CN114172366B - 直流转换器及电子设备 - Google Patents

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Abstract

本申请实施例提供了一种直流转换器及电子设备，其中直流转换器包括：功率控制模块、脉宽调变控制模块及分压采样模块，功率控制模块包括：第一飞跨电容、第二飞跨电容、输出电容及电感、第一开关模块、第二开关模块、第三开关模块、第四开关模块、第五开关模块、第六开关模块、电源输入端及电源输出端；脉宽调变控制模块的第一端及第二端分别与电源输入端、分压采样模块的第一端连接，分压采样模块的第二端与电源输出端连接。通过所提供的直流转换器及电子设备，充分利用低压器件的性能优势，以简单控制方式实现双模切换，保证可靠性，还能够完全覆盖锂离子电池电压变化范围，并显著减小电感的等效电流，提高转化器高功率下的效率。

Description

直流转换器及电子设备
技术领域
本申请涉及直流转换器技术领域，尤其涉及一种直流转换器及电子设备。
背景技术
近年来，随着便携式电子设备需求的增长，锂离子电池被广泛应用于集成系统供电。锂离子电池的输出电压可以从4.25V降至2.5V，需要一个宽输入范围降压直流(DC-DC)变换器为负载模块提供稳定的1.8V电源。随着便携电子设备的功能和性能的不断提高，对供电功率水平和供电时长提出更高要求，这使得变换器有更高的功率转换效率要求。此外，考虑到便携需求，要求变换器具有高的功率密度，限制了功率元件的尺寸，使得功率级设计在这些应用中更具挑战性。
在高功率密度的要求下，需要使用小体积大直流电阻的电感；高功率输出的要求下，流经开关和电感的电流将变大。这使得变换器保持高效率工作面临非常大的挑战。在这种条件下，电感的直流电阻造成损耗是最主要的损耗，需要在保证高输出功率的情况下，减小流经电感的有效电流值。最传统的BUCK结构显然不能应对这个挑战。现有采用双通路技术，其变压范围严重受限，不能覆盖锂离子电池电压变化范围。
发明内容
为了解决上述技术问题，本申请实施例提供了一种直流转换器及电子设备。
第一方面，本申请实施例提供了一种直流转换器，所述直流转换器包括：
功率控制模块、脉宽调变控制模块及分压采样模块，所述功率控制模块包括：第一飞跨电容、第二飞跨电容、输出电容及电感、第一开关模块、第二开关模块、第三开关模块、第四开关模块、第五开关模块、第六开关模块、电源输入端及电源输出端；
所述第一开关模块的第一端、所述第一飞跨电容的第一端及所述电感的第一端连接于第一结点；所述第一飞跨电容的第二端、所述第二开关模块的第一端及所述第三开关模块的第一端连接于第二结点；所述电感的第二端、所述第三开关模块的第二端、所述第四开关模块的第一端及所述第二飞跨电容的第一端连接于第三结点；所述第二飞跨电容的第二端、第五开关模块的第一端及第六开关模块的第一端连接于第四结点；所述第四开关模块的第二端、第六开关模块的第二端、所述输出电容的第一端、所述电源输出端连接于第五结点；所述电源输入端与所述第一开关模块的第二端连接；所述第二开关模块的第二端、第五开关模块的第二端及所述输出电容的第二端分别接地；
所述脉宽调变控制模块的第一端分别与所述第一开关模块、所述第二开关模块、所述第三开关模块、所述第四开关模块、所述第五开关模块、所述第六开关模块连接；
所述脉宽调变控制模块的第二端分别与所述分压采样模块的第一端连接，所述分压采样模块的第二端与所述电源输出端连接。
第二方面，本申请实施例提供了一种电子设备，所述电子设备包括第一方面所提供的直流转换器。
上述本申请提供的直流转换器及电子设备，可以全部采用耐压为VOUT的低压器件实现，充分利用低压器件的性能优势，以简单控制方式实现双模切换，保证可靠性，还能够完全覆盖锂离子电池电压变化范围，并显著减小电感的等效电流，提高转化器高功率下的效率。
附图说明
为了更清楚地说明本申请的技术方案，下面将对实施例中所需要使用的附图作简单地介绍，应当理解，以下附图仅示出了本申请的某些实施例，因此不应被看作是对本申请保护范围的限定。在各个附图中，类似的构成部分采用类似的编号。
