TWI511435B - AC - DC power converter - Google Patents

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Description

交流-直流功率轉換器
本發明關於電子技術領域，尤其關於一種交流-直流功率轉換器。
交流-直流功率轉換器(AC/DC converter)用以將交流電壓轉換為一恆定的直流電信號(例如直流電壓或者直流電流)。由於交流-直流功率轉換器的功率較高，因此廣泛應用於驅動大功率的負載，例如電機、LED燈等。交流-直流功率轉換器通常包括一整流橋，以將外部交流電壓轉換為一正弦半波直流輸入電壓來提供給後續變換電路。為了減小對交流電網的諧波污染，交流-直流功率轉換器通常需要功率因數校正電路(PFC)來實現功率因數校正功能，獲得一較高的功率因數。
現有技術中，單級變換電路或者兩級變換電路均可以實現功率因數校正功能以及獲得恆定的輸出電信號。
參考圖1，所示為一種採用現有技術的單級交流-直流功率轉換器的一具體實施例。在該實施方式中，單級交流-直流功率轉換器包括單級PFC主電路10和單級PFC 控制電路20兩部分。其中，單級PFC主電路為返馳式(flyback)拓撲結構，單級PFC控制電路包括電流閉環控制電路21，電流控制電路22，過零觸發電路23，隔離電路和乘法器U5。
電流閉環控制電路21採樣單級PFC主電路的輸出電流，其輸出信號經隔離電路後與輸入電壓經乘法器U5運算後得到的信號，作為基準信號輸入至電流控制電路22的同相輸入端，反相輸入端取樣輸入電流，輸出端連接至過零觸發電路23。過零觸發電路23包括電壓比較器U3和RS觸發器U4，電流控制電路22的輸出端和電壓比較器U3的輸出端分別連接至RS觸發器的復位端R和置位端S。RS觸發器的輸出信號通過控制電晶體S的導通或者截止的狀態，使輸入電流跟隨輸入電壓變化，以此提高單級PFC電路的功率因數。
但是，採用這種實現方式，輸出電流存在漣波，並且當漣波較大時，輸出電流的誤差較大，因此，輸入端的電流存在較大誤差，不能準確跟隨輸入電壓的變化，功率因數大大降低。
參考圖2，所示為另一種採用現有技術的兩級交流-直流功率轉換器的原理方塊圖。在該實施方式中，交流-直流功率轉換器包括兩級功率級電路203和205，以及第一級控制電路204和第二級控制電路206。第一級功率級電路203接收正弦半波直流輸入電壓，第一級控制電路204控制第一級功率級電路203，使得輸入電流的波形跟隨所 述正弦半波直流輸入電壓，從而實現功率因數校正。與第一級功率級電路級聯的第二級功率級電路205用以接收第一級功率級電路203的輸出電壓Vout1，根據LED燈207所需的驅動電壓，第二級控制電路206控制第二級功率級電路205，以獲得基本恆定的輸出電流和輸出電壓，使之能夠正常驅動LED燈207。
採用圖2所示的交流-直流功率轉換器，對諧波的處理效果較好，可以達到較高的功率因數；具有獨立的PFC級，可以對輸入DC/DC級的直流電壓進行預調節，輸出電壓比較精確；帶載能力比較高，適合於功率較高的場合。但是，它至少需要兩套控制電路和至少兩個功率電晶體，所需的元件較多，成本較高；功率密度低，損耗比較大；尤其對於中小功率的電子設備，很不經濟。
