CN107070223A - 一种非隔离型大功率高升压比双向dc/dc变换器及控制方法 - Google Patents

一种非隔离型大功率高升压比双向dc/dc变换器及控制方法 Download PDF

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Abstract

本发明公开了一种非隔离型大功率高升压比双向DC/DC变换器及控制方法，包括八个双向功率开关管，三个升压电感，一个升压电容，一个钳位电容，一个滤波电容，一个负载，一个电源。把双向三电平Boost电路和双向Buck‑Boost电路巧妙地组合在一起，Buck‑Boost电路中的电容C作为升压电容且串联在输入侧“地P”和输出侧“地N”之间，使输入和输出不共地。拓扑结构可实现能量双向流动；在低压侧采用双向Buck‑Boost电路交错并联技术，降低流过开关管的电流应力，降低低压侧总电流纹波。适用于光伏、风力等可再生能源的储能系统中，具有良好的应用及推广前景。

Description

一种非隔离型大功率高升压比双向DC/DC变换器及控制方法
技术领域
本发明涉及电力电子领域，尤其是一种储能用非隔离型大功率高升压比双向DC/DC变换器。
背景技术
微电网储能模块中的储能介质通常通过双向DC/DC变换器接入直流母线，进而实现直流母线侧和储能介质侧能量的双向流动。由于超级电容或蓄电池的输出电压远低于直流母线电压，因此需要一个电压传输比较高的直流变换器将超级电容或蓄电池的输出电压进行升高。目前，使用最多的是利用变压器或耦合电感实现高升压比，保证系统正常运行。但是，变压器或者耦合电感存在体积大、成本高、效率低等一系列问题，例如，当升压比很高时变压器原副边耦合度低，这就必然导致系统整体效率的降低。对于非隔离型变换器，为了满足高增益升压要求，传统Boost变换器需工作在接近于1的大占空比状态。但是，Boost变换器电路中元器件寄生电阻的存在，限制了它的升压增益；同时，当Boost变换器工作在接近于1的大占空比状态时，Boost变换器的效率较低。此外，Boost变换器的开关管电压应力钳位在输出电压，在高输出电压应用场合，需要选取高电压等级的开关管，从而增加了变换器电路成本和开关管的导通损耗，降低了变换器的效率。因此非隔离型高升压比双向DC/DC变换器受到越来越多的关注并得到迅速发展。
发明内容
本发明目的在于提供一种结构简单、成本低、低输入电流纹波、高升压比、低开关应力、能量可双向流动的非隔离型大功率高升压比双向DC/DC变换器及控制方法。
为实现上述目的，采用了以下技术方案：
本发明所述变换器包括第一功率开关管S1、第二功率开关管S2、第三功率开关管S3、第四功率开关管S4、第五功率开关管S5、第六功率开关管S6、第七功率开关管S7、第八功率开关管S8、第一升压电感L1、第二升压电感L2、第三升压电感L3、升压电容C、箝位电容Cfly、降压模式滤波电容CL、升压模式滤波电容CH、降压模式负载RL、升压模式负载RH、降压模式电源VH、升压模式电源VL；
所述变换器具有升压模式和降压模式，其中升压模式的连接方式如下：
升压模式电源VL的正极分别与第一功率开关管S1集电极、第七功率开关管S7集电极、第三升压电感L3一端相连；
第一功率开关管S1的发射极分别与第一升压电感L1的一端、第二功率开关管S2的集电极相连；
第七功率开关管S7的发射极分别与第二升压电感L2的一端、第八功率开关管S8的集电极相连；
第一升压电感L1的另一端、第二升压电感L2的另一端与升压模式电源VL的负极、升压电容C一端相连；
第二功率开关管S2的发射极、第八功率开关管S8的发射极分别与第六功率开关管S6发射极、升压电容C的另一端、升压模式滤波电容CH的一端、升压模式负载RH一端相连；
第三升压电感L3的另一端分别与第四功率开关管S4的发射极、第五功率开关管S5的集电极相连，第五功率开关管S5的发射极分别与第六功率开关管S6的集电极、钳位电容Cfly一端相连；
