TWI516010B - AC / DC converter - Google Patents

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Description

交流/直流轉換器
本發明關於電子技術領域，尤其關於一種交流-直流轉換器。
交流-直流轉換器(AC/DC converter)用以將交流電壓轉換為一恆定的直流電信號(例如直流電壓或者直流電流)。由於交流-直流轉換器的功率較高，因此廣泛應用於驅動大功率的負載，例如電機、LED燈等。交流-直流轉換器通常包括一整流橋，以將外部交流電壓轉換為一正弦半波直流電壓來提供給後續變換電路。為了減小對交流電網的諧波污染，交流-直流轉換器通常需要具有功率因數校正電路(PFC)來實現功率因數校正功能，獲得一較高的功率因數。
現有技術中，單級變換電路或者兩級變換電路均可以實現功率因數校正功能以及獲得恆定的輸出電信號。
參考圖1，所示為一種採用現有技術的單級交流-直流轉換器的一具體實施例。在該實施方式中，單級交流-直流轉換器包括單級PFC主電路10和單級PFC控制電路20 兩部分。其中，單級PFC主電路為返馳式(flyback)拓撲結構，單級PFC控制電路包括電流閉環控制電路21，電流控制電路22，過零觸發電路23，隔離電路和乘法器U5。
電流閉環控制電路21取樣單級PFC主電路的輸出電流，其輸出信號經隔離電路後與輸入電壓經乘法器U5運算後得到的信號，作為基準信號輸入至電流控制電路22的同相輸入端，反相輸入端取樣輸入電流，輸出端連接至過零觸發電路23。過零觸發電路23包括電壓比較器U3和RS觸發器U4，電流控制電路22的輸出端和電壓比較器U3的輸出端分別連接至RS觸發器的重定端R和置位端S。RS觸發器的輸出信號通過控制開關管S的導通或者截止的狀態，使輸入電流跟隨輸入電壓變化，以此提高單級PFC電路的功率因數。
但是，採用這種實現方式，輸出電流存在紋波，並且當紋波較大時，輸出電流的誤差較大，因此，輸入端的電流存在較大誤差，不能準確跟隨輸入電壓的變化，功率因數大大降低。
參考圖2，所示為另一種採用現有技術的兩級變換電路的交流-直流轉換器的原理方塊圖。在該實施方式中，交流-直流轉換器包括兩級功率級電路203和205，以及第一級控制電路204和第二級控制電路205。第一級功率級電路203接收正弦半波直流輸入電壓，第一級控制電路204控制第一級功率級電路203，使得輸入電流的波形跟 隨所述正弦半波直流輸入電壓，從而實現功率因數校正。與第一級功率級電路級聯的第二級功率級電路205用以接收第一級功率級電路203的輸出電壓Vout1，根據LED燈207所需的驅動電壓，第二級控制電路206控制第二級功率級電路205，以獲得基本恆定的輸出電流和輸出電壓，使之能夠正常驅動LED燈207。
採用圖2所示的交流-直流轉換器，對諧波的處理效果較好，可以達到較高的功率因數；具有獨立的PFC級，可以對輸入DC/DC級的直流電壓進行預調節，輸出電壓比較精確；帶載能力比較高，適合於功率較高的場合。但是，它至少需要兩套控制電路和至少兩個功率電晶體，所需的元件較多，成本較高；功率密度低，損耗比較大；尤其對於中小功率的電子設備，很不經濟。
有鑒於此，本發明的目的在於提供一種簡化的交流-直流轉換器，以利用最簡化的變換器結構來同時獲得較高的功率因數以及穩定的輸出電信號。
