CN104883046A - 高功率因数临界连续模式升降压功率因数校正变换器 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种高功率因数临界连续模式升降压功率因数校正变换器。包括Buck-boost变换器主功率电路、输出电压采样隔离电路、控制驱动电路和输入电压前馈电路，所述输入电压前馈电路包括输入电压采样跟随电路、输出电压采样跟随电路、加法电路和除法电路，输入电压采样跟随电路的输出端与加法电路的一个输入端连接，输出电压采样跟随电路的输出端分别与加法电路的另一输入端和除法电路的一个输入端连接，加法电路的输出端与除法电路的另一输入端连接。本发明通过引入电压前馈电路，使得开关管的导通时间在一个工频周期内按照一定的规律变化，最终实现单位功率因数。

Description

高功率因数临界连续模式升降压功率因数校正变换器

技术领域

本发明属于电能变换装置中的功率因数校正技术领域，特别是一种高功率因数临界连续模式升降压功率因数校正变换器。

背景技术

功率因数校正(Power Factor Correction,PFC)变换器可以减小输入电流谐波，提高输入功率因数，已得到广泛应用。PFC变换器分为有源和无源两种方式，相对于无源方式，有源功率因数校正具有输入功率因数高、体积小、成本低等优点。

有源PFC变换器可以采用多种电路拓和控制方法，其中Buck-boost变换器是几种基本的变换器之一，根据电感电流是否连续，可将其分为三种工作模式：电感电流连续模式(Continuous Current Mode,CCM)、电感电流临界连续模式(Critical ContinuousCurrent Mode,CRM)和电感电流断续模式(Discontinuous Current Mode,DCM)。

CRM Buck-boost变换器一般应用在中小功率场合，具有开关管零电流开通、升压二极管无反向恢复、PF高等特点，但其开关频率随输入电压和负载的变化而变化，电感和EMI滤波器的设计较复杂。

发明内容

本发明的目的在于提供一种高功率因数临界连续模式升降压功率因数校正变换器，通过引入输入电压前馈，提高功率因数。

实现本发明目的的技术解决方案为：一种高功率因数临界连续模式升降压功率因数校正变换器，包括Buck-boost变换器主功率电路、输出电压采样隔离电路、控制驱动电路和输入电压前馈电路，所述输入电压前馈电路包括输入电压采样跟随电路、输出电压采样跟随电路、加法电路和除法电路；

所述Buck-boost变换器主功率电路包括输入交流电压源v_in、EMI滤波器、整流桥RB、电感L、开关管Q、输出二极管D、输出滤波电容C_o、检测电阻R_CS和负载R_Ld，其中输入交流电压源v_in与EMI滤波器的输入端连接，EMI滤波器的输出端与整流桥RB的输入端连接，整流桥RB的输出负极为输入参考电位零点，整流桥RB的输出正极与电感L的一端连接，整流桥RB的输出负极为输出参考电位零点，电感L的另一端分别与开关管Q的漏极和二极管D的阳极连接，开关管Q的源极和检测电阻R_CS的一端连接，检测电阻R_CS的另一端接入输入参考电位零点，输出二极管D的阴极分别与输出滤波电容C_o和负载R_Ld的一端连接，输出滤波电容C_o以及负载R_Ld的另一端均连接输出参考电位零点；

所述输出电压采样隔离电路的输入端与负载R_Ld连接，输出电压采样隔离电路的输出端分别与输出电压采样跟随电路的输入端和控制驱动电路中控制芯片的1引脚连接，输入电压采样跟随电路的输入端与整流桥RB的输出正极连接，输入电压采样跟随电路的输出端与加法电路的一个输入端连接，输出电压采样跟随电路的输出端分别与加法电路的另一输入端和除法电路的一个输入端连接，加法电路的输出端与除法电路的另一输入端连接，除法电路的输出端与控制驱动电路中芯片的3脚连接，控制驱动电路中芯片的4引脚与开关管Q的源极连接，控制驱动电路中芯片的7引脚与开关管Q的栅极连接。