第四功率开关管S4的集电极分别与第三功率开关管S3的发射极、箝位电容Cfly的另一端相连；
第三功率开关管S3的集电极分别与升压模式滤波电容CH的另一端、升压模式负载RH另一端相连；
所述变换器降压模式的连接方式如下：
降压模式滤波电容CL的一端分别与降压模式负载RL一端、第一功率开关管S1集电极、第七功率开关管S7集电极、第三升压电感L3一端相连；
第一功率开关管S1的发射极分别与第一升压电感L1的一端、第二功率开关管S2的集电极相连；
第七功率开关管S7的发射极分别与第二升压电感L2的一端、第八功率开关管S8的集电极相连；
第一升压电感L1的另一端、第二升压电感L2的另一端分别与降压模式滤波电容CL的另一端、降压模式负载RL另一端、升压电容C一端相连；
第二功率开关管S2的发射极、第八功率开关管S8的发射极分别与第六功率开关管S6发射极、升压电容C的另一端、降压模式电源VH负极相连；
第三升压电感L3的另一端分别与第四功率开关管S4的发射极、第五功率开关管S5的集电极相连，第五功率开关管S5的发射极分别与第六功率开关管S6的集电极、钳位电容Cfly一端相连；
第四功率开关管S4的集电极分别与第三功率开关管S3的发射极、箝位电容Cfly的另一端相连；
第三功率开关管S3的集电极与升压模式滤波电容CH的另一端、降压模式电源VH正极相连。
一种非隔离型大功率高升压比双向DC/DC变换器的控制方法，内容如下：
升压模式下，第一功率开关管S1与第五功率开关管S5驱动信号交错180o，第六功率开关管S6与第七功率开关管S7驱动信号交错180o；第一功率开关管S1与第六功率开关管S6采用相同驱动信号，第五功率开关管S5与第七功率开关管S7采用相同驱动信号，电压增益为1/(1-D)2，D为第一功率开关管S1的导通占空比；
在降压模式下，第四功率开关管S4与第二功率开关管S2驱动信号交错180o，第三功率开关管S3与第八功率开关管S8驱动信号交错180o，第二功率开关管S2和第三功率开关管S3采用相同驱动信号，第四功率开关管S4与第八功率开关管S8采用相同驱动信号，电压增益为D2，D为第一功率开关管S1的导通占空比。
与现有技术相比，本发明具有如下优点：
1、拓扑结构可实现能量双向流动；在低压侧采用交错并联技术，有效地降低了流过开关管的电流应力，降低了低压侧总电流纹波；高压侧采用三电平技术，降低了开关管电压应力的同时也降低了电感电流纹波。
2、可以选取低电压等级的功率开关器件，在降低成本的同时降低开关管的导通损耗，提升变换器效率，使变换器可以应用在高输入电压/输出电压、中大功率的直流变换场合。
附图说明
图1是本发明升压模式下的拓扑结构图。
图2是本发明降压模式下的拓扑结构图。
图3是本发明升压模式下且占空比D>0.5时主开关管的驱动波形。
图4是本发明降压模式下且占空比D<0.5时主开关管的驱动波形。
图5是本发明升压模式下各开关模态的等效电路图。
图6是本发明降压模式下各开关模态的等效电路图。
图7是本发明升压模式下且占空比为0.684时的仿真波形：输入电压，如图7(a)所示；输出电压，如图7(b)所示；飞跨电容电压，如图7(c)所示；电容C的电压，如图7(d)所示。
图8是本发明降压模式下且占空比为0.316时的仿真波形：输入电压，如图8(a)所示；输出电压，如图8(b)所示；电容C的电压，如图8(c)所示；飞跨电容电压，如图8(d)所示。
图9是本发明和传统Boost和Buck变换器升降压效果对比图。
具体实施方式
下面结合附图对本发明做进一步说明：
本发明所述变换器包括第一功率开关管S1、第二功率开关管S2、第三功率开关管S3、第四功率开关管S4、第五功率开关管S5、第六功率开关管S6、第七功率开关管S7、第八功率开关管S8、第一升压电感L1、第二升压电感L2、第三升压电感L3、升压电容Cfly、箝位电容Cf、降压模式滤波电容CL、升压模式滤波电容CH、降压模式负载RL、升压模式负载RH、降压模式电源VH、升压模式电源VL；