依據本發明一實施例的交流-直流轉換器，包括一整流橋和濾波電容，以將外部交流電壓轉換為正弦半波直流輸入電壓，還包括第一儲能元件，第二儲能元件和第三儲能元件；在每一開關周期內，在第一工作狀態時，第一路徑接收所述正弦半波直流輸入電壓，並對所述第一儲能元件進 行儲能，流過所述第一儲能元件的第一電流連續上升；第二路徑接收第二直流電壓，並對所述第二儲能元件進行儲能，流過所述第二儲能元件的第二電流持續上升；所述第一路徑和所述第二路徑共用一電晶體；在第二工作狀態時，所述第一儲能元件通過第三路徑釋放能量至所述第三儲能元件，以在所述第三儲能元件上產生所述第二直流電壓，並且，所述第一電流連續下降；所述第二儲能元件通過第四路徑將能量釋放至一負載；其中，所述第一工作狀態的持續時間維持不變，並且，所述第一電流的峰值與所述正弦半波直流輸入電壓成正比例關係；以及保證所述交流-直流轉換器的輸出電信號維持恆定。
進一步的，所述交流-直流轉換器，還包括位於所述第二路徑中的電流取樣電路，以在所述第一工作狀態時，取樣所述第二電流產生一反饋信號。
較佳的，所述第一儲能元件包括第一電感性元件，所述第二儲能元件包括第二電感性元件，所述第三儲能元件包括一電容性元件。
進一步的，所述交流-直流轉換器還包括一控制和驅動電路，用以根據接收到的所述反饋信號產生一驅動信號來驅動所述電晶體。
較佳的，在第一工作狀態時，所述電晶體處於導通狀態；在第二工作狀態時，所述電晶體處於關斷狀態。
較佳的，所述第一儲能元件、所述第三儲能元件、所述第一路徑和所述第三路徑組成第一級功率級電路。
較佳的，所述第二儲能元件、所述第二路徑和所述第四路徑組成第二級功率級電路。
較佳的，所述第一級功率級電路為升壓型或者返馳式或者升壓-降壓型拓撲結構，所述第二級功率級電路為降壓型或者返馳式拓撲結構或者升壓-降壓型拓撲結構。
較佳的，所述輸出電信號包括一恆定的輸出電流，用以驅動LED負載。
依據本發明實施例的交流-直流轉換器，集合了兩級功率級電路，包含第一儲能元件和第三儲能元件的第一級功率級電路通過控制不同的路徑控制第一儲能元件和第三儲能元件的儲存能量以及釋放能量的時間區間來實現功率因數校正功能，並給第二級功率級電路提供電源電壓；包含第二儲能元件的第二級功率級電路用以獲得穩定的輸出電信號。根據第一級功率級電路和第二級功率級電路的拓撲結構的類型，兩者至少共用一電晶體以及一控制和驅動電路，根據拓撲結構的類型，兩者還可以共用其他的元器件。通過這種元器件共用的實現方式，來最大程度的簡化電路結構，減小成本；並且提高變換器的功率因數以及獲得對輸出電信號的良好的控制效果。
10‧‧‧單級PFC主電路
20‧‧‧單級PFC控制電路
21‧‧‧電流閉環控制電路
22‧‧‧電流控制電路
23‧‧‧過零觸發電路
203‧‧‧第一級功率級電路
204‧‧‧第一級控制電路
205‧‧‧第二級功率級電路
206‧‧‧第二級控制電路
207‧‧‧LED燈
300‧‧‧交流-直流轉換器
303‧‧‧控制和驅動電路
403‧‧‧控制和驅動電路
500‧‧‧交流-直流轉換器
503‧‧‧控制和驅動電路
600‧‧‧交流-直流轉換器
603‧‧‧控制和驅動電路
700‧‧‧交流-直流轉換器
703‧‧‧控制和驅動電路
800‧‧‧交流-直流轉換器
803‧‧‧驅動和控制電路
900‧‧‧交流-直流轉換器
903‧‧‧驅動和控制電路
圖1所示為採用現有技術的一種單級交流-直流轉換 器的原理方塊圖；圖2所示為採用現有技術的一種兩級交流-直流轉換器的原理方塊圖；圖3A所示為依據本發明第一實施例的交流-直流轉換器的原理方塊圖；圖3B所示為圖3A所示的交流-直流轉換器在第一工作狀態時的導電路徑圖；圖3C所示為圖3A所示的交流-直流轉換器在第二工作狀態時的導電路徑圖；圖4A所示為依據本發明第二實施例的交流-直流轉換器的原理方塊圖；圖4B所示為圖4A所示的交流-直流轉換器在第一工作狀態時的導電路徑圖；圖4C所示為圖4A所示的交流-直流轉換器在第二工作狀態時的導電路徑圖；圖4D所示為圖4A所示的交流-直流轉換器的工作波形圖；圖5A所示為依據本發明第三實施例的交流-直流轉換器的原理方塊圖；圖5B所示為圖5A所示的交流-直流轉換器在第一工作狀態時的導電路徑圖；圖5C所示為圖5A所示的交流-直流轉換器在第二工作狀態時的導電路徑圖；圖6A所示為依據本發明第四實施例的交流-直流轉換 