CN109004829B - 一种低电流纹波耦合电感双向直流变换器 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种低电流纹波耦合电感双向直流变换器，所述变换器包括：在低压接口处并联连接有电感和电容，在高压接口处并联连接有另一电感和另一电容，电感和电容、以及另一电感和另一电容均构成了LCR结构，即在双向均添加了LCR结构；所述耦合电感的等效模型由原边电感、副边电感、等效漏感和等效励磁电感四部分组成；所述变换器引入耦合电感提高增益，同时增加LCR结构以减小电流纹波，实现5‑10倍的升压比。本发明通过引入耦合电感提高增益，同时增加了LCR结构以减小电流纹波；本发明设计的连续的、低纹波的低压接口电流可以避免其对输入源的冲击，非常适合于使用在复合能量源电动汽车系统中蓄电池与高压汇流母线间的接口处。

Description

一种低电流纹波耦合电感双向直流变换器

技术领域

本发明涉及复合能量源电动汽车系统双向直流变换器应用场合，尤其涉及一种新型的低电流纹波(LCR)耦合电感双向直流变换器，属于电力电子功率变换技术领域。

背景技术

近年来，随着不可再生能源的日益短缺，能源问题越来越受到人们的重视。与此同时，全球范围内越来越多的汽车被人们使用。目前大多数汽车仍然以化石燃料为主要的能量来源，化石能源作为当前的主要能源，其燃烧将会带来很多的环境问题也。在这个背景下，新能源汽车成为了当前汽车行业发展的热点，其中电动汽车是新能源汽车的重要发展方向。蓄电池作为主要的储能元件，拥有大电流输出能力，运行安全高效，对环境的污染小的优势，在电动汽车领域得到了广泛的应用。但是作为一种可重复使用的能量源，蓄电池的使用要涉及到其充放电的问题，而要实现蓄电池对直流母线的能量传递，需要同时具备高增益和宽增益特点的双向直流变换器将蓄电池输出端的低电压接口与直流母线的高电压接口连接起来。

传统的双向直流变换器理论上在占空比接近于1或0时可以获得极高的升压(Boost)或降压(Buck)增益。但实际运行中，由于受到变换器各器件的寄生参数影响，很难实现较宽范围或较高等级的增益；且功率器件会运行在极端占空比状态，不利于功率器件的功能及寿命；同时功率器件的电压应力为直流母线侧高电压，带来功率器件电压应力高的问题。这些都制约该类变换器在复合能量源电动汽车系统中的应用。因此，需要研究新的高增益、功率器件电压电流应力低、宽增益且避免极端占空比的双向直流变换器，使其适用于复合能量源电动汽车系统。

发明内容

本发明针对复合能量源电动汽车中蓄电池输出端电压等级与直流母线电压等级不匹配的问题，需要经双向直流变换器连接以进行能量交互的特点，本发明提出一种低电流纹波耦合电感双向直流变换器作为蓄电池与直流母线的接口，详见下文描述：

一种低电流纹波耦合电感双向直流变换器，所述变换器包括：

在低压接口处并联连接有电感和电容，在高压接口处并联连接有另一电感和另一电容，电感和电容、以及另一电感和另一电容均构成了LCR结构，即在双向均添加了LCR结构；

所述耦合电感的等效模型由原边电感、副边电感、等效漏感和等效励磁电感四部分组成；

所述变换器引入耦合电感提高增益，同时增加LCR结构以减小电流纹波，实现5-10倍的升压比。

Boost模式下，耦合电感原、副边电压关系：

其中，U_C1-3为电容C_1-3的电压；U_low为低电流纹波耦合电感双向直流变换器低压接口电压；

电容的电压应力及高低压侧端口电压的关系：

式中k为耦合电感的耦合系数，N为耦合电感理想匝数比；

电压增益公式简化为：

Buck模式下，耦合电感原、副边电压关系：

各电容的电压应力及高低压侧端口电压可表示为：

电压增益公式为：

所述变换器还包括功率开关，所述功率开关的电压应力表示如下：

对电容C_1-3列安秒平衡方程可得各开关器件的电流应力：

Boost模式下变换器的开关状态为：

低压电源与耦合电感原边L₁串联经功率开关Q₁构成充电回路，电容C₂经功率开关Q₃的续流二极管与耦合电感副边L₂串联向电容C₃放电，充电电流同时流经功率开关Q₁；

功率开关Q₁关断时，低压电源首先与耦合电感原边L₁串联，经功率开关Q₂的续流二极管向电容C₂放电，以及经电容C₃与耦合电感副边L₂的串联支路，通过功率开关Q₄的续流二极管向串联电容C₁与C₂放电。

