CN116169875B - 一种三绕组高电压变比的双向dc-dc变换器 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种三绕组高电压变比的双向DC‑DC变换器，所述三绕组双向变换器的电路拓扑结构主要包括：低压侧直流电源V_L，高压侧直流电源V_H，三个功率开关管S₁、S₂、S₃，第一功率电感L₁，一个三绕组耦合电感T，两个滤波电容C_L、C_H，三个储能电容C₁、C₂、C₃。本发明提出的一种三绕组高电压变比的双向DC‑DC变换器结构简单，元件数量少，相比于传统的能量单向流动的变换器，能够实现能量的双向流动，在功率正向传输时能够实现升压功能，在功率反向传输时能够实现降压功能。此外，通过调节功率开关管的占空比和耦合电感绕组间的匝数比能够实现高电压变比输出。

Description

一种三绕组高电压变比的双向DC-DC变换器

技术领域

本发明涉及电压变换技术领域，具体涉及一种三绕组高电压变比的双向DC-DC变换器。

背景技术

随着可再生能源发电技术和储能技术的不断发展，电力电子技术发挥着越来越重要的作用。双向DC-DC变换器能够实现能量的双向传输，能够确保电力在各种储能设备之间流动，在电动汽车、混合动力汽车、不间断电源、光伏发电系统等领域中广泛应用，已经成为电力电子领域的一个研究热点。

传统的Boost/Buck双向DC-DC变换器实现能量的双向传输。理论上，当功率开关管的占空比趋向于无穷时，传统的Boost/Buck双向DC-DC变换器可以获得较高的电压变比。然而，由于寄生电容、杂散电感、等效串联电阻等寄生元件的存在，传统的Boost/Buck双向DC-DC变换器在高电压变比场合下，需要功率开关管工作在极端占空比，大大降低了变换器的转换效率，也很难获得高电压变比。因此，传统的Boost/Buck双向DC-DC变换器不适用于高电压变比场合。

如何设计一种结构简单，能够实现高电压变比的双向DC-DC变换器，使新能源发电系统或储能装置能够实现能量的双向流动，且功率开关管工作在非极端占空比条件下能够实现高电压变比输出，是本领域技术人员亟需解决的关键问题。

发明内容

针对上述技术问题，本发明提供一种三绕组高电压变比的双向DC-DC变换器，所述三绕组双向DC-DC变换器结构简单，所需元件数量少，能够实现能量的双向传输，在能量正向传输时实现升压功能，在能量反向传输时实现降压功能，且能够调节耦合电感绕组间的匝数比进一步提高输出电压的变比，解决了传统的Boost/Buck双向DC-DC变换器只适用于小电压变比应用场合的问题，包括：低压侧直流电源V_L、高压侧直流电源V_H、第一功率开关管S₁、第二功率开关管S₂、第三功率开关管S₃、第一功率电感L₁、第一耦合电感T的一次绕组N₁、第一耦合电感T的二次绕组N₂、第一耦合电感T的三次绕组N₃、第一中间储能电容C₁、第二中间储能电容C₂、第三中间储能电容C₃、第四滤波电容C_L、第五滤波电容C_H；

所述低压侧直流电源V_L的正极与第四滤波电容C_L的第一端、第一功率电感L₁的第一端连接；

所述低压侧直流电源V_L的负极与第四滤波电容C_L的第二端、第一功率开关管S₁的第二端、第三中间储能电容C₃的第二端、第五滤波电容C_H的第二端、高压侧直流电源V_H的负极连接；