器的原理方塊圖；圖6B所示為圖6A所示的交流-直流轉換器在第一工作狀態時的導電路徑圖；圖6C所示為圖6A所示的交流-直流轉換器在第二工作狀態時的導電路徑圖；圖7A所示為依據本發明第五實施例的交流-直流轉換器的原理方塊圖；圖7B所示為電感上電流和原邊繞組上電流的波形圖；圖7C所示為圖7A所示的交流-直流轉換器在功率電晶體和一二極體同時導通時的導電路徑圖；圖7D所示為圖7A所示的交流-直流轉換器在功率電晶體和另一二極體同時導通時的導電路徑圖；圖7E所示為圖7A所示的交流-直流轉換器在功率電晶體關斷時的導電路徑圖；圖8A所示為依據本發明第六實施例的交流-直流轉換器的原理方塊圖；圖8B所示為圖8A所示的交流-直流轉換器在第一工作狀態時的導電路徑圖；圖8C所示為圖8A所示的交流-直流轉換器在第二工作狀態時的導電路徑圖；圖9A所示為依據本發明第七實施例的交流-直流轉換器的原理方塊圖；圖9B所示為圖9A所示的交流-直流轉換器在第一工 作狀態時的導電路徑圖；圖9C所示為圖9A所示的交流-直流轉換器在第二工作狀態時的導電路徑圖；
以下結合附圖對本發明的幾個較佳實施例進行詳細描述，但本發明並不僅僅限於這些實施例。本發明涵蓋任何在本發明的精髓和範圍上做的替代、修改、等效方法以及方案。為了使公衆對本發明有徹底的瞭解，在以下本發明較佳實施例中詳細說明了具體的細節，而對本領域技術人員來說沒有這些細節的描述也可以完全理解本發明。
參考圖3A，所示為依據本發明第一實施例的交流-直流轉換器的原理方塊圖。在該實施例中，外部交流電壓VAC經過整流橋BR和電容C1進行整流和濾波處理後，在電容C1的兩端產生正弦半波直流輸入電壓Vin。交流-直流轉換器300還包括第一儲能元件即電感L2，第二儲能元件即電感L3和第三儲能元件即電容C6。通過不同的路徑來控制第一儲能元件，第二儲能元件和第三儲能元件的儲存能量和釋放能量的時間區間以及儲能元件的自身特性，以同時獲得較高的功率因數以及穩定的輸出電信號。
參考圖3B所示的圖3A所示的交流-直流轉換器在第一工作狀態時的導電路徑圖，在第一工作狀態時，控制電晶體Q2導通，在由電感L2，電晶體Q2和電容C1組成的第一路徑①中，流過電感L2的電感電流iL2持續上升，電 感L2進行儲能。同時，在由電感L3，電晶體Q2，電容C6組成的第二路徑②中，流過電感L3的電感電流持續上升，電感L3儲存能量。
參考圖3C所示的圖3A所示的交流-直流轉換器在第二工作狀態時的導電路徑圖，在第二工作狀態時，控制電晶體Q2關斷，在由電感L2，二極體D6和電容C6組成的第三路徑③中，流過電感L2的電感電流iL2持續下降，電容C6被充電，電感L2釋放能量，並儲存至電容C6中。當電容C6的電容值較大時，電容C6兩端的電壓Vbus波動很小，基本恆定。同時，電感L3中的電感電流持續下降，電感L3中儲存的能量通過由電感L3，二極體D6，電容C5組成的第四路徑④傳遞至負載。
這裏，第一路徑①和第三路徑③組成一升壓型(boost)功率級電路，接收正弦半波直流輸入電壓Vin以在具有較大電容值的電容C6的兩端產生一基本恆定的電壓Vbus。
第二路徑②和第四路徑④組成一降壓型(buck)功率級電路，接收電容C6兩端的電壓Vbus以通過第四路徑④產生一基本恆定的輸出電壓Vo，以及一基本恆定的輸出電流Io來驅動負載，如LED燈。