Buck模式下变换器的开关状态为：

功率开关Q₃导通期间，耦合电感原边L₁经功率开关Q₁的续流二极管向低压输出侧放电，同时电容C₂经功率开关Q₃与其续流二极管，与耦合电感副边L₂串联，向电容C₃放电，同时流经耦合电感原边L₁与低压输出侧；

当进入死区时间之初，电容C₃与耦合电感副边L₂串联，经功率开关Q₁与Q₄的续流二极管向高压侧串联电容C₁与C₂放电，经放电后L₂的电流降为0，进入后续的死区时间；

死区时间结束后，电容C₂与功率开关Q₂构成支路，串联电容C₁、C₂与功率开关Q₄、耦合电感副边L₂及电容C₃构成支路，两支路同时经耦合电感原边L₁向低压输出侧放电；

当功率开关Q₂与Q₄关断之后，变换器再次进入死区时间，耦合电感原边L₁经功率开关Q₁的续流二极管向低压输出侧放电，同时电容C₂经功率开关Q₃的续流二极管，与耦合电感副边L₂串联，向电容C₃放电，同时流经耦合电感原边L₁与低压输出侧。

进一步地，高压接口和低压接口共地。

本发明提供的技术方案的有益效果是：

1、该变换器通过引入耦合电感提高增益，同时增加了LCR结构以减小电流纹波，至少可以实现5-10倍的升压比，能满足复合能量源电动汽车系统对于高增益和宽增益的需求；

2、本发明采用的功率器件的电压应力较低，同时高压接口和低压接口共地的结构可以避免不共地结构对蓄电池稳定运行的影响，使其适用于复合能量源电动汽车系统的应用场合；

3、本发明避免了因增大增益而造成功率开关极端占空比运行的问题，且功率开关的电压应力较低，均低于输出电压；

4、本发明设计的连续的、低纹波的低压接口电流可以避免其对输入源的冲击，非常适合作为复合能量源电动汽车系统中蓄电池与高压汇流母线间的接口。

附图说明

图1为低电流纹波耦合电感双向直流变换器；

图2为低电流纹波耦合电感双向直流变换器Boost模式运行原理图；

其中，(a)为开关状态1；(b)为开关状态2。

图3为低电流纹波耦合电感双向直流变换器Buck模式运行原理图；

其中，(a-f)为开关状态1-6。

图4为变换器Boost模式下变换器的重要工作波形。

图5为变换器Buck模式下变换器的重要工作波形。

图6为Boost模式变换器简化开关状态。

其中，(a)为Boost模式下简化开关状态1；(b)为Boost模式下简化开关状态2。

图7为Buck模式变换器简化开关状态。

其中，(a)为Buck模式下简化开关状态1；(b)为Buck模式下简化开关状态2。

上述附图中主要符号名称：

U_L(即U_low)为低电流纹波耦合电感双向直流变换器低压接口电压；

U_H(即U_high)为低电流纹波耦合电感双向直流变换器高压接口电压；

L₁、L₂为耦合电感等效原副边电感；L_k为耦合电感漏感；L_m为耦合电感励磁电感；

C₁、C₂、C₃分别为开关电容；Q_1-4分别为变换器的功率开关；i_L1、i_L2为耦合电感原副边电流；

S_1-4为功率开关Q_1-4的开关信号；U_Q1-4为功率开关Q_1-4的电压应力；i_Q1-4为功率开关Q_1-4的电流应力；U_C1-3为电容C_1-3的电压；

d_Boost与d_Buck为功率开关在变换器两种模式下的占空比；T为开关周期。

具体实施方式

为使本发明的目的、技术方案和优点更加清楚，下面对本发明实施方式作进一步地详细描述。

实施例1

一种低电流纹波耦合电感双向直流变换器，参见图1，该低电流纹波耦合电感双向直流变换器包括：

1)在低压接口处并联连接有电感L_a1和电容C_L，在高压接口处并联连接有电感L_a2和电容C_H，电感L_a1和电容C_L、以及电感L_a2和电容C_H均构成了LCR结构，即在双向均添加了LCR结构。

2)在低压侧电感L_a1连接等效漏感L_k的一端，等效漏感L_k的另一端并联连接等效励磁电感L_m的一端和原边电感L₁的一端，等效励磁电感L_m的另一端、以及原边电感L₁的另一端分别连接电容C₃的一端；电容C₃的另一端连接副边电感L₂。