所述变换器升压模式的连接方式如图1所示：
升压模式电源VL的正极分别与第一功率开关管S1集电极、第七功率开关管S7集电极、第三升压电感L3一端相连；第一功率开关管S1的发射极分别与第一升压电感L1的一端、第二功率开关管S2的集电极相连；第七功率开关管S7的发射极分别与第二升压电感L2的一端、第八功率开关管S8的集电极相连；第一升压电感L1的另一端、第二升压电感L2的另一端与升压模式电源VL的负极、升压电容C一端相连；第二功率开关管S2的发射极、第八功率开关管S8的发射极分别与第六功率开关管S6发射极、升压电容C的另一端、升压模式滤波电容CH的一端、升压模式负载RH一端相连；第三升压电感L3的另一端分别与第四功率开关管S4的发射极、第五功率开关管S5的集电极相连，第五功率开关管S5的发射极分别与第六功率开关管S6的集电极、钳位电容Cfly一端相连；第四功率开关管S4的集电极分别与第三功率开关管S3的发射极、箝位电容Cfly的另一端相连；第三功率开关管S3的集电极分别与升压模式滤波电容CH的另一端、升压模式负载RH另一端相连；
所述变换器降压模式的连接方式如图2所示：
降压模式滤波电容CL的一端分别与降压模式负载RL一端、第一功率开关管S1集电极、第七功率开关管S7集电极、第三升压电感L3一端相连；第一功率开关管S1的发射极分别与第一升压电感L1的一端、第二功率开关管S2的集电极相连；第七功率开关管S7的发射极分别与第二升压电感L2的一端、第八功率开关管S8的集电极相连；第一升压电感L1的另一端、第二升压电感L2的另一端分别与降压模式滤波电容CL的另一端、降压模式负载RL另一端、升压电容C一端相连；第二功率开关管S2的发射极、第八功率开关管S8的发射极分别与第六功率开关管S6发射极、升压电容C的另一端、降压模式电源VH负极相连；第三升压电感L3的另一端分别与第四功率开关管S4的发射极、第五功率开关管S5的集电极相连，第五功率开关管S5的发射极分别与第六功率开关管S6的集电极、钳位电容Cfly一端相连；第四功率开关管S4的集电极分别与第三功率开关管S3的发射极、箝位电容Cf的另一端相连；第三功率开关管S3的集电极与升压模式滤波电容CH的另一端、降压模式电源VH正极相连。
一种非隔离型大功率高升压比双向DC/DC变换器的控制方法：
1)升压模式下，第一功率开关管S1与第五功率开关管S5驱动信号交错180o，第六功率开关管S6与第七功率开关管S7驱动信号交错180o；第一功率开关管S1与第六功率开关管S6采用相同驱动信号，第五功率开关管S5与第七功率开关管S7采用相同驱动信号，电压增益为1/(1-D)2，D为第一功率开关管S1的导通占空比；
2)降压模式下，第四功率开关管S4与第二功率开关管S2驱动信号交错180o，第三功率开关管S3与第八功率开关管S8驱动信号交错180o，第二功率开关管S2和第三功率开关管S3采用相同驱动信号，第四功率开关管S4与第八功率开关管S8采用相同驱动信号，电压增益为D2，D为第一功率开关管S1的导通占空比。
本发明变换器在升降压模式下又分为占空比小于0.5和占空比大于0.5两种情况。
A1、在升压模式下当占空比大于0.5时，变换器工作在以下三种模态：
A1-1)功率开关管S1,S7,S5,S6同时导通模态，如图5(a)所示；
A1-2)功率开关管S1,S6导通，S7,S5关断模态，如图5(b)所示；
A1-3)功率开关管S7,S5导通，S1,S6关断模态，如图5(c)所示。
A2、在升压模式下当占空比小于0.5时，变换器工作在以下三种模态：
A2-1)功率开关管S1,S7,S5,S6同时关断模态，如图5(d)所示；
A2-2)功率开关管S1,S6导通，S7,S5关断模态，如图5(b)所示；