图1示出了本申请实施例提供的直流转换器的一结构示意图；
图2示出了本申请实施例提供的功率控制模块120在第一运行状态时的连接关系示意图；
图3示出了本申请实施例提供的功率控制模块120在第二运行状态时的连接关系示意图；
图4示出了本申请实施例提供的功率控制模块120在第三运行状态时的连接关系示意图；
图5示出了本申请实施例提供的功率控制模块120在第四运行状态时的连接关系示意图；
图6示出了本申请实施例提供的功率控制模块120在第五运行状态时的连接关系示意图；
图7示出了本申请实施例提供的直流转换器的另一结构示意图；
图8示出了本申请实施例提供的直流转换器的效率与输入电压的验证结果示意图；
图9示出了本申请实施例提供的直流转换器的效率与变压比的验证结果示意图。
具体实施方式
下面将结合本申请实施例中附图，对本申请实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本申请一部分实施例，而不是全部的实施例。
通常在此处附图中描述和示出的本申请实施例的组件可以以各种不同的配置来布置和设计。因此，以下对在附图中提供的本申请的实施例的详细描述并非旨在限制要求保护的本申请的范围，而是仅仅表示本申请的选定实施例。基于本申请的实施例，本领域技术人员在没有做出创造性劳动的前提下所获得的所有其他实施例，都属于本申请保护的范围。
在下文中，可在本申请的各种实施例中使用的术语“包括”、“具有”及其同源词仅意在表示特定特征、数字、步骤、操作、元件、组件或前述项的组合，并且不应被理解为首先排除一个或更多个其它特征、数字、步骤、操作、元件、组件或前述项的组合的存在或增加一个或更多个特征、数字、步骤、操作、元件、组件或前述项的组合的可能性。
此外，术语“第一”、“第二”、“第三”等仅用于区分描述，而不能理解为指示或暗示相对重要性。
除非另有限定，否则在这里使用的所有术语(包括技术术语和科学术语)具有与本申请的各种实施例所属领域普通技术人员通常理解的含义相同的含义。所述术语(诸如在一般使用的词典中限定的术语)将被解释为具有与在相关技术领域中的语境含义相同的含义并且将不被解释为具有理想化的含义或过于正式的含义，除非在本申请的各种实施例中被清楚地限定。
实施例1
本公开实施例提供了一种直流转换器。
具体的，参见图1，直流转换器包括：功率控制模块120、脉宽调变控制模块10及分压采样模块130，所述功率控制模块120包括：第一飞跨电容C1、第二飞跨电容C2、输出电容COUT及电感L、第一开关模块K1、第二开关模块K2、第三开关模块K3、第四开关模块K4、第五开关模块K5、第六开关模块K6、电源输入端VIN及电源输出端VOUT；
所述第一开关模块K1的第一端、所述第一飞跨电容C1的第一端及所述电感L的第一端连接于第一结点VT1；所述第一飞跨电容C1的第二端、所述第二开关模块K2的第一端及所述第三开关模块K3的第一端连接于第二结点VB1；所述电感L的第二端、所述第三开关模块K3的第二端、所述第四开关模块K4的第一端及所述第二飞跨电容C2的第一端连接于第三结点VT2；所述第二飞跨电容C2的第二端、第五开关模块K5的第一端及第六开关模块K6的第一端连接于第四结点VB2；所述第四开关模块K4的第二端、第六开关模块K6的第二端、所述输出电容COUT的第一端、所述电源输出端VOUT连接于第五结点A；所述电源输入端VIN与所述第一开关模块K1的第二端连接；所述第二开关模块K2的第二端、第五开关模块K5的第二端及所述输出电容COUT的第二端分别接地；
所述脉宽调变控制模块10的第一端分别与所述第一开关模块K1、所述第二开关模块K2、所述第三开关模块K3、所述第四开关模块K4、所述第五开关模块K5、所述第六开关模块K6连接；
所述脉宽调变控制模块10的第二端与所述分压采样模块130的第一端连接，所述分压采样模块130的第二端与所述电源输出端VOUT连接。
需要说明的是，电源输入端VIN用于与锂电池连接，通过锂电池提供需要进行电压转换的电压，经过降压处理后得到的电压从电源输出端VOUT输出。