3)功率开关Q₁-Q₄、以及电容C₁-C₂构成了双向直流变换器的剩余电路结构。

其中，耦合电感的等效模型由原边电感L₁、副边电感L₂、等效漏感L_k和等效励磁电感L_m四部分组成。本发明实施例中的耦合电感，为整体的耦合电感，即四个部分之和。

综上所述，本发明实施例设计的变换器通过引入耦合电感提高增益，同时增加了LCR结构以减小电流纹波，至少可以实现5-10倍的升压比，能满足复合能量源电动汽车系统对于高增益和宽增益的需求。

实施例2

下面结合图1-图7对实施例1中的方案进行进一步地介绍，详见下文描述：

(1)拓扑结构

本发明实施例提出如图1所示的低电流纹波耦合电感双向直流变换器，运行时通过引入耦合电感提高增益，同时增加了LCR结构以减小电流纹波。图2与图3为低电流纹波耦合电感双向直流变换器两种模式下的运行原理图。图4与图5为低电流纹波耦合电感双向直流变换器两种模式下变换器的重要工作波形。

(2)增益推导

为了便于分析变换器在Boost模式下的电压增益及元器件应力，耦合电感漏感以及附加电感可以被忽略不计。因此将Boost模式下变换器的开关状态简化为如图6所示。

由图6所示的Boost模式变换器简化开关状态，可对耦合电感原、副边L₁及L₂分别列伏秒平衡方程，同时引入耦合电感原、副边电压关系，可得：

通过对式(1)进行简化，可得各电容的电压应力及高低压侧端口电压的关系：

式(2)中k为耦合电感的耦合系数，N为耦合电感理想匝数比，d_Boost为Boost模式下的占空比。在理想状态下，耦合系数k默认为1，则Boost模式下的电压增益公式可简化为：

由式(3)可知，在Boost模式下，所提变换器的电压增益为(2+N)/(1-d_Boost)，是传统双向直流变换器增益的2+N倍。

其中，式(3)中的N默认取值为1时，占空比d_BOOST取0.4-0.7的范围下，对应增益为5-10倍。

同上，为了便于分析变换器在Buck模式下的电压增益及元器件应力，耦合电感漏感以及附加电感可以被忽略不计。因此将Buck模式下变换器的开关状态简化为如图7所示。

由图7所示的Buck模式变换器简化开关状态，可对耦合电感原、副边L₁及L₂分别列伏秒平衡方程，同时引入耦合电感原、副边电压关系，可得：

通过对式(4)进行简化，各电容的电压应力及高低压侧端口电压可表示为：

式(5)中d_Buck为Buck模式下的占空比，在理想状态下，耦合系数k默认为1，则Buck模式下的电压增益公式可简化为：

由式(6)可知，在Buck模式下，所提变换器的电压增益为d_Buck/(2+N)。电容C₁的电压应力大于U_high的一半；电容C₂的电压应力小于U_high的一半；电容C₃的电压应力与占空比有关，但大致等于U_high的一半。

(3)元器件应力分析

由图6和图7的开关状态所示，功率开关Q₁与Q₂的电压应力和电容C₂的电压应力相同，功率开关Q₃与Q₄的电压应力和电容C₁的电压应力相同，忽略耦合系数k，功率开关的电压应力表示如下：

由图6和图7两种模式下的开关状态，对电容C_1-3列安秒平衡方程可得各开关器件的电流应力：

电容C_1-3的电压应力已在式(5)中给出，由于有充电电流及放电电流流过电容C_1-3，因此电容C_1-3的电流应力以均方根值的形式表示如下：

实施例3

下面以图1的低电流纹波耦合电感双向直流变换器和图2、图3所示的变换器运行原理图，对本发明实施例的原理及最佳实施方式进行说明。变换器运行时的重要波形如图4、图5所示。

图2所示为Boost模式下变换器的开关状态。此时功率开关Q₁为主管，功率开关Q_2-4的充当续流二极管。如图2(a)所示为功率开关Q₁开通时变换器电流的流通路径，低压电源与耦合电感原边L₁串联经功率开关Q₁构成充电回路，电容C₂经功率开关Q₃的续流二极管与耦合电感副边L₂串联向电容C₃放电，充电电流同时流经功率开关Q₁。图2(b)所示为功率开关Q₁关断时变换器电流的流通路径，低压电源首先与耦合电感原边L₁串联，经两条路径向高压侧串联电容C₁与C₂放电，一条经功率开关Q₂的续流二极管向电容C₂放电，一条经电容C₃与耦合电感副边L₂的串联支路，通过功率开关Q₄的续流二极管向串联电容C₁与C₂(即高压输出侧)放电。