有鑑於此，本發明的目的在於提供一種交流-直流功率轉換器，其通過控制和驅動電路控制功率級電路中的能量傳輸過程，以實現輸出一穩定電信號驅動負載並且同時實現功率因數校正功能。本發明的交流-直流功率轉換器較現有技術中的單級交流-直流功率轉換器控制精度高，較兩級交流-直流功率轉換器控制結構簡單，成本低。
依據本發明的一種交流-直流功率轉換器，包括一整流橋和濾波電容，以將外部交流電壓轉換為正弦半波直流輸入電壓，所述交流-直流功率轉換器還包括第一儲能元 件、第二儲能元件和第三儲能元件，在每一開關週期內，在第一工作狀態時，第一路徑接收所述正弦半波直流輸入電壓，並對所述第一儲能元件進行儲能，所述第一儲能元件上的第一電流連續上升；第二路徑接收第二直流電壓，並對所述第二儲能元件進行儲能，流過所述第二儲能元件的第二電流持續上升；所述第一路徑和所述第二路徑共用一電晶體；在第二工作狀態時，所述第一儲能元件通過第三路徑釋放能量至所述第三儲能元件和一負載，以在所述第三儲能元件上產生所述第二直流電壓，同時所述第一電流連續下降；所述第二儲能元件通過第四路徑將能量釋放至所述負載；其中，所述第一電流跟隨所述正弦半波直流輸入電壓變化，並且所述交流-直流功率轉換器的輸出電信號維持恆定。
較佳的，在第一工作狀態時，所述正弦半波直流輸入電壓通過所述第一路徑對所述第一儲能元件進行儲能和釋放能量至所述負載。
較佳的，在第一工作狀態時，所述正弦半波直流輸入電壓通過所述第一路徑對所述第一儲能元件進行儲能和釋放能量至所述負載；並且，所述第二直流電壓通過所述第二路徑對所述第二儲能元件進行儲能和釋放能量至所述負載。
較佳的，所述第一儲能元件包括第一電感性元件，所述第二儲能元件包括第二電感性元件，所述第三儲能元件包括一電容性元件。
進一步的，所述的交流-直流功率轉換器還包括控制和驅動電路，其接收所述第一電流和第二電流的峰值電流信號，以據此產生一驅動信號來驅動所述電晶體。
較佳的，在第一工作狀態時，所述電晶體處於導通狀態；在第二工作狀態時，所述電晶體處於截止狀態。
較佳的，所述第一儲能元件、所述第三儲能元件、所述第一路徑和所述第三路徑組成第一級功率級電路。
較佳的，所述第二儲能元件、所述第二路徑和所述第四路徑組成第二級功率級電路。
較佳的，所述輸出電信號包括一恆定的輸出電流，用以驅動LED負載。
依據上述的一種交流-直流功率轉換器，其兩級功率級電路共用一電晶體和控制和驅動電路，簡化了電路結構，同時實現了功率因數校正功能和輸出恆定電信號驅動負載，在電路更加簡潔的基礎上保證精度的準確，成本低，準確性好。在隔離式功率級電路中，本發明中的控制和驅動電路只取樣原邊信號來推算出輸出電流的資訊，從而控制輸出電信號的穩定，實現了從原邊控制恆流驅動，安全性好。
301‧‧‧控制和驅動電路
401‧‧‧控制和驅動電路
501‧‧‧控制和驅動電路
601‧‧‧控制和驅動電路
圖1所示為採用現有技術的一種單級交流-直流功率轉換器的原理方塊圖；圖2所示為採用現有技術的一種兩級交流-直流功率轉換器的原理方塊圖；圖3A所示為依據本發明的交流-直流功率轉換器的第一實施例的原理方塊圖；圖3B所示為圖3A所示的交流-直流功率轉換器在第一工作狀態時的導電路徑圖；圖3C所示為圖3A所示的交流-直流功率轉換器在第二工作狀態時的導電路徑圖；圖4A所示為依據本發明的交流-直流功率轉換器的第二實施例的原理方塊圖；圖4B所示為圖4A所示的交流-直流功率轉換器在第一工作狀態時的導電路徑圖；圖4C所示為圖4A所示的交流-直流功率轉換器在第二工作狀態時的導電路徑圖；圖5A所示為依據本發明的交流-直流功率轉換器的第三實施例的原理方塊圖；圖5B所示為圖5A所示的交流-直流功率轉換器在第一工作狀態時的導電路徑圖；圖5C所示為圖5A所示的交流-直流功率轉換器在第二工作狀態時的導電路徑圖；圖6A所示為依據本發明的交流-直流功率轉換器的第四實施例的原理方塊圖； 