本发明与现有技术相比，其显著优点为：(1)具有高效率的特征；(2)将输入功率因数理论上提高至1，对于减小输入电流谐波及抑制THD具有积极意义。

附图说明

图1是Buck-boost变换器的原理示意图。

图2是Buck-boost变换器电感电流的波形图。

图3是本发明高功率因数临界连续模式升降压功率因数校正变换器的电路结构示意图。

具体实施方式

下面结合附图对本发明作出进一步详细说明。

1、理论推导：

图1是Buck-boost变换器主电路。

定义输入交流电压的表达式为

v_in(t)＝V_m sinωt    (1)

其中V_m为输入电压峰值，ω＝2πf_line为输入电压角频率，f_line为输入电压频率。

那么整流后的电压v_g为

v_g＝V_m|sinωt|    (2)

图2为两个开关周期内变换器的电感电流波形。当开关管Q导通时，二极管D截止，电感L两端的电压为v_g，其电流i_L由零开始以v_g/L的斜率线性上升，那么i_{L_pk}的峰值为

$i_{L\_\mathrm{pk}}=\frac{V_m\left|\sin \mathrm{\ωt}\right|}{L}{t}_{\mathrm{on}}---\left(3\right)$

其中t_on为Q的导通时间，L为电感值。

当Q关断，电感L通过二极管D续流，此时L两端的电压为－V_o，i_L以V_o/L的斜率从峰值i_{L_pk}下降，其下降到零的时间t_off为

$t_{\mathrm{off}}=\frac{i_{L\_\mathrm{pk}}}{V_o/L}=\frac{V_m\left|\sin \mathrm{\ωt}\right|}{V_o}{t}_{\mathrm{on}}---\left(4\right)$

由于Buck-boost变换器工作在CRM模式，因此当二极管D的电流下降到零时，开关管Q开通，开始新的开关周期。

由式(4)可得占空比为

d(t)＝t_on/(t_on+t_off)＝V_o/(V_o+V_m|sinωt|)    (5)

由式(3)和(5)，一个开关周期内，电感电流的平均值i_{L_av}为

$i_{L\_\mathrm{av}}=\frac{1}{2}{i}_{L\_\mathrm{pk}}d\left(t\right)=\frac{V_o{V}_m\left|\sin \mathrm{\ωt}\right|}{2L(V_o+V_m|\sin \mathrm{\ωt}\left|\right)}{t}_{\mathrm{on}}---\left(6\right)$

那么，输入电流i_in为

$i_{\mathrm{in}}\left(t\right)=\frac{V_o{V}_m\sin \mathrm{\ωt}}{2L(V_o+V_m|\sin \mathrm{\ωt}\left|\right)}{t}_{\mathrm{on}}---\left(7\right)$

由式(1)和式(7)，可以求出在半个工频周期内输入功率的平均值P_in

$P_{\mathrm{in}}=\frac{1}{T_{\mathrm{line}}/2}{\∫}_0^{T_{\mathrm{line}}/2}{v}_{\mathrm{in}}\left(t\right)i_{\mathrm{in}}\left(t\right)\mathrm{dt}=\frac{1}{\mathrm{\π}}{\∫}_0^{\mathrm{\π}}\frac{1}{2}\frac{{\left(V_m\sin \mathrm{\ωt}\right)}^2}{L}{t}_{\mathrm{on}}\frac{V_o}{V_o+V_m\left|\sin \mathrm{\ωt}\right|}\mathrm{d\ωt}---\left(8\right)$

假设变换器效率为100％，那么输入功率P_in等于输出功率P_o，即P_in＝P_o。由式(8)可得开关管导通时间t_on

$t_{\mathrm{on}}=\frac{2\mathrm{\πL}{P}_o}{V_o{V}_m^2}\·\frac{1}{0_0^{\mathrm{\π}}\frac{{\left(\sin \mathrm{\ωt}\right)}^2}{V_o+V_m\left|\sin \mathrm{\ωt}\right|}\mathrm{d\ωt}}---\left(9\right)$

由式(9)，在传统控制方式下，当输入电压一定时，t_on为一定值，即为定导通时间控制。此时输入电流，即式(7)为非正弦形式，功率因数不为1。

若采用变导通时间控制，设变导通时间表达式为

$t_{\mathrm{on}}=t_{\mathrm{on}}^{\′}\left(\frac{V_o+V_m\left|\sin \mathrm{\ωt}\right|}{V_o}\right)---\left(10\right)$

