CN105262362A - 高增益Buck-Boost集成式逆变器及控制方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种高增益Buck-Boost集成式逆变器及控制方法，该逆变器中的开关管S₁和S₂串联形成第一桥臂电路，开关管S₃和S₄串联形成第二桥臂电路，第一桥臂电路和第二桥臂电路并联形成全桥电路；开关管S₁和S₂的接合点a连接有二极管D₁的阳极，开关管S₃和S₄的接合点b连接有二极管D₂的阳极，二极管D₁和二极管D₂的阴极共同连接有升压电感L_in的一端，升压电感L_in的另一端连接有电容C_in的一端，接合点a和接合点b之间还连接有滤波电路。本发明的逆变器与传统的全桥逆变器相比，其只增加了两个二极管和一个升压电感，且仅采用单极倍频SPWM调制，就能同时实现直流电压泵升和逆变功能。因此，该逆变器具有效率高、集成度高、控制方便、结构简洁、成本低等优点。

Description

高增益Buck-Boost集成式逆变器及控制方法

技术领域

本发明涉及一种逆变器及其控制方法，具体涉及一种高增益Buck-Boost集成式逆变器及控制方法。

背景技术

在低输入直流电压的逆变场合，为了确保输出稳定的交流电能，需要逆变器具有较高的升压能力。目前，具有升压功能的逆变器主要有：Z源逆变器、差动式逆变器(如双Boost逆变器)、有源升降压逆变器，其大都存在效率低、器件数量多、集成度低、控制复杂、直流增益不够等缺点。为此，H.Ribeiro等学者提出了高增益Boost集成式逆变器，其通过共用功率器件，将Boost变换器和传统全桥逆变器集成在一起，并通过非线性单周期控制实现直流电压的泵升。该逆变器具有较高的效率、直流增益和集成度，然而控制较复杂。

发明内容

发明目的：本发明的目的是为了解决现有技术中的不足，提供一种仅采用单极倍频SPWM调制，就能同时实现直流电压泵升和逆变功能，且具有效率高、集成度高、控制方便、结构简洁、成本低等优点的高增益Buck-Boost集成式逆变器及控制方法。

技术方案：本发明所述的一种高增益Buck-Boost集成式逆变器，包括电容C_in，开关管S₁-S₄，升压电感L_in，二极管D₁和D₂，所述开关管S₁和S₂串联形成第一桥臂电路，所述开关管S₃和S₄串联形成第二桥臂电路，所述第一桥臂电路和第二桥臂电路并联形成全桥电路；所述开关管S₁和S₂的接合点a连接有二极管D₁的阳极，所述开关管S₃和S₄的接合点b连接有二极管D₂的阳极，所述二极管D₁和二极管D₂的阴极共同连接有升压电感L_in的一端，所述升压电感L_in的另一端连接有电容C_in的一端，所述电容C_in的另一端分别连接有开关管S₂和S₄，所述接合点a和接合点b之间还连接有滤波电路。

进一步的，所述升压电感L_in的另一端连接有电容C_in的正极，所述电容C_in的负极分别连接有开关管S₂和S₄。

进一步的，所述滤波电路采用LC滤波电路或LCL滤波电路，所述滤波电路还连接有负载。

本发明还公开了上述一种高增益Buck-Boost集成式逆变器的控制方法，该逆变器采用单极倍频SPWM调制方式，其具体实现过程如下：

首先，将正弦调制信号v_r和三角载波信号v_c分别送入比较器A的同相输入端和反相输入端，从而得到输出信号v_g1作为开关管S₁的驱动信号，而比较器A的输出信号取反，得到信号v_g2作为开关管S₂的驱动信号。由v_r和v_c得到的信号送入比较器B的同相输入端，而比较器B的反相输入端接地，从而得到输出信号v_g4作为开关管S₄的驱动信号，该输出信号的反相信号v_g3作为开关管S₃的驱动信号。

进一步的，所述逆变器在正弦调制波正半波的每个开关周期内的工作过程包括如下四种模态：

(1)模态1，t₀-t₁：t₀时刻前，开关管S₂和S₄导通，升压电感L_in承受反向电压U_C线性放电，u_ab等于0；在t₀时刻，S₂关断，S₁导通，二极管D₁导通而D₂反偏截止，升压电感L_in承受正向电压U_in，电感电流i_Lin(t)线性增长，到t₁时刻，模态1结束；