在本实施例中，通过图1所示的开关电容-电感混合结构，可以缓解开关耐压问题，可以充分利用低压器件的性能优势，提高变换器的功率转换效率。利用飞跨电容与电感串联，能够通过减小电感两端电压差，减小流经电感的电流波纹；飞跨电容与电感并联，能够减小电感的直流电流。充分利用同等体积下，电容串联电阻远小于电感的直流电阻，显著减小电感直流电阻造成的损耗。
下面结合图1至图6对直流转换器的工作过程进行说明。
本实施例的直流转换器为具有低导通损耗特性的双模三路径直流-直流转换器。图2至图3为直流转换器的功率控制模块在第一运行模式下的第一运行状态及第二运行状态的连接关系，图4至图6为直流转换器的功率控制模块在第二运行模式下的第三运行状态、第四运行状态、第五运行状态的连接关系。功率控制模块主要由第一飞跨电容C1、第二飞跨电容C2、输出电容COUT、电感L构成，可以实现1/3降压比。
补充说明的是，基于电感-电压的伏秒平衡，直流转换器的变压比限制来自于电感L在充电和放电阶段的电压差异。参见图1所示的直流转换器的拓扑结构，为了从理论上扩展变压比范围，使用第一飞跨电容C1及第二飞跨电容C2将电感L在放电阶段的电压差从现有技术中的(VIN-2VOUT)增加到(VIN-3VOUT)。本实施例中的直流转换器的变压比可以完全覆盖，锂离子电池4.25V降至2.5V的输入，稳定输出1.8V电压。在保证覆盖整个电压范围的基础上，为了能够在电池电压的大部分时间保证更高的效率，图1所示结构可以工作在图4、图5及图6所示的第二运行模式。
在本实施例中，在所述电源输入端的电压小于预设电压阈值时，启动第一运行模式，依次进入第一运行状态及第二运行状态。请参阅图2，图2所示为功率控制模块120在第一运行状态时的连接关系示意图，第一运行状态的持续时间为第一运行周期，第一运行周期与述直流转换器的预设工作周期相等。在所述第一运行状态时，在第一运行周期内，导通所述第一开关模块K1、所述第三开关模块K3、所述第四开关模块K4、所述第五开关模块K5，断开所述第二开关模块K2及所述第六开关模块K6。
请参阅图3，图3所示为功率控制模块120在第二运行状态时的连接关系示意图，第二运行状态的持续时间为第二运行周期，第二运行周期与述直流转换器的预设工作周期相等。在所述第二运行状态时，在第二运行周期内，导通所述第二开关模块K2及所述第六开关模块K6，断开所述第一开关模块K1、所述第三开关模块K3、所述第四开关模块K4、所述第五开关模块K5。
在本实施例中，预设电压阈值可以为基于功率控制模块的变压比确定的电压数值，例如，预设电压阈值可以为2.7V。
在本实施例中，在所述电源输入端的电压大于等于预设电压阈值时，启动第二运行模式，依次进入第三运行状态、第四运行状态及第五运行状态。
请参阅图4，图4所示为功率控制模块120在第三运行状态时的连接关系示意图，第三运行状态的持续时间为第三运行周期，第三运行周期与述直流转换器的预设工作周期的一半相等。在所述第三运行状态时，在第三运行周期内，导通所述第一开关模块K1、所述第三开关模块K3、所述第四开关模块K4、所述第五开关模块K5，断开所述第二开关模块K2及所述第六开关模块K6。
请参阅图5，图5所示为功率控制模块120在第四运行状态时的连接关系示意图，第四运行状态的持续时间为第四运行周期，第四运行周期与述直流转换器的预设工作周期的一半相等。在所述第四运行状态时，在第四运行周期内，导通所述第二开关模块K2、所述第四开关模块K4及所述第五开关模块K5，断开所述第一开关模块K1、所述第三开关模块K3及所述第六开关模块K6。
请参阅图6，图6所示为功率控制模块120在第五运行状态时的连接关系示意图，第五运行状态的持续时间为第五运行周期，第五运行周期与述直流转换器的预设工作周期相等。在所述第五运行状态时，在第五运行周期内，导通所述第二开关模块K2及所述第六开关模块K6，断开所述第一开关模块K1、所述第三开关模块K3、所述第四开关模块K4及所述第五开关模块K5，其中，所述第三运行周期和所述第四运行周期分别与所述直流转换器的预设工作周期的一半相等，所述第五运行周期与所述直流转换器的预设工作周期相等。