A2-3)功率开关管S7,S5导通，S1,S6关断模态，如图5(c)所示。
B1、在降压模式下当占空比小于0.5时，变换器工作在以下三种模态：
B1-1)功率开关管S2,S3导通，S4,S8关断模态，如图6(a)所示；
B1-2)功率开关管S2,S3,S4,S8同时关断模态，如图6(b)所示；
B1-3)功率开关管S4,S8导通，S2,S3关断模态，如图6(c)所示。
B2、在降压模式下当占空比大于0.5时，变换器工作在以下三种模态：
B2-1)功率开关管S2,S3导通，S4,S8关断模态，如图6(d)所示；
B2-2)功率开关管S2,S3,S4,S8同时导通模态，如图6(b)所示；
B2-3)功率开关管S4,S8导通，S2,S3关断模态如图6(c)所示。
实施例：输入电感在电流连续或临界状态下工作，对本发明采用交错控制时在升压模式且D>0.5和在降压模式且D<0.5两种情况下进行详细分析，进一步推导本发明变换器的输出与输入电压变比。
在升压模式且D>0.5时，开关管S1,S7,S5,S6为主开关管，S1与S5驱动信号交错180°，S6与S7驱动信号交错180°，S1与S6采用相同驱动信号，S5与S7采用相同驱动信号，其驱动信号波形如图3所示。在不同时段内各电感所承受的电压如表1所示(T为主开关管的开关周期)。
表1
根据伏秒平衡，L1,L2在整个周期内有如下关系:
VLDT-VC(1-D)T＝0 (1)
同理，根据伏秒平衡，L3在t0-t2和t2-t4分别有如下关系：
(VL+VC)(D-0.5)T+(VL+VC-Vf)(1-D)T＝0 (2)
(VL+VC)(D-0.5)T+(VL+VC+Vf-VH)(1-D)T＝0 (3)
由公式(1)(2)(3)得
VH＝2Vf(5)
在降压模式且D<0.5时，开关管S2,S3,S4,S8为主开关管，S4与S2驱动信号交错180°，S3与S8驱动信号交错180°，S2和S3采用相同驱动信号，S4与S8采用相同驱动信号，其驱动信号波形如图4所示。在不同时段内各电感所承受的电压如表2所示。
表2
根据伏秒平衡，L1,L2在整个周期内有如下关系:
VCDT-VL(1-D)T＝0 (7)
同理，根据伏秒平衡，L3在t0-t2和t2-t4分别有如下关系:
(VH-Vf-VL-VC)DT-(VL+VC)(0.5-D)T＝0 (8)
(Vf-VL-VC)DT-(VL+VC)(0.5-D)T＝0 (9)
由公式(6)(7)(8)得
VH＝2Vf (11)
VL＝VHD2 (12)
本发明的实施例中，低压侧为150V，高压侧为1500V，开关频率20KHz，图7是采用交错控制且占空比为0.684情况下的仿真波形；图8是采用交错控制且占空比为0.316情况下的仿真波形。
仿真实验结果与理论分析完全一致，说明了本发明的非隔离型大功率高升压比双向DC/DC变换器及其控制方案的可行性和有效性。本发明的非隔离型大功率高升压比双向DC/DC变换器既有较高的升压变比，又能有效减小开关管的电压应力和电流应力，还能降低电流纹波，且能量可以双向流动，是一种性能优越的DC/DC变换器。
本发明把双向三电平Boost电路和双向Buck-Boost电路巧妙地组合在一起，突出特点为：Buck-Boost电路中的电容C作为升压电容且串联在输入侧“地P”和输出侧“地N”之间，使输入和输出不共地，提出的拓扑结构可实现高升压比，其升压增益为：GBoost＝1/(1-D)2，降压增益为：GBuck＝D2，功率开关器件承受的电压应力低(S3,S4,S5,S6承受电压应力为VH/2；S1,S2,S7,S8承受电压应力为VH(1-D))，如表3所示。本发明与传统Boost和Buck变换器的升降压效果对比如图9所示。
表3
以上所述的实施例仅仅是对本发明的优选实施方式进行描述，并非对本发明的范围进行限定，在不脱离本发明设计精神的前提下，本领域普通技术人员对本发明的技术方案做出的各种变形和改进，均应落入本发明权利要求书确定的保护范围内。