图3所示为Buck模式下变换器的开关状态。此时功率开关Q_2-4为主管，功率开关Q₁为续流二极管。图3(a)所示为功率开关Q₃导通期间，耦合电感原边L₁经功率开关Q₁的续流二极管向低压输出侧放电，同时电容C₂经功率开关Q₃与其续流二极管，与耦合电感副边L₂串联，向电容C₃放电，同时流经耦合电感原边L₁与低压输出侧。图3(b)所示状态与图3(a)相似，但此时流过功率开关Q₃的电流方向与图3(a)相反，即电容C₃与耦合电感副边L₂串联，经功率开关Q₃、Q₁的续流二极管向电容C₂放电。当进入死区时间之初，为防止耦合电感副边L₂电流突变，便出现了图3(c)所示的开关状态，此时电容C₃与耦合电感副边L₂串联，经功率开关Q₁与Q₄的续流二极管向高压侧串联电容C₁与C₂放电。经放电后L₂的电流降为0，此时进入后续的死区时间，如图3(d)所示，此时除耦合电感原边L₁经功率开关Q₁的续流二极管向低压输出侧放电外，其余的MOSFET均处于关断状态。图3(e)所示为死区时间结束后的开关状态，电容C₂与功率开关Q₂构成支路，串联电容C₁、C₂与功率开关Q₄、耦合电感副边L₂及电容C₃构成支路，两支路同时经耦合电感原边L₁向低压输出侧放电。当功率开关Q₂与Q₄关断之后，变换器再次进入死区时间，如图3(f)所示，此时耦合电感原边L₁经功率开关Q₁的续流二极管向低压输出侧放电，同时电容C₂经功率开关Q₃的续流二极管，与耦合电感副边L₂串联，向电容C₃放电，同时流经耦合电感原边L₁与低压输出侧。

图4所示为Boost模式下变换器运行时的重要波形，当S₁为0的过程中，即功率开关Q₁关断时(t₁-t₂)，耦合电感原边电流减小；续流二极管D₂与D₄导通续流，续流二极管D₃关断；储能电容C₃放电，故其电容电流i_C3为负方向。当S₁为1的过程中，即功率开关Q₁开通时(t₂-t₃)，耦合电感原边电流增大；续流二极管D₂与D₄关断，续流二极管D₃导通；储能电容C₃充电，故其电容电流i_C3为正方向。

图5所示为Buck模式下变换器运行时的重要波形，在第一个死区时间内(t₁-t₂)，耦合电感副边电流i_L2快速降为0，同时续流二极管D₁导通续流；之后进入第一个开关状态(t₂-t₃)，此时功率开关Q₂与Q₄导通，Q₃关断，耦合电感副边电流i_L2逐渐增大，续流二极管D₁关断；之后进入第二个死区时间(t₃-t₄)，此时续流二极管D₁开始导通续流；最后进入第二个开关状态(t₄-t₅)，此时功率开关Q₂与Q₄关断，Q₃开通，耦合电感副边电流i_L2过零后反向增大，续流二极管D₁导通。

通过对变换器运行原理的分析，本发明实施例提出的低电流纹波耦合电感双向直流变换器，应用在复合能量源电动汽车系统中时，满足了配合蓄电池与汇流母线实现能量流动需求的应用场合。

综上所述，本发明实施例提出的低电流纹波耦合电感双向直流变换器，能够适应蓄电池的输出电压范围，来实现高增益和宽增益升压的目的。该变换器的输入电流连续且纹波低，可以避免电流断续对能量源的冲击。在实现高增益升降压的同时，变换器主要的功率开关的电压应力均小于高压侧电压。另外高压接口与低压接口共地，避免了不共地结构可能对蓄电池稳定运行的影响。因此，该直流变换器适用于复合能量源电动汽车系统。

本发明实施例对各器件的型号除做特殊说明的以外，其他器件的型号不做限制，只要能完成上述功能的器件均可。

本领域技术人员可以理解附图只是一个优选实施例的示意图，上述本发明实施例序号仅仅为了描述，不代表实施例的优劣。

以上所述仅为本发明的较佳实施例，并不用以限制本发明，凡在本发明的精神和原则之内，所作的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。

Claims (7)