在本实施例的第一运行模式及第二运行模式中，除了所述第三开关模块K3外，第一开关模块K1、第二开关模块K2、第四开关模块K4、第五开关模块K5、第六开关模块K6只需承受VOUT的电压，第三开关模块K3在关断状态下需要承受2VOUT的电压。通过堆叠晶体管方案，可以只用耐压为VOUT器件实现第三开关模块K3，减少开关导通损耗，消除高压开关控制的需要。
在图2至图3所示的第一运行模式中，基于电感-电压的伏秒平衡，可以得到变压比表达式为以下公式1：
公式1：0＜D＜1变压比范围为/>到1。第一飞跨电容C1和第二飞跨电容C2的稳态电容电压分别为(VIN-VOUT)和VOUT。同时，利用能量守恒可以得到电感直流电流IL,DC＝MIOUT。其中，M表示变压比，D是时钟控制信号的占空比，T是直流转换器的工作周期，图2中的DT即直流转换器处于第一运行状态的第一工作时间，在第一运行状态，电感L充电；(1-D)T即直流转换器处于第二运行状态的第二工作时间，在第二运行状态，电感L放电。VIN表示电源输入电压、VOUT表示电源输出电压。基于电感的伏秒平衡，可以得到以下公式2：
公式2：DT(VIN-VOUT)+(1-D)T(VIN-3VOUT)＝0；
由公式2可以推导出公式1，从而可知，在第一运行模式的变压比范围为至1。
在图4、图5、图6所示的第二运行模式中，基于电感-电压的伏秒平衡，可以得到变压比表达式为以下公式3：
公式3：0＜D＜1，变压比范围为/>到/>在图4所示的第三运行状态时，第一飞跨电容C1和第二飞跨电容C2的稳态电容电压分别为(VIN-VOUT)和VOUT，可以保证第一运行模式及第二运行模式之间的顺利切换。图4中的DT/2即为直流转换器处于第三运行状态的工作时间，在第三运行状态，电感L充电。图5中DT/2即为直流转换器处于第四运行状态的工作时间，在第四运行状态，电感L充放电状态取决于电源电压，电源电压过于3.6V电感L充电，低于3.6V则电感L放电，第三运行状态和第四运行状态的工作时间相等；(1-D)T即为直流转换器处于第五运行状态的工作时间，在第五运行状态电感L放电。基于电感的伏秒平衡，可以得到以下公式4：
公式4：
由公式4可以推导出公式3，从而可知，在第二运行模式的变压比范围为至/>在第二运行模式下，电流的分布更加的均匀，相比于第一运行模式，第二运行模式具有更高的效率。第二运行模式覆盖的变压比范围正是锂离子电池主要的电压工作范围。当锂离子电池的供电电压低于2.7V后，切换为第一运行模式进行工作，当锂离子电池的供电电压大于或等于2.7V后，切换为第二运行模式进行工作。
这样，本实施例提供的直流转换器，利用第一飞跨电容C1、第二飞跨电容C2、与电感L之间的串并联连接关系，在保证减小电感电流直流损耗的前提下，拓宽变压范围，保证转化器的高效传输，可以在锂电池电压变化范围内根据电池输出的不同的电池电压切换不同的工作模式，保证在这整个范围内的高效率转化。在高功率密度，高功率输出下，显著减小了电感的直流电流，进而减小了电感直流电阻的损耗，保证了直流转化器的效率。
下面对第一开关模块K1、第二开关模块K2、第三开关模块K3、第四开关模块K4、第五开关模块K5、第六开关模块K6的结构进行说明。
请参阅图1及图7，所述第一开关模块K1包括：第一功率开关管S1、第一浮动电平移位及驱动缓冲子模块181；
所述第一功率开关管S1的源极和漏极分别为所述第一开关模块K1的第一端及第二端，所述第一功率开关管S1的栅极与所述第一浮动电平移位及驱动缓冲子模块181连接。
所述第二开关模块K2包括：第二功率开关管S2及第一驱动缓冲器191；
所述第二功率开关管S2的漏极与源极分别为所述第二开关模块K2的第一端及第二端，所述第二功率开关管S2的栅极与所述第一驱动缓冲器191连接。
所述第三开关模块K3包括：第一堆叠功率开关管S3a、第二堆叠功率开关管S3b及堆叠开关驱动子模块160；