圖6B所示為圖6A所示的交流-直流功率轉換器在第一工作狀態時的導電路徑圖；圖6C所示為圖6A所示的交流-直流功率轉換器在第二工作狀態時的導電路徑圖。
以下結合附圖對本發明的幾個較佳實施例進行詳細描述，但本發明並不僅僅限於這些實施例。本發明涵蓋任何在本發明的精髓和範圍上做的替代、修改、等效方法以及方案。為了使公眾對本發明有徹底的瞭解，在以下本發明較佳實施例中詳細說明了具體的細節，而對本領域技術人員來說沒有這些細節的描述也可以完全理解本發明。
參考圖3A，所示為依據本發明的交流-直流功率轉換器的第一實施例的原理方塊圖。在本實施例中，外部交流電壓經整流橋BR和濾波電容C1整流濾波後得到一正弦半波直流輸入電壓Vin 。所述交流-直流功率轉換器還包括第一儲能元件即電感L1，第二儲能元件即變壓器T1(包括原邊繞組Lp和副邊繞組Ls)，第三儲能元件即電容C2。此外，所述交流-直流功率轉換器還包括控制和驅動電路301，所述控制和驅動電路301控制所述電晶體Q的開關狀態。
參考圖3B，所示為圖3A所示的交流-直流功率轉換器在第一工作狀態時的導電路徑圖；在第一工作狀態時，所述控制和驅動電路301控制所述電晶體Q導通，電感 L1、二極體D1和電晶體Q形成第一路徑①，所述正弦半波直流輸入電壓通過所述第一路徑①對所述電感L1儲能，所述電感L1上的第一電流I1 持續上升。電容C2、變壓器T1的原邊繞組Lp和電晶體Q形成第二路徑②，電容C2兩端的的第二直流電壓Vbus 對所述原邊繞組Lp釋放能量，變壓器T1儲能，其原邊繞組Lp上的第二電流I2 持續上升。
參考圖3C，所示為圖3A所示的交流-直流功率轉換器在第二工作狀態時的導電路徑圖；在第二工作狀態時，所述控制和驅動電路301控制所述電晶體Q截止，所述電感L1、二極體D1、變壓器T1的原邊繞組Lp和電容C2形成第三路徑③，所述電感L1釋放能量，第一電流I1 持續下降，所述電感L1釋放的能量一部分通過變壓器T1傳遞給負載，另一部分用以給電容C2充電，電容C2兩端產生所述第二直流電壓Vbus 。變壓器T1的副邊繞組Ls、二極體D2和電容C3形成第四路徑④，變壓器中儲存的能量通過所述第四路徑傳遞至負載。
其中，所述二極體D1用以防止在第二工作狀態時，第三路徑中的電流回流至輸入端。此外，所述交流-直流功率轉換器中的控制和驅動電路301接收所述第一電流I1 和第二電流I2 的峰值電流信號IPK1 和IPK2 ，以及電感L1上電流從峰值下降至為零的時間toff1 和變壓器T1中激磁電感上電流從峰值下降至為零的時間toff2 ，以產生一驅動信號來控制電晶體Q的開關動作，以實現功率因數校正和 恆定的輸出電流。其中，峰值電流信號IPK1 和IPK2 可通過現有的或改進的任一種峰值取樣電路對第一電流I1 和第二電流I2 取樣實現，圖3A中沒有示出具體電路結構。