其中t’_on为比例系数。

将式(10)代入式(7)，可得输入电流为

$i_{\mathrm{in}}\left(t\right)=\frac{V_m{t}_{\mathrm{on}}^{\′}}{2L}\sin \mathrm{\ωt}---\left(11\right)$

由式(1)和式(11)可推出变换器的输入功率

$P_{\mathrm{in}}=\frac{1}{2}{V}_m\frac{V_m{t}_{\mathrm{on}}^{\′}}{2L_p}=\frac{V_m^2{t}_{\mathrm{on}}^{\′}}{4L_p}=P_o---\left(12\right)$

由上式可得

$t_{\mathrm{on}}^{\′}=\frac{4L{P}_o}{V_m^2}---\left(13\right)$

将式(13)代入式(10)中，可得变导通时间表达式为

$t_{\mathrm{on}}=\frac{4L_p{P}_o}{V_m^2{V}_o}(V_o+V_m|\sin \mathrm{\ωt}\left|\right)---\left(14\right)$

在此种控制方式下，输入电流为

$i_{\mathrm{in}}\left(t\right)=\frac{2P_o}{V_m}\sin \mathrm{\ωt}---\left(15\right)$

可见，输入电流为正弦形式，输入功率因数为1。本发明即采用式(14)所推导的变导通时间控制策略。

2、本发明高功率因数临界连续模式升降压功率因数校正变换器：

结合图3，整流后的电压v_g经电阻R₅和电阻R₆分压可得A点电压v_A＝k_vgV_m|sinωt|，这里k_vg是分压系数。输出电压V_o经隔离电路以及电阻R₇和电阻R₈分压可得B点电压v_B＝k_vgV_o。v_A与v_B接入加法电路，则输出为v_C＝k_vg(V_o+V_m|sinωt|)。v_B与v_C接入除法电路，除法电路输出v_z＝(V_o+V_m|sinωt|)]/V_o。v_z即为变导通时间变化函数，接入控制芯片L6561，L6561即可按照此变化规律控制开关管Q工作。具体电路如下：

本发明的高功率因数临界连续模式升降压功率因数校正变换器，包括Buck-boost变换器主功率电路1、输出电压采样隔离电路2、控制驱动电路7和输入电压前馈电路，所述输入电压前馈电路包括输入电压采样跟随电路3、输出电压采样跟随电路4、加法电路5和除法电路6；

所述Buck-boost变换器主功率电路1包括输入交流电压源v_in、EMI滤波器、整流桥RB、电感L、开关管Q、输出二极管D、输出滤波电容C_o、检测电阻R_CS和负载R_Ld，其中输入交流电压源v_in与EMI滤波器的输入端连接，EMI滤波器的输出端与整流桥RB的输入端连接，整流桥RB的输出负极为输入参考电位零点，整流桥RB的输出正极与电感L的一端连接，整流桥RB的输出负极为输出参考电位零点，电感L的另一端分别与开关管Q的漏极和二极管D的阳极连接，开关管Q的源极和检测电阻R_CS的一端连接，检测电阻R_CS的另一端接入输入参考电位零点，输出二极管D的阴极分别与输出滤波电容C_o和负载R_Ld的一端连接，输出滤波电容C_o以及负载R_Ld的另一端均连接输出参考电位零点；

所述输出电压采样隔离电路2的输入端与负载R_Ld连接，输出电压采样隔离电路2的输出端分别与输出电压采样跟随电路4的输入端和控制驱动电路7中控制芯片的1引脚连接，输入电压采样跟随电路3的输入端与整流桥RB的输出正极连接，输入电压采样跟随电路3的输出端与加法电路5的一个输入端连接，输出电压采样跟随电路4的输出端分别与加法电路5的另一输入端和除法电路6的一个输入端连接，加法电路5的输出端与除法电路6的另一输入端连接，除法电路6的输出端与控制驱动电路7中芯片的3脚连接，控制驱动电路7中芯片的4引脚与开关管Q的源极连接，控制驱动电路7中芯片的7引脚与开关管Q的栅极连接。

所述的输出电压采样隔离电路2包括第一电阻R₁、第二电阻R₂、第三电阻R₃、第四电阻R₄和光耦；其中第一电阻R₁和第二电阻R₂串联后并接在Buck-boost变换器主功率电路1中负载R_LD两端，第三电阻R₃的一端与第一电阻R₁和第二电阻R₂的公共端连接，第三电阻R₃的另一端与光耦的阳极连接，光耦的阴极接入输出参考电位零点，光耦的集电极与高电平V_CC连接，光耦的发射极连接第四电阻R₄的一端，第四电阻R₄的另一端接入输入参考电位零点。