所述第一堆叠功率开关管S3a的源极为所述第三开关模块K3的第一端，所述第一堆叠功率开关管S3a的漏极与所述第二堆叠功率开关管S3b的源极连接，所述第二堆叠功率开关管S3b的漏极为所述第三开关模块K3的第二端，所述第一堆叠功率开关管S3a的栅极与所述第二堆叠功率开关管S3b的栅极分别与所述堆叠开关驱动子模块160连接。
所述第四开关模块K4包括：第四功率开关管S4及电平位移及驱动缓冲子模块170；
所述第四功率开关管S4的漏极及源极分别为所述第四开关模块K4的第一端及第二端，所述电平位移及驱动缓冲子模块170的第一输出端及第二输出端分别与所述第五功率开关管S4的栅极及源极连接；
所述第五开关模块K5包括：第五功率开关管S5及第二驱动缓冲器192；
所述第五功率开关管S5的漏极及源极分别为所述第五开关模块K5的第一端及第二端，第五功率开关管S5的栅极与所述第二驱动缓冲器192连接。
所述第六开关模块K6包括：第六功率开关管S6及第二浮动电平移位及驱动缓冲子模块182；
所述第六功率开关管S6的源极及漏极分别为所述第六开关模块K6的第一端及第二端，所述第六功率开关管S6的栅极与所述第二浮动电平移位及驱动缓冲子模块182连接。
在本实施例中，所述脉宽调变控制模块包括：误差放大器100、信号比较器110、三角波信号发生器140及非交叠时钟信号发生器；
所述误差放大器100的第一输入端及第二输入端分别与所述分压采样模块130及参考电压输入端连接；
所述信号比较器110的第一输入端及第二输入端分别与所述误差放大器100的输出端和所述三角波信号发生器140的输出端连接；
所述信号比较器110的输出端与所述非交叠时钟信号发生器150的输入端连接；
所述非交叠时钟信号发生器150的输出端分别与所述第一浮动电平移位及驱动缓冲子模块181、所述第一驱动缓冲器191、所述堆叠开关驱动子模块160、所述电平位移及驱动缓冲子模块170、所述第二驱动缓冲器192、所述第二浮动电平移位及驱动缓冲子模块182的信号输入端连接。
在本实施例中，所述分压采样模块130包括：第一分压电阻Rf1和第二分压电阻Rf2，所述第一分压电阻Rf1的第一端、第二分压电阻Rf2的第二端和所述误差放大器100的第一输入端连接于第六结点B，所述第一分压电阻Rf1的第二端与所述电源输出端VOUT连接，所述第二分压电阻Rf2的第二端接地。
结合图1中的相关描述，图7所示的直流转换器工作在第一运行模式时各功率开关管驱动信号电压及开关状态的情况汇总为表1：
表1、第一运行模式各功率开关管驱动信号电压及开关状态的情况表。
请再次参阅图7，在图7中的Φ1H、Φ2H表示两路信号，控制不同的功率开关管的导通或者关闭，以实现直流转换器能工作在第一运行状态及第二运行状态，Φ1H、Φ2H表示两路信号控制功率开关管导通或关闭的具体情况可以参阅表1，在此不做赘述。
结合图1中的相关描述，图7所示的直流转换器工作在第二运行模式时，各功率开关管驱动信号电压及开关状态的情况汇总为表2：
表2、第二运行模式各功率开关管驱动信号电压及开关状态的情况表。
下面结合图7对本实施例提供的直流转换器的工作在第一运行模式的工作过程进行举例说明。
本实施例图7所示的直流转换器在第一运行模式的第一运行状态时，第一功率开关管S1，第一堆叠功率开关管S3a和第二堆叠功率开关管S3b构成的堆叠开关，第四功率开关管S4和第五功率开关管S5导通，输入电压给电感L和第一飞跨电容C1充电，第二飞跨电容C2放电。第一飞跨电容C1在该第一运行状态下，被充电至VIN-VOUT，第二飞跨电容C2在该第一运行状态下，第二飞跨电容C2的上级板与电源输出端VOUT相连，第二飞跨电容C2的下级板连接至地，因此，第二飞跨电容C2上的电压为VOUT。这时电感L两端的电压差为VIN-VOUT。第一飞跨电容C1、第二飞跨电容C2的电流与电感L的电流并联流向电源输出端VOUT，显著减小了电感电流。
在第二运行状态，第二功率开关管S2，第六功率开关管S6导通，第一飞跨电容C1，第二飞跨电容C2与电感L串联。其中，第一飞跨电容C1放电，第二飞跨电容C2充电。在该第二运行状态下，电感L两端的电压差为VIN-3VOUT，使得电感L在放电阶段的电压差相比于现有技术显著提升，基于伏秒平衡原理，拓宽了电压转换范围。