所述第一功率电感L₁的第二端与第一功率开关管S₁的第一端、第二功率开关管S₂的第二端、第一中间储能电容C₁的第二端连接；

所述第二功率开关管S₂的第一端与第一耦合电感T的一次绕组N₁的第一端连接；

所述第一耦合电感T的一次绕组N₁的第二端与第一耦合电感T的二次绕组N₂的第一端、第一耦合电感T的三次绕组N₃的第一端连接；

所述第一耦合电感T的二次绕组N₂的第二端与第二中间储能电容C₂的第二端、第三中间储能电容C₃的第一端连接；

所述第一耦合电感T的三次绕组N₃的第二端与第一中间储能电容C₁的第一端、第三功率开关管S₃的第二端连接；

所述第三功率开关管S₃的第一端与第二中间储能电容C₂的第一端、第五滤波电容C_H的第一端、高压侧直流电源V_H的正极连接。

从上述技术方案可以看出，本发明实施例具有以下效益：

与传统的电压变比单一的电力电子变换器相比，本发明的变换器能够实现能量的双向传输，既能够实现升压也能够实现降压功能。此外，与传统的Boost/Buck双向DC-DC变换器相比，本发明的变换器能够通过调节耦合电感绕组间的匝数比提升电压变比，有效解决了在高电压变比场合功率开关管需要工作在极端占空比的问题。

附图说明

为了更清楚地说明本发明实施例中的技术方案，下文对现有技术和实施例中所需要使用的附图作简单的介绍，下述附图仅仅是本发明的一些实施例，对于本领域普通技术人员来说，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。

图1为本发明一个实施例中提供的一种三绕组高电压变比的双向DC-DC变换器的电路结构及拓扑示意图；

图2为本发明一个实施例中提供的一种三绕组高电压变比的双向DC-DC变换器的等效电路结构及拓扑示意图；

图3为本发明一个实施例中提供的一种三绕组高电压变比的双向DC-DC变换器在能量正向传输时工作模式1的拓扑结构示意图；

图4为本发明一个实施例中提供的一种三绕组高电压变比的双向DC-DC变换器在能量正向传输时工作模式2的拓扑结构示意图；

图5为本发明一个实施例中提供的一种三绕组高电压变比的双向DC-DC变换器在能量反向传输时工作模式1的拓扑结构示意图；

图6为本发明一个实施例中提供的一种三绕组高电压变比的双向DC-DC变换器在能量反向传输时工作模式2的拓扑结构示意图；

图7为本发明一个实施例中提供的一种三绕组高电压变比的双向DC-DC变换器在能量正向传输时主要元件的工作波形图；

图8为本发明一个实施例中提供的一种三绕组高电压变比的双向DC-DC变换器在能量反向传输时主要元件的工作波形图。

其中：V_L为低压侧直流电源、V_H为高压侧直流电源、S₁为第一功率开关管、S₂为第二功率开关管、S₃为第三功率开关管、L₁为第一功率电感、L_m为第一耦合电感T的等效励磁电感、N₁为第一耦合电感T的一次绕组、N₂为第一耦合电感T的二次绕组、N₃为第一耦合电感T的三次绕组、C₁为第一中间储能电容、C₂为第二中间储能电容、C₃为第三中间储能电容、C_L为第四滤波电容、C_H为第五滤波电容、R_o为输出端负载。

具体实施方式

为使本发明实施例的目的、技术方案和优点更加清楚，下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整的描述，显然，所描述的实施例是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。

除非另有定义，本文所使用的所有的技术和科学术语与属于本申请的技术领域的技术人员通常理解的含义相同。本文中在本申请的说明书中所使用的术语只是为了描述具体的实施例的目的，不是旨在于限制本申请。

可以理解，本申请所使用的术语“第一”、“第二”等可在本文中用于描述各种元件，但这些元件不受这些术语限制。这些术语仅用于将第一个元件与另一个元件区分。

需要说明的是，当一个元件被认为是“连接”另一个元件时，它可以是直接连接到另一个元件，或者通过居中元件连接另一个元件。此外，以下实施例中的“连接”，如果被连接的对象之间具有电信号或数据的传递。则应理解为“电连接”、“通信连接”等。

在此使用时，单数形式的“一”、“一个”和“所述/该”也可以包括复数形式，除非上下文清楚指出另外的方式。还应当理解的是，术语“包括/包含”或“具有”等指定所陈述的特征、整体、步骤、操作、组件、部分或它们的组合的存在，但是不排除存在或添加一个或更多个其他特征、整体、步骤、操作、组件、部分或它们的组合的可能性。