另外，本實施例中所述第一路徑①和第三路徑③形成一升壓型功率級電路，其接收正弦半波直流輸入電壓Vin 以在電容C2的兩端產生一基本恆定的第二直流電壓Vbus 。當電容C2 的電容值較大時，電容C2 兩端的電壓Vbus 波動很小，可保持基本恆定。所述第二路徑②和第四路徑④形成一返馳式功率級電路，其接收電容C2兩端的第二直流電壓Vbus 以通過第四路徑④產生一基本恆定的輸出電壓Vo，以及一基本恆定的輸出電流Io來驅動負載，如LED負載。
從圖3A中可以看出，所述升壓型功率級電路中的第一路徑①和返馳式功率級電路中的第二路徑②共用電晶體Q以及控制和驅動電路301。因此，本實施例中的交流-直流功率轉換器結構較現有技術簡單，控制更加簡易。
下面根據上述實施例的交流-直流功率轉換器的電路結構，以及不同工作狀態時的導電路徑詳細說明本實施例中的交流-直流功率轉換器的功率因數校正以及恆定輸出電信號的實現原理。
根據返馳式功率級電路的工作原理，在變壓器中的勵磁電感電流工作於臨界導通模式(BCM)時，且電感L1電流下降到零的時間早於變壓器中勵磁電感電流下降到零的時間，輸出電流如下公式(1)計算得到：
其中，Ipk1 表示電感L1上第一電流的峰值電流；Ipk2 表示變壓器T1的原邊繞組上第二電流的峰值電流；n表示變壓器T1的原邊繞組Lp與副邊繞組Ls的匝數之比；toff1 表示電感L1上電流從峰值下降至為零的時間；toff2 表示變壓器中勵磁電感上電流從峰值下降至為零的時間；tS 表示一個開關週期，為ton 和toff2 之和。
其中，所述第一電流的峰值電流Ipk1 可由以下公式計算獲得：
這裡，Vin 表示正弦半波直流輸入電壓，L1 表示電感L1的電感值，ton 表示電晶體Q的導通時間。
所述第二電流的峰值電流Ipk2 可由以下公式計算獲得：
這裡，Vbus 表示電容C2兩端的第二直流電壓，L2 表示電感L2的電感值。
此外，電感L1上電流從峰值下降至為零的時間toff1 可由公式計算得：
其中，所述Vo為所述交流-直流功率轉換器的輸出電壓。
勵磁電感上電流從峰值下降至為零的時間toff2 可由公式計算得：
一個開關週期tS 為：
將上述Ipk1 、Ipk2 、toff1 、toff2 和tS 的計算公式均代入Io的公式(1)中得：
從公式(2)中可以看出，除正弦半波直流輸入電壓外，其它均為恆定值，因此，要實現輸出電流I0 恆定，則只需要控制電晶體的導通時間ton ，以使得導通時間ton 與式(2)第一項多項式的乘積為一恆定值即可。導通時間ton 可由控制和驅動電路控制，在本實施例中，控制和驅動電路根據所述第一電流的峰值電流Ipk1 、所述第二電流的峰值電流Ipk2 、電感L1上電流從峰值下降至為零的時間toff1 和原邊繞組Lp上電流從峰值下降至為零的時間toff2 可控制調整導通時間ton ，以實現控制輸出電流Io恆定。控制和驅動電路301可以為任何合適形式的已知的或者改進的電路，在此不再列舉實施例進行說明。從上述控 制方案中可以看出，本發明實施例的控制和驅動電路只取樣原邊信號，從取樣的原邊信號推算出輸出電流，從而實現輸出恆流控制，因此，本方案採用的原邊控制方案不但精度高，而且安全性好。
根據升壓型功率級電路的工作原理，本實施例中的輸入電流Iin 即電感L1上的第一電流可由下式計算獲得：
由式(2)可得到導通時間ton 為；
將Ipk1 、ton 、toff1 、tS 和ton 的計算公式均代入上式(3)中得：