此外，在电源输入电压VIN和负载变化的过程中，为了保证转换器输出端VOUT电压能始终保持在1.8V，需要负反馈环路进行实时的线性调节和负载调节。负反馈环路可以根据电源输入电压VIN和负载电流的变化及时的调整时钟信号。下面结合图7对环路调节过程进行详细说明。
为了得到对功率控制模块120进行控制的时钟信号，首先需要对转换器输出端的输出电压进行采样，并与参考电压进行比较，得到误差电压信号。然后对误差电压信号和三角波信号进行比较，得到该直流转换器的基准时钟信号。
为了避免短路，需要非交叠时钟发生器150产生不交叠的时钟信号。当直流转换器工作在第二运行模式时，还需要对基准时钟信号进行移位，得到三组非交叠时钟信号。其中，三组非交叠时钟信号是指将第三运行状态切换第四运行状态的第一时钟信号、将第四运行状态切换第五运行状态的第二时钟信号；将第五运行状态切换至第三运行状态的第三时钟信号，第一时钟信号、第二时钟信号和第三时钟信号为非交叠时钟信号。非交叠时钟信号的目的时在状态切换过程中产生死区，以避免开关同时导通造成电路短路。最后，将时钟信号与不同类型的电平移位器和缓冲器相结合，驱动不同的功率开关管，以保证直流转换器的正常工作。
当负载电流或者输入电压发生变化时，会直接影响到输出电压。进而从分压采样模块130采样到的电压信号会随输出电压的变化而变化，这种变化通过与参考电压进行误差比较，进而得到误差电压信息，根据误差电压信息控制改变时钟信号的占空比，通过负反馈的形式对功率控制模块进行调节。
以负载电流跃变为例，当负载电流从0.5A跃变到1A时，瞬态输出电荷只能由输出电容COUT提供，这会导致输出电压VOUT骤降。从分压采样模块130采样到的电压信号会变低，进而会使得信号误差电压Ve升高。升高的误差电压信号Ve在与三角波信号比较后，会产生更高占空比的基准时钟信号，进而会使更多的电荷注入电路中以补充输出电容COUT损失的电荷，使得输出电压VOUT能够恢复至设定输出电压1.8V。输入电压变化的调节方式与负载电流跃变的调节方式类似，在此不做赘述。
在本实施例中，根据功率开关管源端电压状态的不同，得到的时钟信号，需要经过不同类型的栅端驱动电路对功率开关管进行驱动。本实施例中的直流转换器需要三种不同类型的功率开关管的栅端驱动电路。第一种是功率开关管的源端直接连接到地，如第二功率开关S2、第五功率开关S5。驱动这第二功率开关S2、第五功率开关S5，只需要考虑第二功率开关S2、第五功率开关S5的栅端驱动电路的扇出能力，而不需要对时钟信号进行电平移位。时钟信号经过第一驱动缓冲器191对第二功率开关S2进行驱动、时钟信号经过第二驱动缓冲器192对第五功率开关S5进行驱动。
对于其他两类功率开关管，因其源端连接电压不为0，则还需要根据其源端电压变换情况对时钟信号进行电平移位。根据功率开关管的源端电压是否固定值，需要两种不同类型的电平移位电路。源端电压为固定值的功率开关管相较于非固定值的功率开关管更容易驱动。如第四功率开关S4的源端电压始终连接至输出端VOUT，因为输出电压为固定的输出电压VOUT。因此，需要将得到的时钟信号，通过电平移位电路叠加一个输出电压。进而，得到控制第四功率开关管S4开、关的电压分别为VDD+VOUT和VOUT。
而对于源端电压随着电路不同的工作状态而发生改变的功率开关管来说，此种功率开关管的驱动电路则需要构建一个浮动电压域，如第一功率开关管S1，由第一堆叠功率开关管S3a和第二堆叠功率开关管S3b构成的堆叠开关，第六功率开关管S6。在本实施例中，以第六功率开关管S6为例进行说明。
在第一运行模式下的第一运行状态时，第六功率开关管S6的源端电压为0，第二运行状态时，第六功率开关管S6的源端电压为输出电压VOUT。因此，控制第六功率开关管S6开、关的电压分别为VDD+VOUT和0。这需要建立一个能够跟随其源端电压变化的浮动电压域，进而可以满足在时钟信号为逻辑高时，能输出VDD+VOUT电压对其进行驱动。其中，对于由第一堆叠功率开关管S3a和第二堆叠功率开关管S3b构成的堆叠开关来说，其驱动原理与第六功率开关管S6的驱动原理一致。对于第一运行模式及第二运行模式下各功率开关管的驱动信号电压及开关状态的具体情况可以参见上文的表1及表2，在此不做赘述。