Claims (2)

1.一种非隔离型大功率高升压比双向DC/DC变换器，其特征在于：所述变换器包括第一功率开关管S1、第二功率开关管S2、第三功率开关管S3、第四功率开关管S4、第五功率开关管S5、第六功率开关管S6、第七功率开关管S7、第八功率开关管S8、第一升压电感L1、第二升压电感L2、第三升压电感L3、升压电容C、箝位电容Cfly、降压模式滤波电容CL、升压模式滤波电容CH、降压模式负载RL、升压模式负载RH、降压模式电源VH、升压模式电源VL；
所述变换器具有升压模式和降压模式，其中升压模式的连接方式如下：
升压模式电源VL的正极分别与第一功率开关管S1集电极、第七功率开关管S7集电极、第三升压电感L3一端相连；
第一功率开关管S1的发射极分别与第一升压电感L1的一端、第二功率开关管S2的集电极相连；
第七功率开关管S7的发射极分别与第二升压电感L2的一端、第八功率开关管S8的集电极相连；
第一升压电感L1的另一端、第二升压电感L2的另一端与升压模式电源VL的负极、升压电容C一端相连；
第二功率开关管S2的发射极、第八功率开关管S8的发射极分别与第六功率开关管S6发射极、升压电容C的另一端、升压模式滤波电容CH的一端、升压模式负载RH一端相连；
第三升压电感L3的另一端分别与第四功率开关管S4的发射极、第五功率开关管S5的集电极相连，第五功率开关管S5的发射极分别与第六功率开关管S6的集电极、钳位电容Cfly一端相连；
第四功率开关管S4的集电极分别与第三功率开关管S3的发射极、箝位电容Cfly的另一端相连；
第三功率开关管S3的集电极分别与升压模式滤波电容CH的另一端、升压模式负载RH另一端相连；
所述变换器降压模式的连接方式如下：
降压模式滤波电容CL的一端分别与降压模式负载RL一端、第一功率开关管S1集电极、第七功率开关管S7集电极、第三升压电感L3一端相连；
第一功率开关管S1的发射极分别与第一升压电感L1的一端、第二功率开关管S2的集电极相连；
第七功率开关管S7的发射极分别与第二升压电感L2的一端、第八功率开关管S8的集电极相连；
第一升压电感L1的另一端、第二升压电感L2的另一端分别与降压模式滤波电容CL的另一端、降压模式负载RL另一端、升压电容C一端相连；
第二功率开关管S2的发射极、第八功率开关管S8的发射极分别与第六功率开关管S6发射极、升压电容C的另一端、降压模式电源VH负极相连；
第三升压电感L3的另一端分别与第四功率开关管S4的发射极、第五功率开关管S5的集电极相连，第五功率开关管S5的发射极分别与第六功率开关管S6的集电极、钳位电容Cfly一端相连；
第四功率开关管S4的集电极分别与第三功率开关管S3的发射极、箝位电容Cf的另一端相连；
第三功率开关管S3的集电极与升压模式滤波电容CH的另一端、降压模式电源VH正极相连。
2.一种基于权利要求1所述非隔离型大功率高升压比双向DC/DC变换器的控制方法，其特征在于：
升压模式下，第一功率开关管S1与第五功率开关管S5驱动信号交错180°，第六功率开关管S6与第七功率开关管S7驱动信号交错180°；第一功率开关管S1与第六功率开关管S6采用相同驱动信号，第五功率开关管S5与第七功率开关管S7采用相同驱动信号，电压增益为1/(1-D)2，D为第一功率开关管S1的导通占空比；
降压模式下，第四功率开关管S4与第二功率开关管S2驱动信号交错180°，第三功率开关管S3与第八功率开关管S8驱动信号交错180°，第二功率开关管S2和第三功率开关管S3采用相同驱动信号，第四功率开关管S4与第八功率开关管S8采用相同驱动信号，电压增益为D2，D为第一功率开关管S1的导通占空比。
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