1.一种低电流纹波耦合电感双向直流变换器，其特征在于，所述变换器包括：

在低压接口处并联连接有电感L_a1和电容C_L，在高压接口处并联连接有电感L_a2和电容C_H，电感L_a1和电容C_L、以及电感L_a2和电容C_H均构成了低电流纹波结构，即在双向均添加了低电流纹波结构；

所述耦合电感的等效模型由原边电感、副边电感、等效漏感和等效励磁电感四部分组成；即，在低压侧电感L_a1连接等效漏感L_k的一端，等效漏感L_k的另一端并联连接等效励磁电感L_m的一端和原边电感L₁的一端，等效励磁电感L_m的另一端、以及原边电感L₁的另一端分别连接电容C₃的一端；电容C₃的另一端连接副边电感L₂；

功率开关Q₁-Q₄、以及电容C₁-C₂构成了双向直流变换器的剩余电路结构；

U_L为低压侧电源，电感L_a1和电容C_L连接于U_L两端，电感L_k、L_m、L₁和MOSFET-Q₁连接在低压侧电容C_L两端，构成前级升压回路，开关器件Q₂、Q₃、Q₄，电容C₁、C₂、C₃及电感L₂共同构成后级的开关电容结构，其中电感L₂与L₁相耦合，构成耦合电感，电感L_a2和电容C_H亦构成低通滤波器，以降低高压侧电流纹波，U_H为高压侧电源，连接于L_a2和C_H构成的低电流纹波结构的两端；

所述变换器引入耦合电感提高增益，同时增加低电流纹波结构以减小电流纹波，实现5-10倍的升压比。

2.根据权利要求1所述的一种低电流纹波耦合电感双向直流变换器，其特征在于，Boost模式下，耦合电感原、副边电压关系：

其中，U_C1-3为电容C_1-3的电压；U_low为低电流纹波耦合电感双向直流变换器低压接口电压；d_Boost为Boost模式下的占空比；

电容的电压应力及高低压侧端口电压的关系：

式中，k为耦合电感的耦合系数，N为耦合电感理想匝数比；

电压增益公式为：

3.根据权利要求2所述的一种低电流纹波耦合电感双向直流变换器，其特征在于，Buck模式下，耦合电感原、副边电压关系：

各电容的电压应力及高低压侧端口电压表示为：

电压增益公式为：

4.根据权利要求3所述的一种低电流纹波耦合电感双向直流变换器，其特征在于，所述变换器还包括功率开关，所述功率开关的电压应力表示如下：

对电容C_1-3列安秒平衡方程可得各开关器件的电流应力：

5.根据权利要求2所述的一种低电流纹波耦合电感双向直流变换器，其特征在于，Boost模式下变换器的开关状态为：

低压电源与耦合电感原边L₁串联经功率开关Q₁构成充电回路，电容C₂经功率开关Q₃的续流二极管与耦合电感副边L₂串联向电容C₃放电，充电电流同时流经功率开关Q₁；

功率开关Q₁关断时，低压电源与耦合电感原边L₁串联，经功率开关Q₂的续流二极管向电容C₂放电，以及经电容C₃与耦合电感副边L₂的串联支路，通过功率开关Q₄的续流二极管向串联电容C₁与C₂放电。

6.根据权利要求1所述的一种低电流纹波耦合电感双向直流变换器，其特征在于，Buck模式下变换器的开关状态为：

功率开关Q₃导通期间，耦合电感原边L₁经功率开关Q₁的续流二极管向低压输出侧放电，同时电容C₂经功率开关Q₃与其续流二极管，与耦合电感副边L₂串联，向电容C₃放电，同时流经耦合电感原边L₁与低压输出侧；

当进入死区时间之初，电容C₃与耦合电感副边L₂串联，经功率开关Q₁与Q₄的续流二极管向高压侧串联电容C₁与C₂放电，经放电后L₂的电流降为0，进入后续的死区时间；

死区时间结束后，电容C₂与功率开关Q₂构成支路，串联电容C₁、C₂与功率开关Q₄、耦合电感副边L₂及电容C₃构成支路，两支路同时经耦合电感原边L₁向低压输出侧放电；

当功率开关Q₂与Q₄关断之后，变换器再次进入死区时间，耦合电感原边L₁经功率开关Q₁的续流二极管向低压输出侧放电，同时电容C₂经功率开关Q₃的续流二极管，与耦合电感副边L₂串联，向电容C₃放电，同时流经耦合电感原边L₁与低压输出侧。

7.根据权利要求1-6中任一权利要求所述的一种低电流纹波耦合电感双向直流变换器，其特征在于，高压接口和低压接口共地。

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