從式(4)中可以看出，由於第二直流電壓Vbus 較大，因此，後一項多項式可近似為一常數，輸入電流Iin 近似跟隨正弦半波直流輸入電壓Vin 的變化，實現了功率因數校正功能。
需要說明的是，上述的推導公式只適用於在變壓器中的勵磁電感電流工作於臨界導通模式(BCM)時推導的結果，工作模式不同其推導過程亦不相同，在此不一一概述。
從上述推導過程可以看出，本發明實施例的交流-直 流功率轉換器，其兩級功率級電路只需一個電晶體和控制和驅動電路即可實現能量的傳輸過程，並完成功率因數校正和輸出恆定電信號。本發明實施例中在第二工作狀態時，由於第一儲能元件電感L1和第二儲能元件變壓器T1中的能量均可釋放供給負載，因此，對第三儲能元件電容C2的耐壓要求較低。此外，本發明實施例的電路結構簡單，但控制精度高，漣波小，穩定性好，可很好地應用於LED驅動等場合。
參考圖4A，所示為依據本發明的交流-直流功率轉換器的第二實施例的原理框圖。本實施例中的交流-直流功率轉換器的第一儲能元件為電感L2，第二儲能元件為變壓器T1、第三儲能元件為電容C4。
參考圖4B所示為圖4A所示的交流-直流功率轉換器在第一工作狀態時的導電路徑圖；在第一工作狀態時，所述控制和驅動電路401控制電晶體Q導通，二極體D1、電感L2和電晶體Q形成第一路徑①，所述正弦半波直流輸入電壓通過所述第一路徑①對所述電感L2儲能，所述電感L2上的第一電流I1 持續上升；變壓器T1的原邊繞組Lp、二極體D4、電容C4形成第二路徑②，所述電容C4兩端的第二直流電壓通過第二路徑給變壓器儲能，流過原邊繞組Lp的第二電流持續上升。
圖4C所示為圖4A所示的交流-直流功率轉換器在第二工作狀態時的導電路徑圖；在第二工作狀態時，所述控制和驅動電路401控制電晶體Q截止，電感L2、變壓器 T1的原邊繞組Lp、電容C4、二極體D3形成第三路徑③，電感L2釋放能量，流過電感L2中的第一電流持續下降，電感L2中的能量一部分通過變壓器T1輸出至負載，另一部分用以給電容C2充電，電容C2 兩端產生所述第二直流電壓Vbus ，同上述實施例，在電容C2的容值較大時，其兩端電壓基本恆定，即所述第二直流電壓Vbus 基本恆定；變壓器T1的副邊繞組Ls、二極體D2和第三電容C3形成第四路徑④，變壓器儲存的能量通過所述第四路徑④傳遞給負載。
從上述過程得出，本實施例中的第一路徑①和第三路徑③形成一升降壓型功率級電路，其將所述正弦半波直流輸入電壓Vin 轉換為電容C4 的兩端的基本恆定的第二直流電壓Vbus 。第二路徑②和第四路④徑形成一返馳式功率級電路，其接收所述第二直流電壓Vbus 以產生一基本恆定的輸出電壓Vo，以及一基本恆定的輸出電流Io來驅動LED負載。
其中，二極體D3用以在第三路徑中為電感L2提供續流通路；二極體D4用以防止輸入電壓Vin 直接連接到地。本實施例中的交流-直流功率轉換器的功率因數校正以及恆定輸出電信號的實現原理與第一實施例基本相同，其詳細推導過程不再闡述。
同理，本實施例中的交流-直流功率轉換器的能量傳輸過程只需要一個電晶體和控制和驅動電路，並同時實現了功率因數校正和恆定輸出電信號，電路結構簡單，精度 高。
參考圖5A，所示為依據本發明的交流-直流功率轉換器的第三實施例的原理方塊圖。本實施例中的交流-直流功率轉換器的第一儲能元件為電感L3、第二儲能元件為電感L4、第三儲能元件為電容C5。