基于理论计算对电路的传导损耗进行建模分析，仿真结果如图8及图9所示，图8中横坐标表示输入电压，纵坐标表示转换效率，图9中横坐标表示变压比，纵坐标表示转换效率。结合图8及图9，负载电流为1A的情况下，第二运行模式的性能略优于第一运行模式的性能，但其不能完全覆盖锂离子电池电压的变化范围。因此，为了能够保证更高的效率输出并兼顾整个锂离子电池电压变化范围，则会当检测到电池电压低于2.7V时，进行模式切换，由第二运行模式切换至第一运行模式。两种不同模式下的开关驱动电压和开关状态由表1及表2给出。补充说明的是，切换模式的原因是，供电电压低于2.7V后，超出了第二运行模式的工作范围，第二运行模式不能正常工作，因此，需要切换至第一运行模式。供电电压高于2.7V后，处于第二运行模式的转换范围，直流转换器在第二运行模式下的工作效率高于第一运行模式。为了保证在整个电压输入范围的高效率工作，需要在2.7V处进行模式切换。
本实施例提供的直流转换器，可以全部采用耐压为VOUT的低压器件实现，充分利用低压器件的性能优势，以简单控制方式实现双模切换，保证可靠性，还能够完全覆盖锂离子电池电压变化范围，并显著减小电感的等效电流，提高转化器高功率下的效率。
实施例2
此外，本公开实施例提供了一种电子设备，该电子设备包括实施例1所提供的直流转换器。
在本实施例中提供的电子设备包括实施例1所提供的直流转换器，因此具有实施例1所提供的直流转换器相应的功能及有益效果，为避免重复，在此不做赘述。
以上所述，仅为本发明的具体实施方式，但本发明的保护范围并不局限于此，任何熟悉本技术领域的技术人员在本发明揭露的技术范围内，可轻易想到的变化或替换，都应涵盖在本发明的保护范围之内。因此，本发明的保护范围应以所述权利要求的保护范围为准。

Claims (10)

1.一种直流转换器，其特征在于，所述直流转换器包括：功率控制模块、脉宽调变控制模块及分压采样模块，所述功率控制模块包括：第一飞跨电容、第二飞跨电容、输出电容及电感、第一开关模块、第二开关模块、第三开关模块、第四开关模块、第五开关模块、第六开关模块、电源输入端及电源输出端；
所述第一开关模块的第一端、所述第一飞跨电容的第一端及所述电感的第一端连接于第一结点；所述第一飞跨电容的第二端、所述第二开关模块的第一端及所述第三开关模块的第一端连接于第二结点；所述电感的第二端、所述第三开关模块的第二端、所述第四开关模块的第一端及所述第二飞跨电容的第一端连接于第三结点；所述第二飞跨电容的第二端、第五开关模块的第一端及第六开关模块的第一端连接于第四结点；所述第四开关模块的第二端、第六开关模块的第二端、所述输出电容的第一端、所述电源输出端连接于第五结点；所述电源输入端与所述第一开关模块的第二端连接；所述第二开关模块的第二端、第五开关模块的第二端及所述输出电容的第二端分别接地；
所述脉宽调变控制模块的第一端分别与所述第一开关模块、所述第二开关模块、所述第三开关模块、所述第四开关模块、所述第五开关模块、所述第六开关模块连接；
所述脉宽调变控制模块的第二端与所述分压采样模块的第一端连接，所述分压采样模块的第二端与所述电源输出端连接。
2.根据权利要求1所述的直流转换器，其特征在于，在所述电源输入端的电压小于预设电压阈值时，启动第一运行模式，依次进入第一运行状态及第二运行状态，在所述第一运行状态时，在第一运行周期内，导通所述第一开关模块、所述第三开关模块、所述第四开关模块、所述第五开关模块，断开所述第二开关模块及所述第六开关模块；
在所述第二运行状态时，在第二运行周期内，导通所述第二开关模块及所述第六开关模块，断开所述第一开关模块、所述第三开关模块、所述第四开关模块、所述第五开关模块，其中所述第一运行周期、所述第二运行周期分别与所述直流转换器的预设工作周期相等。