採用圖3A所示的交流-直流轉換器，升壓型功率級電路中的第一路徑①和降壓型功率級電路中的第二路徑②共用電晶體Q2。升壓型功率級電路中的第三路徑③和降壓型功率級電路中的第四路徑④共用輸出二極體D6。
圖3A所示的交流-直流轉換器還包括一保護電路，用以防止在第二工作狀態時，第二路徑中的電流回流至輸入端。具體的，保護電路包括一二極體D5，其連接在第一路徑中的電感L2和電晶體Q2之間。所述保護電路還可以進一步包括位於第二路徑中的連接在二極體D5和電感L3之間的二極體D7，以防止電感L3會出現負電流。
電流取樣電路位於第二路徑②中，以在電晶體Q2導通時，取樣第二路徑中的電流，即流過電感L3的電感電流，來進一步的獲得輸出電流的資訊。具體的，電流取樣電路包括一取樣電阻Rsen，根據取樣電阻Rsen上的壓降獲得電流峰值資訊，進而獲得輸出電流資訊。控制和驅動電路303根據取樣得到的輸出電流資訊，產生相應的控制和驅動信號，來控制電晶體Q2的開關動作，以實現功率因數校正，以及獲得一基本恆定的輸出電流。
以上詳細說明了圖3A所示的交流-直流轉換器的電路結構，以及不同工作狀態時的導電路徑。以下將詳細說明圖3A所示的交流-直流轉換器的功率因數校正以及恆定輸出電信號的實現原理。
根據降壓型功率級電路的工作原理，在電感電流工作於臨界導通模式時(BCM)，輸出電流如下公式(1)計算得到：
其中，Io表示降壓型功率級電路的輸出電流；Lm3表 示電感L3的電感值；D表示降壓型功率級電路的占空比；Vbus表示電容C6兩端的電壓，即降壓型功率級電路的輸入電壓；Vo表示降壓型功率級電路的輸出電壓；ton表示電晶體Q2的導通時間；Ts表示電晶體Q2的開關周期。
由公式(1)可以看出，由於電感L3的電感值Lm3，輸入電壓Vbus，輸出電壓Vo維持恆定，因此，只要控制電晶體Q2的導通時間ton恆定，就可以保證輸出電流Io恆定。
根據升壓型功率級電路的工作原理，輸入電流峰值Iinpk可以由下公式(2)計算得到：
這裏，Iinpk表示輸入電流峰值，Vin表示正弦半波直流輸入電壓，Lm2表示電感L2的電感值，ton表示電晶體Q2的導通時間。
由公式(2)可以得出，電感L2的電感值Lm2和導通時間ton均為固定值，因此，輸入電流峰值Iinpk與正弦半波直流輸入電壓Vin成正比例關係，實現了輸入電流峰值Iinpk跟隨正弦半波直流輸入電壓Vin，從而獲得了較高的功率因數。
本領域技術人員可以得知，根據取樣得到的輸出電流資訊IFB，選擇合適形式的恆定導通時間控制和驅動電路，控制電晶體Q2的導通時間恆定。控制和驅動電路303可以為任何合適形式的已知的或者改進的電路，在此不再 列舉實施例進行詳細說明。
在該實施例中，當電晶體Q2導通時，用於功率因數校正的第一路徑和用以實現輸出恆定電信號的第二路徑共用電晶體Q2；而當電晶體Q2關斷時，第三路徑和第四路徑共用二極體D6。升壓型功率級電路和降壓型功率級電路共用一控制和驅動電路303。這樣的電路結構，在大大簡化電路結構的同時，實現了很好的控制效果。不僅可以獲得較高的功率因數，輸出電流的穩定性更高，紋波很小，很好的適用於大功率的應用場合，例如LED燈驅動等。
參考圖4A，所示為依據本發明第二實施例的交流-直流轉換器的原理方塊圖。進一步的，交流-直流轉換器300包括第一儲能元件(電感L1)，第二儲能元件(包括原邊繞組Wp和副邊繞組Ws的變壓器T1)和第三儲能元件(電容C2)，以及第一路徑①，第二路徑②，第三路徑③和第四路徑④。