參考圖5B，所示為圖5A所示的交流-直流功率轉換器在第一工作狀態時的導電路徑圖；在第一工作狀態時，所述控制和驅動電路501控制所述電晶體Q導通，二極體D1、電感L3、電容C3和電晶體Q形成第一路徑①，所述正弦半波直流輸入電壓通過所述第一路徑①對所述電感L3儲能，所述電感L3上的第一電流I1 持續上升，同時，所述正弦半波直流輸入電壓通過所述第一路徑①將能量傳遞給負載；電容C5、電感L4、電容C3和電晶體Q形成第二路徑②，電容C5通過第二路徑②釋放能量，電感L4儲能，電感L4上的第二電流上升，並且電容C2中的能量同時也供給負載。
參考圖5C，所示為圖5A所示的交流-直流功率轉換器在第二工作狀態時的導電路徑圖；在第二工作狀態時，所述控制和驅動電路501控制所述電晶體Q截止，電感L3、電容C3、二極體D5、電容C5形成第三路徑③，電感上第一電流I1 持續下降，電感L3釋放能量，其能量一部分用以供給負載，一部分用以給電容C5充電，電容C5兩端產生所述第二直流電壓Vbus ；電感L4、電容C3、二極體D5形成第四路徑④，電感L4通過所述第四路徑④ 將能量傳遞給負載。
其中，二極體D5用以作為電感L3和L4續流回路。在本實施例中，第一路徑①和第三路徑③形成一升壓型功率級電路，以將所述正弦半波直流輸入電壓Vin 轉換為電容C5 的兩端的基本恆定的第二直流電壓Vbus 。第二路徑②和第四路徑④形成一降壓型功率級電路，以接收所述第二直流電壓Vbus 以產生一基本恆定的輸出電壓Vo，以及一基本恆定的輸出電流Io來驅動LED負載。
下面根據本實施例的交流-直流功率轉換器的電路結構，以及不同工作狀態時的導電路徑詳細說明本實施例中的交流-直流功率轉換器的功率因數校正以及恆定輸出電信號的實現原理。
根據降壓型功率級電路的工作原理，當電感L3中電流工作於斷續導通模式(DCM)、電感L4電流工作於臨界導通模式(BCM)時，輸出電流Io如下公式(5)計算得到：
其中，Ipk3 表示電感L3上第一電流的峰值電流；Ipk4 表示電感L4上第二電流的峰值電流；toff3 表示電感L3上電流從峰值下降至為零的時間；toff4 表示電感L4上電流從峰值下降至為零的時間；tS 表示一個開關週期，為ton 和toff4 之和。
其中，電感L3的峰值電流可由以下公式計算獲得：
這裡，Vin 表示正弦半波直流輸入電壓，Vo表示輸出電壓，L3 表示電感L3的電感值，ton 表示電晶體Q的導通時間。
電感L4的峰值電流可由以下公式計算獲得：
這裡，Vbus 表示電容C5兩端的第二直流電壓，L4 表示電感L4的電感值。
此外，電感L3中電流從峰值下降至為零的時間toff3 可由公式計算得：
電感L4中電流從峰值下降至為零的時間toff4 可由公式計算得：
電晶體Q的一個開關週期tS 為：
將上述Ipk3 、Ipk4 、toff3 、toff4 和tS 的計算公式均代入Io的公式(5)中得：
從公式(6)中可以看出，要控制輸出電流Io恆定，則只需要控制導通時間ton ，以使得導通時間ton 與後面多項式的乘積為一恆定值即可。同理，本實施例通過控制和驅動電路501根據所述電感L3上第一電流的峰值電流Ipk3 、所述電感L4上第二電流的峰值電流Ipk3 、電感L3上電流從峰值下降至為零的時間toff3 和電感L4上電流從峰值下降至為零的時間toff4 來控制調整導通時間ton ，以實現原邊控制輸出電流Io恆定。