在本发明提供的一个实施例中，如图1所示，提供了一种三绕组高电压变比的双向DC-DC变换器，包括：低压侧直流电源V_L、高压侧直流电源V_H、第一功率开关管S₁、第二功率开关管S₂、第三功率开关管S₃、第一功率电感L₁、第一耦合电感T的一次绕组N₁、第一耦合电感T的二次绕组N₂、第一耦合电感T的三次绕组N₃、第一中间储能电容C₁、第二中间储能电容C₂、第三中间储能电容C₃、第四滤波电容C_L、第五滤波电容C_H；

所述低压侧直流电源V_L的正极与第四滤波电容C_L的第一端、第一功率电感L₁的第一端连接；

所述低压侧直流电源V_L的负极与第四滤波电容C_L的第二端、第一功率开关管S₁的第二端、第三中间储能电容C₃的第二端、第五滤波电容C_H的第二端、高压侧直流电源V_H的负极连接；

所述第一功率电感L₁的第二端与第一功率开关管S₁的第一端、第二功率开关管S₂的第二端、第一中间储能电容C₁的第二端连接；

所述第二功率开关管S₂的第一端与第一耦合电感T的一次绕组N₁的第一端连接；

所述第一耦合电感T的一次绕组N₁的第二端与第一耦合电感T的二次绕组N₂的第一端、第一耦合电感T的三次绕组N₃的第一端连接；

所述第一耦合电感T的二次绕组N₂的第二端与第二中间储能电容C₂的第二端、第三中间储能电容C₃的第一端连接；

所述第一耦合电感T的三次绕组N₃的第二端与第一中间储能电容C₁的第一端、第三功率开关管S₃的第二端连接；

所述第三功率开关管S₃的第一端与第二中间储能电容C₂的第一端、第五滤波电容C_H的第一端、高压侧直流电源V_H的正极连接。

需要说明的是，本发明实施例中的一种三绕组高电压变比的双向DC-DC变换器根据功率开关管的导通和关断状态分为4个工作模式，具体请参照图3～图6。本发明实施例中的一种三绕组高电压变比的双向变换器的工作原理可以描述为：

能量正向传输时工作模式1的示意图如图3所示：

第一功率开关管S₁导通，第二功率开关管S₂、第三功率开关管S₃关断；低压侧直流输入电源V_L向第一功率电感L₁提供能量，第一功率电感L₁的电流增大；第三中间储能电容C₃向第一耦合电感T提供能量，励磁电感L_m的电流增大；第二中间储能电容C₂、第三中间储能电容C₃向高压侧负载R_o提供能量；当第二功率开关管S₂、第三功率开关管S₃导通、第一功率开关管S₁关断时，此工作模式结束。

在此工作模式下，所述第一功率电感L₁、第一耦合电感T的励磁电感L_m、第一中间储能电容C₁、第二中间储能电容C₂、第三中间储能电容C₃电压满足：

其中，V_L1表示第一功率电感L₁在此工作模式下两端的电压，V_Lm表示第一耦合电感T的励磁电感L_m在此工作模式下两端的电压，V_C1表示第一中间储能电容C₁两端的电压，V_C2表示第二中间储能电容C₂两端的电压，V_C3表示第三中间储能电容C₃两端的电压，V_L表示低压侧直流输入电压，V_H表示高压侧负载R_o两端的电压，n表示第一耦合电感T的三次绕组N₃与一次绕组N₁的匝数比，m表示第一耦合电感T的三次绕组N₃与一次绕组N₁的匝数比。

能量正向传输时工作模式2的示意图如图4所示：

第二功率开关管S₂、第三功率开关管S₃导通、第一功率开关管S₁关断；低压侧直流输入电源V_L、第一功率电感L₁提供能量、第一中间储能电容C₁向第二中间储能电容C₂、第三中间储能电容C₃、高压侧负载R_o提供能量，第一功率电感L₁的电流减小；第一耦合电感T向第二中间储能电容C₂、第三中间储能电容C₃提供能量，励磁电感L_m的电流减小；当第一功率开关管S₁导通，第二功率开关管S₂、第三功率开关管S₃关断时，此工作模式结束。