3.根据权利要求2所述的直流转换器，其特征在于，在所述电源输入端的电压大于等于预设电压阈值时，启动第二运行模式，依次进入第三运行状态、第四运行状态和第五运行状态；
在所述第三运行状态时，在第三运行周期内，导通所述第一开关模块、所述第三开关模块、所述第四开关模块、所述第五开关模块，断开所述第二开关模块及所述第六开关模块；
在所述第四运行状态时，在第四运行周期内，导通所述第二开关模块、所述第四开关模块及所述第五开关模块，断开所述第一开关模块、所述第三开关模块及所述第六开关模块断开；
在所述第五运行状态时，在第五运行周期内，导通所述第二开关模块及所述第六开关模块，断开所述第一开关模块、所述第三开关模块、所述第四开关模块及所述第五开关模块，其中，所述第三运行周期和所述第四运行周期分别与所述直流转换器的预设工作周期的一半相等，所述第五运行周期与所述直流转换器的预设工作周期相等。
4.根据权利要求3所述的直流转换器，其特征在于，所述第一运行模式的变压比范围为至1，所述第二运行模式的变压比范围为/>至/>
5.根据权利要求1所述的直流转换器，其特征在于，所述第一开关模块包括：第一功率开关管、第一浮动电平移位及驱动缓冲子模块；
所述第一功率开关管的源极和漏极分别为所述第一开关模块的第一端及第二端，所述第一功率开关管的栅极与所述第一浮动电平移位及驱动缓冲子模块连接；
所述第二开关模块包括：第二功率开关管及第一驱动缓冲器；
所述第二功率开关管的漏极与源极分别为所述第二开关模块的第一端及第二端，所述第二功率开关管的栅极与所述第一驱动缓冲器连接。
6.根据权利要求5所述的直流转换器，其特征在于，所述第三开关模块包括：第一堆叠功率开关管、第二堆叠功率开关管及堆叠开关驱动子模块；
所述第一堆叠功率开关管的源极为所述第三开关模块的第一端，所述第一堆叠功率开关管的漏极与所述第二堆叠功率开关管的源极连接，所述第二堆叠功率开关管的漏极为所述第三开关模块的第二端，所述第一堆叠功率开关管的栅极与所述第二堆叠功率开关管的栅极分别与所述堆叠开关驱动子模块连接；
所述第四开关模块包括：第四功率开关管和电平位移及驱动缓冲子模块；
所述第四功率开关管的漏极及源极分别为所述第四开关模块的第一端及第二端，所述电平位移及驱动缓冲子模块的第一输出端及第二输出端分别与所述第四功率开关管的栅极及源极连接。
7.根据权利要求6所述的直流转换器，其特征在于，所述第五开关模块包括：第五功率开关管和第二驱动缓冲器；
所述第五功率开关管的漏极及源极分别为所述第五开关模块的第一端及第二端，第五功率开关管的栅极与所述第二驱动缓冲器连接；
所述第六开关模块包括：第六功率开关管及第二浮动电平移位及驱动缓冲子模块；
所述第六功率开关管的源极及漏极分别为所述第六开关模块的第一端及第二端，所述第六功率开关管的栅极与所述第二浮动电平移位及驱动缓冲子模块连接。
8.根据权利要求7所述的直流转换器，其特征在于，所述脉宽调变控制模块包括：误差放大器、信号比较器、三角波信号发生器及非交叠时钟信号发生器；
所述误差放大器的第一输入端及第二输入端分别与所述分压采样模块及参考电压输入端连接；
所述信号比较器的第一输入端及第二输入端分别与所述误差放大器的输出端和所述三角波信号发生器的输出端连接；
所述信号比较器的输出端与所述非交叠时钟信号发生器的输入端连接；
所述非交叠时钟信号发生器的输出端分别与所述第一浮动电平移位及驱动缓冲子模块、所述第一驱动缓冲器、所述堆叠开关驱动子模块、所述电平位移及驱动缓冲子模块、所述第二驱动缓冲器、所述第二浮动电平移位及驱动缓冲子模块的信号输入端连接。
9.根据权利要求8所述的直流转换器，其特征在于，所述分压采样模块包括：第一分压电阻和第二分压电阻，所述第一分压电阻的第一端、第二分压电阻的第二端和所述误差放大器的第一输入端连接于第六结点，所述第一分压电阻的第二端与所述电源输出端连接，所述第二分压电阻的第二端接地。
10.一种电子设备，其特征在于，包括权利要求1至9中任一项所述的直流转换器。
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