(2)模态2，t₁-t₂：t₁时刻，开关管S₄关断，S₃导通，二极管D₁、D₂导通，L_in仍承受正向电压U_in，电感电流i_Lin(t)，继续线性上升，到t₂时刻，模态2结束；

(3)模态3，t₂-t₃：t₂时刻，开关管S₃关断，S₄导通，到t₃时刻，模态3结束，该模态工作过程与模态1基本相同；

(4)模态4，t₃-t₄：t₃时刻，开关管S₁关断，S₂导通，二极管D₁、D₂续流；升压电感L_in承受反向电压U_C，电流i_Lin(t)由S₂、S₄的体二极管D_S2、D_S4流过，且线性减小；到t₄时刻，模态4结束；下一个开关周期开始，重复上述步骤(1)～(4)。

进一步的，所述逆变器的直流增益式中M＝U_rm/U_cm＝U_1m/U_dc为逆变器的调制比；U_rm为正弦调制波幅值，U_cm为三角载波幅值；U_1m为逆变器输出电压基波幅值，U_dc为逆变器直流母线电压。

有益效果：本发明的逆变器与传统的全桥逆变器相比，其只增加了两个二极管和一个升压电感，且仅采用单极倍频SPWM调制，就能同时实现直流电压泵升和逆变功能。因此，该逆变器具有效率高、集成度高、控制方便、结构简洁、成本低等优点。

附图说明

图1为本发明集成式逆变器的主电路拓扑图；

图2为本发明逆变器在一个开关周期中的工作模态1等效电路图；

图3为本发明逆变器在一个开关周期中的工作模态2等效电路图；

图4为本发明逆变器在一个开关周期中的工作模态3等效电路图；

图5为本发明逆变器在一个开关周期中的工作模态4等效电路图；

图6为本发明逆变器在一个开关周期中四个模态的主要波形图；

图7为本发明逆变器在在第k个开关周期内的调制信号示意图；

图8为本发明逆变器在第k个开关周期内升压电感电流示意图；

图9为本发明逆变器调制比与直流增益关系曲线示意图；

图10为本发明逆变器的直流升压电感工作在CCM模式的仿真波形图；

图11为本发明逆变器的直流升压电感工作在DCM模式的仿真波形图。

具体实施方式

如图1所示的一种高增益Buck-Boost集成式逆变器，包括电容C_in，开关管S₁-S₄，升压电感L_in，二极管D₁和D₂，所述开关管S₁和S₂串联形成第一桥臂电路，所述开关管S₃和S₄串联形成第二桥臂电路，所述第一桥臂电路和第二桥臂电路并联形成全桥电路；所述开关管S₁和S₂的接合点a连接有二极管D₁的阳极，所述开关管S₃和S₄的接合点b连接有二极管D₂的阳极，所述二极管D₁和二极管D₂的阴极共同连接有升压电感L_in的一端，所述升压电感L_in的另一端连接有电容C_in的正极，所述电容C_in的负极分别连接有开关管S₂和S₄，所述接合点a和接合点b之间还连接有滤波电路。所述滤波电路采用LC滤波电路或LCL滤波电路，所述滤波电路还连接有负载。

该逆变器由Buck-Boost变换器演变而来，通过复用全桥逆变器的功率开关管，将原本由两级功率变换实现的功能由一级功率变换实现；与传统的全桥逆变器相比，其只增加了两个二极管(D₁、D₂)和一个升压电感(L_in)，且仅采用单极倍频SPWM调制，就能同时实现直流电压泵升和逆变功能。因此，该逆变器具有效率高、集成度高、控制方便、结构简洁、成本低等优点。

本发明提出的高增益Buck-Boost集成式逆变器采用传统的单极倍频SPWM调制，其具体实现过程如下：

首先，将正弦调制信号v_r和三角载波信号v_c分别送入比较器A的同相输入端和反相输入端，从而得到输出信号v_g1作为开关管S₁的驱动信号，而比较器A的输出信号取反，得到信号v_g2作为开关管S₂的驱动信号。由v_r和v_c得到的信号送入比较器B的同相输入端，而比较器B的反相输入端接地，从而得到输出信号v_g4作为开关管S₄的驱动信号，该输出信号的反相信号v_g3作为开关管S₃的驱动信号。