在此工作模式下，所述第一功率电感L₁、第一耦合电感T的励磁电感L_m、第一中间储能电容C₁、第二中间储能电容C₂、第三中间储能电容C₃的电压满足：

其中，V_L1表示第一功率电感L₁在此工作模式下两端的电压，V_Lm表示第一耦合电感T的励磁电感L_m在此工作模式下两端的电压，V_C1表示第一中间储能电容C₁两端的电压，V_C2表示第二中间储能电容C₂两端的电压，V_C3表示第三中间储能电容C₃两端的电压，V_L表示低压侧直流输入电压，n表示第一耦合电感T的三次绕组N₃与一次绕组N₁的匝数比，m表示第一耦合电感T的三次绕组N₃与一次绕组N₁的匝数比。

一种三绕组高电压变比的双向DC-DC变换器在能量正向传输时的电压变比分析：

设功率开关管的工作开关周期为T_s，第一功率开关管S₁的占空比为D_Boost，第二功率开关管S₂、第三功率开关管S₃的占空比均为(1-D_Boost)，即能量正向传输时，工作模式1持续时间为D_BoostT_s，工作模式2持续时间为(1-D_BoostT_s)。根据电感伏秒平衡特性，可得：

由此可得，本发明所述的一种三绕组高电压变比的双向DC-DC变换器在能量正向传输时的电压变比M_Boost为：

能量反向传输时工作模式1的示意图如图5所示：

第二功率开关管S₂、第三功率开关管S₃导通，第一功率开关管S₁关断；高压侧直流输入电源V_H、第二中间储能电容C₂、第三中间储能电容C₃向第一耦合电感T、第一中间储能电容C₁、第一功率电感L₁、低压侧负载R_o提供能量，励磁电感L_m、第一功率电感L₁的电流增加；当第一功率开关管S₁导通，第二功率开关管S₂、第三功率开关管S₃关断时，此工作模式结束。

在此工作模式下，所述第一功率电感L₁、第一耦合电感T的励磁电感L_m、第一中间储能电容C₁、第二中间储能电容C₂、第三中间储能电容C₃的电压满足：

其中，V_L1表示第一功率电感L₁在此工作模式下两端的电压，V_Lm表示第一耦合电感T的励磁电感L_m在此工作模式下两端的电压，V_C1表示第一中间储能电容C₁两端的电压，V_C2表示第二中间储能电容C₂两端的电压，V_C3表示第三中间储能电容C₃两端的电压，V_L表示低压侧负载R_o两端的电压，n表示第一耦合电感T的三次绕组N₃与一次绕组N₁的匝数比，m表示第一耦合电感T的三次绕组N₃与一次绕组N₁的匝数比。

能量反向传输时工作模式2的示意图如图6所示：

第一功率开关管S₁导通，第二功率开关管S₂、第三功率开关管S₃关断；高压侧直流输入电源V_H向第二中间储能电容C₂、第三中间储能电容C₃提供能量；第一中间储能电容C₁、第一耦合电感T向第三中间储能电容C₃提供能量，励磁电感L_m的电流减小；第一功率电感L₁向低压侧负载R_o提供能量，第一功率电感L₁的电流减小；当第二功率开关管S₂、第三功率开关管S₃导通，第一功率开关管S₁关断时，此工作模式结束。

在此工作模式下，所述第一功率电感L₁、第一耦合电感T的励磁电感L_m、第一中间储能电容C₁、第二中间储能电容C₂、第三中间储能电容C₃、低压侧负载R_o的电压满足：

其中，V_L1表示第一功率电感L₁在此工作模式下两端的电压，V_Lm表示第一耦合电感T的励磁电感L_m在此工作模式下两端的电压，V_C1表示第一中间储能电容C₁两端的电压，V_C2表示第二中间储能电容C₂两端的电压，V_C3表示第三中间储能电容C₃两端的电压，V_H表示高压侧负载R_o两端的电压，n表示第一耦合电感T的三次绕组N₃与一次绕组N₁的匝数比，m表示第一耦合电感T的三次绕组N₃与一次绕组N₁的匝数比。