根據升壓型功率級電路的工作原理，其交流-直流功率轉換器的輸入電流Iin 即是第三電感L3上的第一電流I1 可由下式計算獲得：
其中，由上式(6)可得到ton 為：
將Ipk3 、ton 、toff3 、tS 的計算公式均代入上式(7)中得：
從式(8)中可得出，由於第二直流電壓Vbus 較大，因此，後一項多項式可近似為一常數，輸入電流Iin 近似 跟隨正弦半波直流輸入電壓Vin 的變化，實現了功率因數校正功能。
從本實施例中可得出，本發明實施例的交流-直流功率轉換器依據本發明的控制方案，其兩級功率級電路只需一個電晶體和控制和驅動電路即可滿足電路驅動要求，同時完成功率因數校正和輸出恆定電信號，並且第三儲能元件即電容C5的耐壓小，進一步減小了成本。
參考圖6A，所示為依據本發明的交流-直流功率轉換器的第四實施例的原理方塊圖。本實施例中的交流-直流功率轉換器的第一儲能元件為變壓器T1、第二儲能元件為電感L5、第三儲能元件為電容C6。
參考圖6B，所示為圖6A所示的交流-直流功率轉換器在第一工作狀態時的導電路徑圖；在第一工作狀態時，所述控制和驅動電路601控制所述電晶體Q導通，二極體D1、變壓器T1的原邊繞組Lp和電晶體Q形成第一路徑①，所述正弦半波直流輸入電壓通過所述第一路徑①對變壓器T1儲能，所述變壓器T1原邊繞組Lp上第一電流I1 持續上升；電容C6、電感L5、電容C3、二極體D6和電晶體Q形成第二路徑②，電容C6通過第二路徑②釋放能量，電感L5儲能，電感L5上的第二電流I2 上升，並且電容C6中的能量同時也供給負載。
參考圖6C，所示為圖6A所示的交流-直流功率轉換器在第二工作狀態時的導電路徑圖；在第二工作狀態時，所述控制和驅動電路601控制所述電晶體Q截止，變壓器 T1副邊繞組Ls、二極體D2、電容C3、二極體D7、電容C6形成第三路徑③，變壓器T1釋放能量，變壓器T1上第一電流I1 持續下降，其能量一部分用以供給負載，一部分用以給電容C6充電，電容C6兩端產生所述第二直流電壓Vbus ；電感L5、電容C3、二極體D7形成第四路徑④，電感L5通過所述第四路徑④將能量傳遞給負載。
這裡，所述第一路徑①和第三路徑③形成一返馳式功率級電路，接收正弦半波直流輸入電壓Vin 以在電容C6 的兩端產生一基本恆定的第二直流電壓Vbus 。
所述第二路徑②和第四路徑④組成一降壓型功率級電路，接收電容C6 兩端的第二直流電壓Vbus 以通過第四路徑④產生一基本恆定的輸出電壓Vo，以及一基本恆定的輸出電流Io來驅動LED負載。
採用圖6A所示的交流-直流功率轉換器，第一路徑①和第二路徑②共用電晶體Q和控制和驅動電路601。本領域技術人員根據上文中結合具體實施例(圖5A至圖5C)對本發明內容的詳細描述，可以推知圖6A所示的交流-直流功率轉換器的控制原理。
綜上所述，依照本發明所公開的交流-直流功率轉換器利用其兩級功率級電路只需一個電晶體和控制和驅動電路即可滿足電路驅動要求，同時完成功率因數校正和輸出恆定電信號，控制精度高、漣波小、輸出信號穩定，並且第三儲能元件即電容C5的耐壓小，進一步減小了成本。