所述的输入电压采样跟随电路3包括第五电阻R₅、第六电阻R₆和第一运算放大器A₁；其中第五电阻R₅的一端与Buck-boost变换器主功率电路1中整流桥RB的输出正极连接，第五电阻R₅的另一端和第六电阻R₆的一端共同接入第一运算放大器A₁的同相输入端，第六电阻R₆的另一端与输入参考电位零点连接，第一运算放大器A₁的反相输入端与输出端连接，构成同相电压跟随器。

所述的输出电压采样跟随电路4包括第七电阻R₇、第八电阻R₈和第二运算放大器A₂；其中第八电阻R₈的一端与输出电压采样隔离电路2中光耦的发射极连接，第八电阻R₈的另一端和第七电阻R₇的一端共同接入第二运算放大器A₂的同相输入端，第七电阻R₇的另一端与输入参考电位零点连接，第二运算放大器A₂的反相输入端与输出端连接，构成同相电压跟随器。

所述的加法电路5包括第九电阻R₉、第十电阻R₁₀、第十一电阻R₁₁、第十二电阻R₁₂、第十三电阻R₁₃和第三运算放大器A₃；其中第九电阻R₉一端与输入电压采样跟随电路3的输出端连接、另一端接入第三运算放大器A₃的同相输入端，第十电阻R₁₀一端与输出电压采样跟随电路4的输出端连接、另一端接入第三运算放大器A₃的同相输入端，第十一电阻R₁₁一端与第三运算放大器A₃的同相输入端连接、另一端接入输入参考电位零点，第十二电阻R₁₂一端接入第三运算放大器A₃的反相输入端、另一端接入输入参考电位零点，第十三电阻R₁₃接在第三运算放大器A₃的反相输入端和输出端之间。

所述的控制驱动电路7包括辅助绕组L_ZCD、第十四电阻R_ZCD和控制芯片L6561；其中辅助绕组L_ZCD的异名端接输入参考电位零点，辅助绕组L_ZCD的同名端与第十四电阻R_ZCD的一端连接，第十四电阻R_ZCD的另一端接入控制芯片L6561的5引脚，控制芯片L6561的1引脚与输出电压采样隔离电路2中光耦的发射极连接、7引脚与Buck-boost变换器主功率电路1中开关管Q的栅极连接、4引脚与Buck-boost变换器主功率电路1中开关管Q的源极连接。

综上所述，本发明通过引入电压前馈电路，使得开关管的导通时间在一个工频周期内按照一定的规律变化，最终实现单位功率因数。

Claims (6)

1.一种高功率因数临界连续模式升降压功率因数校正变换器，其特征在于，包括Buck-boost变换器主功率电路(1)、输出电压采样隔离电路(2)、控制驱动电路(7)和输入电压前馈电路，所述输入电压前馈电路包括输入电压采样跟随电路(3)、输出电压采样跟随电路(4)、加法电路(5)和除法电路(6)；

所述Buck-boost变换器主功率电路(1)包括输入交流电压源v_in、EMI滤波器、整流桥RB、电感L、开关管Q、输出二极管D、输出滤波电容C_o、检测电阻R_CS和负载R_Ld，其中输入交流电压源v_in与EMI滤波器的输入端连接，EMI滤波器的输出端与整流桥RB的输入端连接，整流桥RB的输出负极为输入参考电位零点，整流桥RB的输出正极与电感L的一端连接，整流桥RB的输出负极为输出参考电位零点，电感L的另一端分别与开关管Q的漏极和二极管D的阳极连接，开关管Q的源极和检测电阻R_CS的一端连接，检测电阻R_CS的另一端接入输入参考电位零点，输出二极管D的阴极分别与输出滤波电容C_o和负载R_Ld的一端连接，输出滤波电容C_o以及负载R_Ld的另一端均连接输出参考电位零点；

