73时的仿真波形；
图15为本发明升压电容C的电压VC的反向模式下且占空比D为0.73时的仿真波形；
图16是为本发明飞跨电容电压VCf的反向模式下且占空比D为0.73时的仿真波形；
图17是本发明不同占空D下的电压增益曲线。
具体实施方式
下面结合附图及具体实施例对本发明做进一步详细说明：
本发明公开了级联式混合三电平Buck-Boost变换器，包括第一功率开关管S1，第二功率开关管S2，第三功率开关管S3，第四功率开关管S4，第五功率开关管S5，第六功率开关管S6，第一升压电感L1，第二升压电感L2，升压电容C，飞跨电容Cf，输入电容Ci，输出电容CO，输入端口Vi，输出端口VO。
所述变换器的连接方式如图1所示：
输入端口Vi的正极分别与第一功率开关管S1的漏极、第六功率开关管S6的漏极、输入电容Ci的一端相连；第一功率开关管S1的源极分别与第二功率开关管S2的漏极、第一升压电感L1的一端相连；第六功率开关管S6的源极分别与第五功率开关管S5的漏极、飞跨电容Cf的一端相连；第五功率开关管S5的源极分别与第二升压电感L2的一端、第四功率开关管S4的漏极相连；第一升压电感L1的另一端分别与输入端口Vi的负极、输入电容Ci的另一端，升压电容C的一端相连；第二功率开关管S2的源极分别与第二升压电感L2的另一端、升压电容C的另一端相连；第四功率开关管S4的漏极分别与第五功率开关管S5的源极、第二升压电感L2的一端相连；第四功率开关管S4的源极分别与第三功率开关管S3的漏极、飞跨电容Cf的另一端相连；第三功率开关管S3的源极分别与输出电容CO的一端、输出端口VO的负极相连；升压电容C的另一端分别与第二功率开关管S2的源极、第二升压电感L2、输出电容CO的另一端、输出端口VO的正极相连。
变换器的控制方法：
能量由端口Vi流向端口VO时为正向模式，能量由端口VO流向端口Vi时为反向模式，第一功率开关管S1的导通占空比为D。
正向模式下，第一功率开关管S1与第五功率开关管S5的驱动信号相同，第二功率开关管S2与第四功率开关管S4的驱动信号相同，第一功率开关管S1与第二功率开关管S2的驱动信号互补，第一功率开关管S1与第六功率开关管S6的驱动信号相位相差180°，第二功率开关管S2与第三功率开关管S3的驱动信号相位相差180°，此时D>0.38，电路工作在升压模式，正向电压增益为Gforward＝VO/Vi＝D/(1-D)2。
反向模式下，第一功率开关管S1与第五功率开关管S5的驱动信号相同，第二功率开关管S2与第四功率开关管S4的驱动信号相同，第一功率开关管S1与第二功率开关管S2的驱动信号互补，第一功率开关管S1与第六功率开关管S6的驱动信号相位相差180°，第二功率开关管S2与第三功率开关管S3的驱动信号相位相差180°，此时1-D<0.38，电路工作在降压模式，反向电压增益为Greverse＝Vi/VO＝(1-D)2/D。
本发明变换器在正反向模式下分为升压模式和降压模式两种情况：
如图6所示：
A1、在正向升降压模式下，变换器工作在以下四种模态：
A1-1)功率开关管S1，S5，S6同时导通模态，如图6(a)所示；
A1-2)功率开关管S1，S3，S5同时导通模态，如图6(b)所示；
A1-3)功率开关管S1，S5，S6同时导通模态，如图6(c)所示；
A1-4)功率开关管S2，S4，S6同时导通模态，如图6(d)所示；
如图7所示：
A2、在反向升降压模式下，变换器工作在以下四种模态：
A2-1)功率开关管S2，S4同时导通模态，如图7(a)所示；
A2-2)功率开关管S2，S4同时导通模态，如图7(b)所示；
A2-3)功率开关管S2，S4同时导通模态，如图7(c)所示；
A2-4)功率开关管S1，S3同时导通模态，如图7(d)所示。
对本发明正向升压模式和反向降压模式两种情况下进行详细分析，进一步推导本发明变换器的输出与输入电压变比。
在正向升压模式时，开关管S1，S5，S6为主开关管，第一功率开关管S1与第五功率开关管S5的驱动信号相同，第二功率开关管S2与第四功率开关管S4的驱动信号相同，第一功率开关管S1与第二功率开关管S2的驱动信号互补，第一功率开关管S1与第六功率开关管S6的驱动信号相位相差180°，第二功率开关管S2与第三功率开关管S3的驱动信号相位相差180°，其驱动信号波形如图4所示。在不同时段内各电感的端电压如表1所示：