參考圖4B所示的圖4A所示的交流-直流轉換器在第一工作狀態時的導電路徑圖，在第一工作狀態時，控制電晶體Q1導通，在由電感L1，電晶體Q1和電容C1組成的第一路徑①中，流過電感L1的電感電流iL1持續上升，電感L1進行儲能。同時，在由變壓器T的原邊繞組Wp，電晶體Q1，電容C2組成的第二路徑②中，流過原邊繞組Wp的電感電流iWp持續上升，變壓器T1儲存能量。
參考圖4C所示的圖4A所示的交流-直流轉換器在第 二工作狀態時的導電路徑圖，在第二工作狀態時，控制電晶體Q1關斷，在由電感L1，二極體D2和電容C2組成的第三路徑③中，流過電感L1的電感電流iL1持續下降，電容C2被充電，電感L1釋放能量，並儲存至電容C2中。當電容C2的電容值較大時，電容C2兩端的電壓Vbus波動很小，基本恆定。同時，副邊繞組Ws中電流iWs持續下降，變壓器T1中儲存的能量通過由副邊繞組Ws，二極體D3，電容C3組成的第四路徑④傳遞至負載。
這裏，第一路徑①和第三路徑③組成一升壓型功率級電路，接收正弦半波直流輸入電壓Vin以在電容C2的兩端產生一基本恆定的電壓Vbus。
第二路徑②和第四路徑④組成一返馳式功率級電路，接收電容C2兩端的電壓Vbus以通過第四路徑④產生一基本恆定的輸出電壓Vo，以及一基本恆定的輸出電流Io來驅動負載，如LED燈。
升壓型功率級電路中的第一路徑和返馳式功率級電路中的第二路徑共用電晶體Q1以及控制和驅動電路403。
圖4A所示的交流-直流轉換器還包括一保護電路，用以防止在第二工作狀態時，第二路徑中的電流回流至輸入端，以及防止變壓器的原邊繞組短路。具體的，保護電路302包括一二極體D1，其連接在第一路徑中的電感L1和電晶體Q1之間。
以上詳細說明了圖4A所示的交流-直流轉換器的電路結構，以及不同工作狀態時的導電路徑。以下將詳細說明 圖4A所示的交流-直流轉換器的功率因數校正以及恆定輸出電信號的控制原理。
根據返馳式功率級電路的工作原理，可以得知，交流-直流轉換器的輸出電流Io由下公式(3)計算得到：
其中，Io表示返馳式功率級電路的輸出電流；Ipk表示變壓器T1的原邊繞組Wp的峰值電流；n表示變壓器T1的副邊繞組Ws和原邊繞組Wp的匝數比；toff表示電晶體Q1的關斷時間；ts表示電晶體Q1的開關周期。
其中，電晶體Q1的關斷時間toff可以由下公式(4)計算得到：
這裏，ton表示電晶體Q1的導通時間；Vo表示交流-直流轉換器的輸出電壓；Vbus表示電容C2兩端的電壓，即返馳式功率級電路的輸入電壓。
另外，公式(3)中的變壓器T1的原邊繞組Wp的峰值電流Ipk可以由下公式(5)計算得到：
其中，Lp表示變壓器T1的原邊繞組Wp的電感值。
將公式(4)和公式(5)代入公式(3)，可以推導 得出下公式(6)：
由公式(6)可以看出，由於電壓Vbus和輸出電壓Vo維持基本恆定，電感L1的電感值Lp和匝數比n為常數，只要控制電晶體Q1的導通時間ton恆定，就可以保證輸出電流Io恆定。
根據升壓型功率級電路的工作原理，交流-直流轉換器的輸入電流Iin可以由下公式(7)計算得到：
這裏，Iinpk表示輸入電流峰值，Vin表示正弦半波直流輸入電壓，Lm1表示電感L1的電感值。
由公式(7)可以得出，電感L1的電感值Lm1為常數，當導通時間ton恆定時，輸入電流峰值Iinpk與正弦半波直流輸入電壓Vin成正比例關係，實現了輸入電流峰值Iinpk跟隨正弦半波直流輸入電壓Vin，從而獲得了較高的功率因數。因此，如果能控制電晶體Q1的導通時間恆定，則能夠實現圖4A所示的交流-直流轉換器的輸出電流恆定，則交流-直流轉換器同時實現了功率因數校正功能。