其在一个开关周期内的开关时序如表1所示。结合该开关时序，可分析得出该逆变器的工作原理和特性。

为了简化分析，首先假设逆变器工作已经达到稳态，并符合以下条件：①开关管S₁-S₄和二极管D₁-D₂均为理想元件；②电感、电容均为理想储能元件；③输入电压U_in恒定，可等效为恒压源；④交流电流在一个开关周期内基本恒定，逆变器的输出看成联接一个电流为I_g的恒流源；⑤电容C_in足够大，其端电压近似为恒定，故可等效为恒压源U_C；⑥n₂点的电位为零。

对于逆变器，其正弦调制波的正、负半波内工作过程是相似的，这里以正半波内的一个开关周期为例进行分析。基于上述假设，该逆变器在一个开关周期中的工作可以分成4个模态，每个工作模态对应的等效电路如图2-图5所示，其主要波形如图6所示，下面分别予以分析。

表1开关导通序列

正半周	负半周
		S1S4(uab＝Uin)	S2S3(uab＝-Uin)
S1S3(uab＝0)	S1S3(uab＝0)
		S1S4(ua＝Uin)	S2S3(uab＝-Uin)
S2S4(uab＝0)	S2S4(uab＝0)

(1)模态1：[t₀-t₁](等效电路如图2所示)。

t₀时刻前，开关管S₂和S₄导通，升压电感L_in承受反向电压U_C线性放电，u_ab等于0。在t₀时刻，S₂关断，S₁导通，二极管D₁导通而D₂反偏截止。升压电感L_in承受正向电压U_in，电感电流i_Lin(t)线性增长，到t₁时刻，模态1结束。其电感电流及各开关管电流计算式如下：

$i_{Lin}\left(t\right)=i_{D1}\left(t\right)=\frac{U_{in}}{L_{in}}(t-t_0)+i_{Lin}\left(t_0\right)---\left(1\right)$

i_S1(t)＝i_in(t)＝i_Lin(t)+I_g(2)

i_S4(t)＝I_g(3)

i_S2(t)＝i_S3(t)＝i_D2(t)＝0(4)

(2)模态2：[t₁-t₂](等效电路如图3所示)。

t₁时刻，开关管S₄关断，S₃导通，二极管D₁、D₂导通，L_in仍承受正向电压U_in，电流i_Lin(t)继续线性上升，到t₂时刻，模态2结束。其电感电流及各开关管电流计算式如下：

$i_{in}\left(t\right)=i_{Lin}\left(t\right)=\frac{U_{in}}{L_{in}}(t-t_1)+i_{Lin}\left(t_1\right)---\left(5\right)$

$i_{S1}\left(t\right)=i_{S3}\left(t\right)=\frac{1}{2}{i}_{in}\left(t\right)---\left(6\right)$

i_D1(t)＝i_S1(t)-I_g(7)

i_D2(t)＝i_S3(t)+I_g(8)

i_S2(t)＝i_S4(t)＝0(9)

(3)模态3：[t₂-t₃](等效电路如图4所示)。

t₂时刻，开关管S₃关断，S₄导通，到t₃时刻，模态3结束。该模态工作过程与模态1基本相同，在此不再赘述。

(4)模态4：[t₃-t₄](等效电路如图5所示)。

t₃时刻，开关管S₁关断，S₂导通，二极管D₁、D₂续流。升压电感L_in承受反向电压U_C，电流i_Lin(t)由S₂、S₄的体二极管D_S2、D_S4流过，且线性减小。到t₄时刻，模态4结束。下一个开关周期开始，重复上述过程。其电感电流及各开关管电流计算式如下：

$i_{Lin}\left(t\right)=\frac{U_C}{L_{in}}(t-t_3)+i_{Lin}\left(t_3\right)---\left(10\right)$

$i_{S2}\left(t\right)=i_{S4}\left(t\right)=\frac{1}{2}{i}_{Lin}\left(t\right)---\left(11\right)$

i_D1(t)＝i_S2(t)-I_g(12)

i_D2(t)＝i_S4(t)+I_g(13)

i_in(t)＝i_S1(t)＝i_S3(t)＝0(14)

本发明的逆变器的直流增益分析：

图7和图8分别给出了在第k个开关周期内的调制信号以及升压电感电流的变化情况。图8中，第k个时段的终点时间为kT_s，起点时间为(k-1)T_s，相位角为α_k，T_s为三角载波周期。

由图6可知，在模态1～3的时间段内升压电感L_in的电流上升量分别为：

△I_j＝U_inT_j/L_in(j＝1,2,3)(15)

其中：

T₁＝T_sMsinα_k(16)

T₃＝T_sMsinα_k+1(17)