所述输出电压采样隔离电路(2)的输入端与负载R_Ld连接，输出电压采样隔离电路(2)的输出端分别与输出电压采样跟随电路(4)的输入端和控制驱动电路(7)中控制芯片的1引脚连接，输入电压采样跟随电路(3)的输入端与整流桥RB的输出正极连接，输入电压采样跟随电路(3)的输出端与加法电路(5)的一个输入端连接，输出电压采样跟随电路(4)的输出端分别与加法电路(5)的另一输入端和除法电路(6)的一个输入端连接，加法电路(5)的输出端与除法电路(6)的另一输入端连接，除法电路(6)的输出端与控制驱动电路(7)中芯片的3脚连接，控制驱动电路(7)中芯片的4引脚与开关管Q的源极连接，控制驱动电路(7)中芯片的7引脚与开关管Q的栅极连接。

2.根据权利要求1所述的高功率因数临界连续模式升降压功率因数校正变换器，其特征在于，所述的输出电压采样隔离电路(2)包括第一电阻R₁、第二电阻R₂、第三电阻R₃、第四电阻R₄和光耦；其中第一电阻R₁和第二电阻R₂串联后并接在Buck-boost变换器主功率电路(1)中负载R_LD两端，第三电阻R₃的一端与第一电阻R₁和第二电阻R₂的公共端连接，第三电阻R₃的另一端与光耦的阳极连接，光耦的阴极接入输出参考电位零点，光耦的集电极与高电平V_CC连接，光耦的发射极连接第四电阻R₄的一端，第四电阻R₄的另一端接入输入参考电位零点。

3.根据权利要求1所述的高功率因数临界连续模式升降压功率因数校正变换器，其特征在于，所述的输入电压采样跟随电路(3)包括第五电阻R₅、第六电阻R₆和第一运算放大器A₁；其中第五电阻R₅的一端与Buck-boost变换器主功率电路(1)中整流桥RB的输出正极连接，第五电阻R₅的另一端和第六电阻R₆的一端共同接入第一运算放大器A₁的同相输入端，第六电阻R₆的另一端与输入参考电位零点连接，第一运算放大器A₁的反相输入端与输出端连接，构成同相电压跟随器。

4.根据权利要求1所述的高功率因数临界连续模式升降压功率因数校正变换器，其特征在于，所述的输出电压采样跟随电路(4)包括第七电阻R₇、第八电阻R₈和第二运算放大器A₂；其中第八电阻R₈的一端与输出电压采样隔离电路(2)中光耦的发射极连接，第八电阻R₈的另一端和第七电阻R₇的一端共同接入第二运算放大器A₂的同相输入端，第七电阻R₇的另一端与输入参考电位零点连接，第二运算放大器A₂的反相输入端与输出端连接，构成同相电压跟随器。

5.根据权利要求1所述的高功率因数临界连续模式升降压功率因数校正变换器，其特征在于，所述的加法电路(5)包括第九电阻R₉、第十电阻R₁₀、第十一电阻R₁₁、第十二电阻R₁₂、第十三电阻R₁₃和第三运算放大器A₃；其中第九电阻R₉一端与输入电压采样跟随电路(3)的输出端连接、另一端接入第三运算放大器A₃的同相输入端，第十电阻R₁₀一端与输出电压采样跟随电路(4)的输出端连接、另一端接入第三运算放大器A₃的同相输入端，第十一电阻R₁₁一端与第三运算放大器A₃的同相输入端连接、另一端接入输入参考电位零点，第十二电阻R₁₂一端接入第三运算放大器A₃的反相输入端、另一端接入输入参考电位零点，第十三电阻R₁₃接在第三运算放大器A₃的反相输入端和输出端之间。

6.根据权利要求1所述的高功率因数临界连续模式升降压功率因数校正变换器，其特征在于，所述的控制驱动电路(7)包括辅助绕组L_ZCD、第十四电阻R_ZCD和控制芯片L6561；其中辅助绕组L_ZCD的异名端接输入参考电位零点，辅助绕组L_ZCD的同名端与第十四电阻R_ZCD的一端连接，第十四电阻R_ZCD的另一端接入控制芯片L6561的5引脚，控制芯片L6561的1引脚与输出电压采样隔离电路(2)中光耦的发射极连接、7引脚与Buck-boost变换器主功率电路(1)中开关管Q的栅极连接、4引脚与Buck-boost变换器主功率电路(1)中开关管Q的源极连接。