以上對依據本發明的較佳實施例的交流-直流功率轉 換器進行了詳盡描述，本領域普通技術人員據此可以推知其他技術或者結構以及電路佈局、元件等均可應用於所述實施例。例如本實施例中的第一級功率級電路用以實現功率因數校正功能，第二級功率級電路用以實現對輸出電信號的恆定控制，在本發明的發明構思啟導下，第一級功率級電路和第二級功率級電路可以為任何合適形式的拓撲結構，例如升壓型、降壓型、升壓-降壓型、返馳式或者正激式。根據選擇的拓撲結構的類型，第一級功率電路和第二級功率電路的導電路徑中還可以由其他元件構成。
依照本發明的實施例如上文所述，這些實施例並沒有詳盡敘述所有的細節，也不限制該發明僅為所述的具體實施例。顯然，根據以上描述，可作很多的修改和變化。本說明書選取並具體描述這些實施例，是為了更好地解釋本發明的原理和實際應用，從而使所屬技術領域技術人員能很好地利用本發明以及在本發明基礎上的修改使用。本發明僅受申請專利範圍及其全部範圍和等效物的限制。
301‧‧‧控制和驅動電路

Claims (9)

  1. 一種交流-直流功率轉換器，包括一整流橋和濾波電容，以將外部交流電壓轉換為正弦半波直流輸入電壓，其特徵在於，該交流-直流功率轉換器還包括第一儲能元件、第二儲能元件和第三儲能元件，在每一開關週期內，在第一工作狀態時，第一路徑接收該正弦半波直流輸入電壓，並對該第一儲能元件進行儲能，該第一儲能元件上的第一電流連續上升；第二路徑接收第二直流電壓，並對該第二儲能元件進行儲能，流過該第二儲能元件的第二電流持續上升；該第一路徑和該第二路徑共用一電晶體；在第二工作狀態時，該第一儲能元件通過第三路徑釋放能量至該第三儲能元件和一負載，以在該第三儲能元件上產生該第二直流電壓，同時該第一電流連續下降；該第二儲能元件通過第四路徑將能量釋放至該負載；其中，該第一電流跟隨該正弦半波直流輸入電壓變化，並且該交流-直流功率轉換器的輸出電信號維持恆定，其中，該第二儲能元件包括變壓器。
  2. 根據申請專利範圍第1項所述的交流-直流功率轉換器，其中，在第一工作狀態時，該正弦半波直流輸入電壓通過該第一路徑對該第一儲能元件進行儲能和釋放能量至該負載。
  3. 根據申請專利範圍第1項所述的交流-直流功率轉 換器，其中，在第一工作狀態時，該正弦半波直流輸入電壓通過該第一路徑對該第一儲能元件進行儲能和釋放能量至該負載；並且，該第二直流電壓通過該第二路徑對該第二儲能元件進行儲能和釋放能量至該負載。
  4. 根據申請專利範圍第1項所述的交流-直流功率轉換器，其中，該第一儲能元件包括第一電感性元件，該第二儲能元件包括第二電感性元件，該第三儲能元件包括一電容性元件。
  5. 根據申請專利範圍第1項所述的交流-直流功率轉換器，其中，還包括控制和驅動電路，其接收該第一電流和第二電流的峰值電流信號，以據此產生一驅動信號來驅動該電晶體。
  6. 根據申請專利範圍第1項所述的交流-直流功率轉換器，其中，在第一工作狀態時，該電晶體處於導通狀態；在第二工作狀態時，該電晶體處於截止狀態。
  7. 根據申請專利範圍第1項所述的交流-直流功率轉換器，其中，該第一儲能元件、該第三儲能元件、該第一路徑和該第三路徑組成第一級功率級電路。
  8. 根據申請專利範圍第1項所述的交流-直流功率轉換器，其中，該第二儲能元件、該第二路徑和該第四路徑組成第二級功率級電路。
  9. 根據申請專利範圍第1項所述的交流-直流功率轉換器，其中，該輸出電信號包括一恆定的輸出電流，用以 驅動LED負載。
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