$T_2=T_s-\frac{T_1+T_3}{2}=\frac{T_s\[2-M({\mathrm{sin\α}}_k+{\mathrm{sin\α}}_{k+1})\]}{2}---\left(18\right)$

式中，M＝U_rm/U_cm＝U_1m/U_dc为逆变器的调制比；U_rm为正弦调制波幅值，U_cm为三角载波幅值；U_1m为逆变器输出电压基波幅值，U_dc＝U_in+U_C为逆变器直流母线电压。

模态4时间段内升压电感L_in电流下降量为：

△I₄＝U_CT₄/L_in(19)

其中：

$T_4=T_s-\frac{T_5+T_3}{2}=\frac{T_s\[2-M({\mathrm{sin\α}}_{k+1}+{\mathrm{sin\α}}_{k+2})\]}{2}---\left(20\right)$

分别对正半周内升压电感电流的上升量和下降量求和，可得：

${\mathrm{\ΔI}}^{+}=\frac{{\mathrm{TU}}_{in}}{4L_{in}}+\frac{U_{in}{T}_{s}M}{2L_{in}}\underset{n=1}{\overset{N/4}{\Σ}}\left({\mathrm{sin\α}}_{2n-1}+{\mathrm{sin\α}}_{2n}\right)---\left(21\right)$

${\mathrm{\ΔI}}^{-}=\frac{{\mathrm{TU}}_C}{4L_{in}}-\frac{U_C{T}_{s}M}{2L_{in}}\underset{n=1}{\overset{N/4}{\Σ}}({\mathrm{sin\α}}_{2n}+{\mathrm{sin\α}}_{2n+1})---\left(22\right)$

在半个工频周期内升压电感电流总上升量等于总下降量，即ΔI⁺＝ΔI^-，可得电容电压方程为：

$\begin{array}{c}{U}_C=U_{in}+\frac{2M}{N\sin \left(\frac{2\mathrm{\π}}{N}\right)}\×\{U_{in}\[\sin \left(\frac{N-2}{2N}\mathrm{\π}\right)+sin\left(\frac{N+2}{2N}\mathrm{\π}\right)\]\\ +U_C\[\sin \left(\frac{N+2}{2N}\mathrm{\π}\right)+\sin \left(\frac{N+6}{2N}\mathrm{\π}\right)\]\}\end{array}---\left(23\right)$

式中，N为载波比，一般情况下很大，故有：

$sin\left(\frac{N-2}{2N}\mathrm{\π}\right)\≈sin\left(\frac{N+2}{2N}\mathrm{\π}\right)\≈sin\left(\frac{N+6}{2N}\mathrm{\π}\right)\≈1---\left(24\right)$

从而，式(23)可以简化为：

$U_C\≈U_{in}+\frac{4M}{N\sin \left(\frac{2p}{N}\right)}(U_{in}+U_C)\≈U_{in}+\frac{2U_{1m}}{p}---\left(25\right)$

可得该逆变器直流增益为：

$G=\frac{U_{dc}}{U_{in}}=\frac{U_C+U_{in}}{U_{in}}\≈\frac{2\mathrm{\π}}{\mathrm{\π}-2M}---\left(26\right)$

由式(26)可得逆变器直流增益G与调制比M的关系曲线，如图9所示。可以看出，逆变器的直流增益随着调制比M增大而增大。当M＝0.9时，该逆变器的直流增益达4.7。

为验证本发明所提出的高增益Buck-Boost集成式逆变器的正确性，进行了仿真。具体参数见表2，仿真结果如图10和图11所示。

图10与图11分别给出直流升压电感工作在CCM和DCM模式，输入电压u_in取80V，纯阻性负载时，直流升压电感电流i_Lin，直流母线电压u_dc和输出电压u_o的仿真波形。从图中可以看出，逆变器能够很好地实现升压逆变的功能。此外，在500W时该逆变器的效率可达97.1％。

本发明提出了一种新型高增益Buck-Boost集成式逆变器拓扑，分析了其工作原理和稳态特性，并通过500W/20kHz的样机仿真验证了方案的可行性。理论分析和仿真结果表明：该高增益逆变器具有控制简单、元器件少、结构简洁、集成度高、效率高等优点，有较好的应用前景。

表2逆变器电路参数

元件/参数	数值
		直流输入电压Uin/V	80
交流输出电压Uo/V	220
		开关频率fs/kHz	20
额定功率P/W	500
		直流升压电感Lin/mH	17
升压滤波电容Cin/μF	2000
		开关管S1-S4	IPW60R0410C6
防反二极管D1-D2	IDW30G65C5
		输出滤波电感Lf/mH	5
输出滤波电容Cf/μF	3.2