表1正向升压模式不同时段内各电感的端电压
根据伏秒平衡，L1，L2在整个周期内有如下关系：
由公式(1)(2)(3)得：
在反向降压模式时，开关管S2，S3，S4为主开关管，第一功率开关管S1与第五功率开关管S5的驱动信号相同，第二功率开关管S2与第四功率开关管S4的驱动信号相同，第一功率开关管S1与第二功率开关管S2的驱动信号互补，第一功率开关管S1与第六功率开关管S6的驱动信号相位相差180°，第二功率开关管S2与第三功率开关管S3的驱动信号相位相差180°，其驱动信号波形如图5所示。在不同时段内各电感的端电压如表2所示：
表2反向降压模式不同时段内各电感的端电压
根据伏秒平衡，L1，L2在整个周期内有如下关系：
由公式(7)(8)得：
本发明的实施例中，正向升压模式下，输入端口Vi施加100V的电压源，输出端口VO获得1200V的电压，开关频率为50kHz，图9、图10、图11和图12是占空比为0.75情况下的仿真波形，可得到12倍升压增益，体现了高增益特性；反向降压模式下，输出端口VO施加1000V的电压源，输入端口Vi获得100V的电压，可得到10倍降压增益，也体现了高增益特性，开关频率为50kHz，对应图13、图14、图15和图16占空比为0.73情况下的仿真波形。
仿真实验结果与理论分析完全一致，说明了本发明的高增益级联Buck-Boost变换器及其控制方案的可行性和有效性。本发明的非隔离型高增益双向DC/DC变换器既有较高的升压变比，又能使能量双向流动，而且单向既可以升压，又可以降压，功率开关器件承受的电压应力较小，是一种性能优越的DC/DC变换器。
本发明把两级Buck-Boost巧妙地组合在一起，突出特点为：输入电压源与升压电容C同时为第二升压电感L2充电储能，且升压电容C串联在输入端与输出端中间，使输入与输出不共地。采用三电平技术，减小了功率开关管的电压应力。提出的拓扑结构可以实现高增益，其正向电压增益为Gforward＝VO/Vi＝D/(1-D)2；反向电压增益Greverse＝Vi/VO＝(1-D)2/D，功率开关器件承受的电压应力如表3所示，功率开关管S3、S4、S5、S6承受较低的电压应力。本发明电压增益与占空比D的关系如图17所示。
表3功率开关器件承受电压应力
本具体实施方式的实施例均为本发明的较佳实施例，并非依此限制本发明的保护范围，故：凡依本发明的结构、形状、原理等所做的等效变化，均应涵盖于本发明的保护范围之内。

Claims (2)

1.级联式混合三电平Buck-Boost变换器，其特征在于：包括第一功率开关管S1，第二功率开关管S2，第三功率开关管S3，第四功率开关管S4，第五功率开关管S5，第六功率开关管S6，第一升压电感L1，第二升压电感L2，升压电容C，飞跨电容Cf，输入电容Ci，输出电容CO，输入端口Vi，输出端口VO；
所述输入端口Vi的正极分别与第一功率开关管S1的漏极、第六功率开关管S6的漏极、输入电容Ci的一端相连；所述第六功率开关管S6的源极分别与第五功率开关管S5的漏极、飞跨电容Cf的一端相连；所述第五功率开关管S5的源极分别与第二升压电感L2的一端、第四功率开关管S4的漏极相连；所述第一升压电感L1的另一端分别与输入端口Vi的负极、输入电容Ci的另一端，升压电容C的一端相连；所述第二功率开关管S2的源极分别与第二升压电感L2的另一端、升压电容C的另一端相连；所述第四功率开关管S4的漏极分别与第五功率开关管S5的源极、第二升压电感L2的一端相连；所述第四功率开关管S4的源极分别与第三功率开关管S3的漏极、飞跨电容Cf的另一端相连；
所述第一功率开关管S1的源极分别与第二功率开关管S2的漏极、第一升压电感L1的一端相连；
所述第三功率开关管S3的源极分别与输出电容CO的一端、输出端口VO的负极相连；
所述升压电容C的另一端分别与第二功率开关管S2的源极、第二升压电感L2、输出电容CO的另一端、输出端口VO的正极相连。
2.根据权利要求1所述的级联式混合三电平Buck-Boost变换器，其特征在于：具有能量由端口Vi流向端口VO时的正向模式和能量由端口VO流向端口Vi时的反向模式两种模式。
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