一种三绕组高电压变比的双向DC-DC变换器在能量反向传输时的电压变比分析：

设功率开关管的工作开关周期为T_s，第二功率开关管S₂、第三功率开关管的占空比均为D_Buck，第一功率开关管S₁的占空比为(1-D_Buck)，即能量正向传输时，工作模式1持续时间为D_BuckT_s，工作模式2持续时间为(1-D_BuckT_s)。根据电感伏秒平衡特性，可得：

由此可得，本发明所述的一种三绕组高电压变比的双向DC-DC变换器在能量反向传输时的电压变比M_Buck为：

Claims (5)

1.一种三绕组高电压变比的双向DC-DC变换器，其特征在于，包括：低压侧直流电源V_L、高压侧直流电源V_H、第一功率开关管S₁、第二功率开关管S₂、第三功率开关管S₃、第一功率电感L₁、第一耦合电感T的一次绕组N₁、第一耦合电感T的二次绕组N₂、第一耦合电感T的三次绕组N₃、第一中间储能电容C₁、第二中间储能电容C₂、第三中间储能电容C₃、第四滤波电容C_L、第五滤波电容C_H；

所述低压侧直流电源V_L的正极与第四滤波电容C_L的第一端、第一功率电感L₁的第一端连接；

所述低压侧直流电源V_L的负极与第四滤波电容C_L的第二端、第一功率开关管S₁的第二端、第三中间储能电容C₃的第二端、第五滤波电容C_H的第二端、高压侧直流电源V_H的负极连接；

所述第一功率电感L₁的第二端与第一功率开关管S₁的第一端、第二功率开关管S₂的第二端、第一中间储能电容C₁的第二端连接；

所述第二功率开关管S₂的第一端与第一耦合电感T的一次绕组N₁的第一端连接；

所述第一耦合电感T的一次绕组N₁的第二端与第一耦合电感T的二次绕组N₂的第一端、第一耦合电感T的三次绕组N₃的第一端连接；

所述第一耦合电感T的二次绕组N₂的第二端与第二中间储能电容C₂的第二端、第三中间储能电容C₃的第一端连接；

所述第一耦合电感T的三次绕组N₃的第二端与第一中间储能电容C₁的第一端、第三功率开关管S₃的第二端连接；

所述第三功率开关管S₃的第一端与第二中间储能电容C₂的第一端、第五滤波电容C_H的第一端、高压侧直流电源V_H的正极连接。

2.根据权利要求1所述的一种三绕组高电压变比的双向DC-DC变换器，其特征在于，所述变换器在能量正向传输时实现升压功能，在能量反向传输时实现降压功能，实现能量的双向流动。

3.根据权利要求1所述的一种三绕组高电压变比的双向DC-DC变换器，其特征在于，所述高电压变比结构由第一耦合电感T的一次绕组N₁、二次绕组N₂、三次绕组N₃组成，N₁、N₂、N₃的匝数比为1：n：m。

4.根据权利要求1所述的一种三绕组高电压变比的双向DC-DC变换器，其特征在于，在能量正向传输时实现高电压变比，输出端与输入端的电压变比为[m-n+(1+m)D_Boost]/[(n-m)(1-D_Boost)]，其中D_Boost为能量正向传输时的占空比，在占空比D_Boost为0.6，第一耦合电感T的三次绕组N₃与一次绕组N₁的匝数比m为1，第一耦合电感T的二次绕组N₂与一次绕组N₁的匝数比n为0.6时，其输出电压为输入电压的10倍，实现升压功能。

5.根据权利要求1所述的一种三绕组高电压变比的双向DC-DC变换器，其特征在于，在能量反向传输时实现高电压变比，输出端与输入端的电压变比为[(n-m)D_Buck]/[(n+(1+m)D_Buck-2m-1)，其中D_Buck为能量反向传输时的占空比，在占空比D_Buck为0.4，第一耦合电感T的三次绕组N₃与一次绕组N₁的匝数比m为1，第一耦合电感T的二次绕组N₂与一次绕组N₁的匝数比n为0.6时，其输出电压为输入电压的1/10，实现降压功能。