以上所述，仅是本发明的较佳实施例而已，并非对本发明作任何形式上的限制，虽然本发明已以较佳实施例揭露如上，然而并非用以限定本发明，任何熟悉本专业的技术人员，在不脱离本发明技术方案范围内，当可利用上述揭示的技术内容作出些许更动或修饰为等同变化的等效实施例，但凡是未脱离本发明技术方案的内容，依据本发明的技术实质对以上实施例所作的任何简单修改、等同变化与修饰，均仍属于本发明技术方案的范围内。

Claims (6)

1.一种高增益Buck-Boost集成式逆变器，其特征在于：包括电容C_in，开关管S₁-S₄，升压电感L_in，二极管D₁和D₂，所述开关管S₁和S₂串联形成第一桥臂电路，所述开关管S₃和S₄串联形成第二桥臂电路，所述第一桥臂电路和第二桥臂电路并联形成全桥电路；所述开关管S₁和S₂的接合点a连接有二极管D₁的阳极，所述开关管S₃和S₄的接合点b连接有二极管D₂的阳极，所述二极管D₁和二极管D₂的阴极共同连接有升压电感L_in的一端，所述升压电感L_in的另一端连接有电容C_in的一端，所述电容C_in的另一端分别连接有开关管S₂和S₄，所述接合点a和接合点b之间还连接有滤波电路。

2.根据权利要求1所述的一种高增益Buck-Boost集成式逆变器，其特征在于：所述升压电感L_in的另一端连接有电容C_in的正极，所述电容C_in的负极分别连接有开关管S₂和S₄。

3.根据权利要求1所述的一种高增益Buck-Boost集成式逆变器，其特征在于：所述滤波电路采用LC滤波电路或LCL滤波电路，所述滤波电路还连接有负载。

4.根据权利要求1或2或3所述的一种高增益Buck-Boost集成式逆变器的控制方法，其特征在于：该逆变器采用单极倍频SPWM调制方式，其具体实现过程如下：

首先，将正弦调制信号v_r和三角载波信号v_c分别送入比较器A的同相输入端和反相输入端，从而得到输出信号v_g1作为开关管S₁的驱动信号，而比较器A的输出信号取反，得到信号v_g2作为开关管S₂的驱动信号。由v_r和v_c得到的信号送入比较器B的同相输入端，而比较器B的反相输入端接地，从而得到输出信号v_g4作为开关管S₄的驱动信号，该输出信号的反相信号v_g3作为开关管S₃的驱动信号。

5.根据权利要求4所述的一种高增益Buck-Boost集成式逆变器的控制方法，其特征在于：所述逆变器在正弦调制波正半波的每个开关周期内的工作过程包括如下四种模态：

(1)模态1，t₀-t₁：t₀时刻前，开关管S₂和S₄导通，升压电感L_in承受反向电压U_C线性放电，u_ab等于0；在t₀时刻，S₂关断，S₁导通，二极管D₁导通而D₂反偏截止，升压电感L_in承受正向电压U_in，电感电流i_Lin(t)线性增长，到t₁时刻，模态1结束；

(2)模态2，t₁-t₂：t₁时刻，开关管S₄关断，S₃导通，二极管D₁、D₂导通，L_in仍承受正向电压U_in，电感电流i_Lin(t)，继续线性上升，到t₂时刻，模态2结束；

(3)模态3，t₂-t₃：t₂时刻，开关管S₃关断，S₄导通，到t₃时刻，模态3结束，该模态工作过程与模态1基本相同；

(4)模态4，t₃-t₄：t₃时刻，开关管S₁关断，S₂导通，二极管D₁、D₂续流；升压电感L_in承受反向电压U_C，电流i_Lin(t)由S₂、S₄的体二极管D_S2、D_S4流过，且线性减小；到t₄时刻，模态4结束；下一个开关周期开始，重复上述步骤(1)～(4)。

6.根据权利要求4或5所述的一种高增益Buck-Boost集成式逆变器的控制方法，其特征在于：所述逆变器的直流增益式中M＝U_rm/U_cm＝U_1m/U_dc为逆变器的调制比；U_rm为正弦调制波幅值，U_cm为三角载波幅值；U_1m为逆变器输出电压基波幅值，U_dc为逆变器直流母线电压。