參考圖4D所示的圖4A中的交流-直流轉換器的工作波形圖，以電感電流為臨界導通模式(BCM)為例，輸入電流Iin的峰值包絡線成正弦半波形狀，交流-直流轉換器 具有很高的功率因數。變壓器T1的原邊繞組Wp和副邊繞組Ws中的電流波形如波形iwp和iws所示，原邊繞組Wp中的電流峰值維持基本不變，原邊繞組Wp中的電流的上升時間為電晶體Q1的導通時間，維持基本不變。
控制和驅動電路403用以根據交流-直流轉換器的輸出電流資訊IFB產生相應的驅動信號VG，來控制電晶體Q1的開關狀態，以保證電晶體Q1的導通時間維持不變，在獲得穩定的輸出電流的同時，獲得較高的功率因數。
其中，輸出電流資訊的獲得可以通過多種不同的實現方式，例如可以採用與原邊繞組耦合的輔助繞組來獲得；或者直接取樣輸出電流，然後通過光耦方式傳遞至位於變壓器的原邊側的控制和驅動電路；或者直接採用原邊控制方式。本領域技術人員可以得知，根據取樣得到的輸出電流資訊，選擇合適形式的恆定導通時間控制和驅動電路，來實現以上所述的對電晶體Q1的開關狀態的控制。控制和驅動電路403可以為任何合適形式的已知的或者改進的電路，在此不再列舉實施例進行詳細說明。
在該實施例中，電流取樣電路位於第二路徑中。由於電流取樣電路包括於對變壓器T1的原邊繞組Wp進行儲能的第二路徑中，因此，電流取樣電路可以準確取樣流過原邊繞組Wp的電感電流，而不受第一路徑中的電感電流的影響。然後，採用原邊控制的控制和驅動電路403根據取樣得到的電流資訊來進行相應的控制，以保證電晶體Q1的導通時間恆定，從而實現功率因數校正功能以及輸出電 信號的恆定控制。
具體的，電流取樣電路包括一取樣電阻Rsen，其連接在電晶體Q1和一地電位之間，電容C2的一端連接至原邊繞組Wp，另一端連接至所述地電位。取樣電阻Rsen上的壓降可以表示電晶體Q1導通時的流過原邊繞組Wp的電感電流資訊，從而獲得輸出電流資訊IFB。
參考圖5A，所示為依據本發明第三實施例的交流-直流轉換器的原理框圖。在該實施例中，交流-直流轉換器500還包括第一儲能元件即電感Wp2，第二儲能元件即電感L5和第三儲能元件即電容C8。
參考圖5B所示的圖5A所示的交流-直流轉換器在第一工作狀態時的導電路徑圖，在第一工作狀態時，控制電晶體Q3導通，在由電感Wp2，電晶體Q3和電容C1組成的第一路徑①中，流過電感Wp2的電感電流持續上升，電感Wp2進行儲能。同時，在由電感L5，電晶體Q3，電容C8組成的第二路徑②中，流過電感L5的電感電流持續上升，電感L5儲存能量。
參考圖5C所示的圖5A所示的交流-直流轉換器在第二工作狀態時的導電路徑圖，在第二工作狀態時，控制電晶體Q3關斷，在由電感Ws2，二極體D8和電容C8組成的第三路徑③中，流過電感Ws2的電感電流持續下降，電容C8被充電，電感Ws2釋放能量，並儲存至電容C8中。當電容C8的電容值較大時，電容C8兩端的電壓Vbus波動很小，基本恆定。同時，電感L5中的電感電流持續下降， 電感L5中儲存的能量通過由電感L5，二極體D10，電容C9組成的第四路徑④傳遞至負載。
這裏，第一路徑①和第三路徑③組成隔離型返馳式功率級電路，接收正弦半波直流輸入電壓Vin以在具有較大電容值的電容C8的兩端產生一基本恆定的電壓Vbus。
第二路徑②和第四路徑④組成一降壓型(buck)功率級電路，接收電容C8兩端的電壓Vbus以通過第四路徑④產生一基本恆恆定的輸出電壓Vo，以及一基本恆定的輸出電流Io來驅動負載，如LED燈。
採用圖5A所示的交流-直流轉換器，第一路徑①和第二路徑②共用電晶體Q2和控制和驅動電路503。
圖5A所示的交流-直流轉換器還包括一保護電路。具體的，所述保護電路包括連接在電容C1和原邊繞組Wp2之間的二極體D8和連接在原邊繞組Wp2和副邊繞組Ws2之間的二極體D11。二極體D8用於當輸入電壓較低時，防止電流回流至輸入端。二極體D11用於在電晶體Q3關斷後，防止輸入電壓直接接地。本領域技術人員根據上文中結合具體實施例(圖3A至圖4D)對本發明內容的詳細描述，可以推知圖5A所示的交流-直流轉換器的控制原理。
參考圖6A，所示為依據本發明第四實施例的交流-直流轉換器的原理框圖。在該實施例中，交流-直流轉換器600還包括第一儲能元件即電感L6，第二儲能元件即包括原邊繞組Wp3和副邊繞組Ws3的變壓器T3，和第三儲能元件即電容C10。
參考圖6B所示為圖6A所示的交流-直流轉換器在第一工作狀態時的導電路徑圖，在第一工作狀態時，控制電晶體Q4導通，在由二極體D12，電感L6，電晶體Q4和電容C1組成的第一路徑①中，流過電感L6的電感電流持續上升，電感L6進行儲能。同時，在由原邊繞組Wp3，電晶體Q4，電容C10組成的第二路徑②中，流過電感Wp3的電感電流持續上升，電感Wp3儲存能量。
參考圖6C所示為圖6A所示的交流-直流轉換器在第二工作狀態時的導電路徑圖，在第二工作狀態時，控制電晶體Q4關斷，在由電感L6，二極體D13和電容C10組成的第三路徑③中，流過電感L6的電感電流持續下降，電容C10被充電，電感L6釋放能量，並儲存至電容C10中。當電容C10的電容值較大時，電容C10兩端的電壓Vbus波動很小，基本恆定。同時，副邊繞組Ws3中的電感電流持續下降，變壓器T3中儲存的能量通過由電感Ws3，二極體D14，電容C11組成的第四路徑④傳遞至負載。
這裏，第一路徑①和第三路徑③組成升壓-降壓型功率級電路，接收正弦半波直流輸入電壓Vin以在具有較大電容值的電容C10的兩端產生一基本恆定的電壓Vbus。
第二路徑②和第四路徑④組成一返馳式功率級電路，接收電容C10兩端的電壓Vbus以通過第四路徑④產生一基本恆定的輸出電壓Vo，以及一基本恆定的輸出電流Io來驅動負載，如LED燈。
採用圖6A所示的交流-直流轉換器，第一路徑①和第 二路徑②共用電晶體Q4和控制和驅動電路603。
而二極體D27用於防止電感L6上的電感電流在第二工作狀態時流向原邊繞組Wp3.
參考圖7A，所示為依據本發明第五實施例的交流-直流轉換器的原理方塊圖。在該實施例中，交流-直流轉換器700還包括第一儲能元件即電感L7，第二儲能元件即包括原邊繞組Wp4和副邊繞組Ws4組成的變壓器T4，和第三儲能元件即電容C12。
參考圖7B至圖7E，所示為交流-直流轉換器700在不同工作狀態下的導電路徑。交流-直流轉換器700的兩級功率級共用功率電晶體Q5，控制和驅動電路703等。其中一功率級用於實現功率因數校正，並使通過電感L7的電流峰值包絡線為正弦波；另一功率級用於獲得基本恆定的輸出電流給負載(如LED燈)。電容C12兩端的電壓可用於給其他功率級供電。二極體D16和二極體D17的工作狀態由電感L7上的電流和原邊繞組Wp4上的電流決定。
參考圖7B，所示為電感L7上的電流iL7和原邊繞組Wp4上的電流iwp4的波形圖。功率電晶體Q5的導通時間在每個開關周期內基本保持恆定，電流iL7的峰值與正弦半波直流輸入電壓Vin成比例關係，電流iwp4為具有恆恆定峰值的三角波。在t1~t2區間，電流iL7大於電流iwp4，二極體D17導通。在t0~t1區間和t2~t3區間，電流iL7小於電流iwp4，二極體D16導通。
參考圖7C，所示為功率管開關Q5和二極體D17同時導通時的導電路徑圖。在第一路徑①中，電容C12通過功率電晶體Q5和二極體D17充電，電感L7上的電流持續上升。同時，原邊繞組Wp4上的電流也持續上升，並通過第二路徑②儲存能量，其中，第二路徑②包括二極體D17和電容C12。此處，由於第二路徑②的電流獨立於第一路徑①，第二路徑②中的電阻Rsen用於精確檢測流過原邊繞組Wp4的電流。電阻Rsen和原邊繞組Wp4的公共端連接至系統的一個等電位點，電阻Rsen另一端上的電壓用於表徵流過原邊繞組Wp4的電流。
參考圖7D，所示為功率電晶體Q5和二極體D16同時導通時的導電路徑圖。在第一路徑①中，電感L7上的電流持續上升，其中，第一路徑①包括二極體D15，功率電晶體Q5，電阻Rsen，原邊繞組Wp4和電感L7。原邊繞組Wp4上的電流包括第一路徑①和第二路徑②上的電流，其中，第二路徑②包括二極體D16，功率電晶體Q5，電阻Rsen，原邊繞組Wp4和電容C12。電容C12可通過第二路徑②放電。
參考圖7E，所示為圖7A所示的交流-直流轉換器在功率電晶體Q5關斷時的導電路徑圖。在此工作模式下，電感L7上的電感電流將持續下降並通過第三路徑③以釋放能量給電容C12，其中，第三路徑③包括電感L7，二極體D18和電容C12。當電容C12的容量足夠大時，電容C12兩端的電壓Vbus具有較小的波動並基本維持恆定。同時， 副邊繞組Ws4上的電感電流將持續下降並通過第四路徑④釋放能量給負載，其中，第四路徑④包括電感Ws4，二極體D19和電容C13。
此處，第一路徑①和第三路徑③可形成一個buck拓撲的功率級用於接收正弦半波直流輸入電壓Vin以在電容C12兩端產生基本恆定的電壓Vbus。由於電容C12兩端的電壓Vbus由buck拓撲的功率級產生，其值較小，因而電容C12可採用具有較小容值和成本較低的電容構成。第二路徑②和第四路徑④可形成一個flyback拓撲的功率級用於接收電壓Vbus，並通過第四路徑④產生基本恆定的輸出電壓Vo和基本恆定的輸出電流Io以驅動負載(如LED燈)。如圖7A所示的交流-直流轉換器，第一路徑①和第二路徑②共用功率電晶體Q5和控制和驅動電路703。二極體D15用於防止當直流輸入電壓Vin較低時，電流回流到輸入端。
參考圖8A，所示為依據本發明第六實施例的交流-直流轉換器的原理方塊圖。交流-直流轉換器800包括第一儲能元件即電感L8，第二儲能元件即包括電感L91和電感L92，和第三儲能元件即電容C15。第一路徑①，第二路徑②，第三路徑③和第四路徑④將通過結合圖8B和圖8C進行描述。
此處，第一路徑①和第三路徑③可形成一個boost拓撲的功率級用於接收正弦半波直流輸入電壓Vin以在電容C15兩端產生基本恆定的電壓Vbus。第二路徑②和第四路 徑④可形成一個buck拓撲的功率級用於接收電壓Vbus，並產生基本恆定的輸出電流Io以驅動負載(如LED燈)。其中，boost功率級和buck功率級共用功率電晶體Q6和驅動和控制電路803。
參考圖8B，所示為圖8A所示的交流-直流轉換器在第一工作狀態下的導電路徑。在第一工作狀態下，功率電晶體Q6為導通狀態。電感L8上的電感電流iL8持續上升並通過第一路徑①儲存能量，其中，第一路徑①包括電感L8，二極體D21和功率電晶體Q6。同時，流過耦合電感L91和電感L92的電感電流通過第二路徑②持續上升，其中，所述第二路徑②包括電容C15，電容C14，耦合電感L91和電感L92，以及功率電晶體Q6。同時，電阻Rsen設置在功率電晶體Q6和整流橋BR一輸出端的公共端以及第二路徑②中的一個等效電位之間，用於精確檢測流過電感L91和電感L92之間的電感電流。
參考圖8C，所示為圖8A所示的交流-直流轉換器在第二工作狀態下的導電路徑。在第二工作狀態下，功率電晶體Q6為關斷狀態。第三路徑③包括電感L8，二極體D20和電容C15，電感L8上的電感電流將持續下降並通過對電容C15充電來釋放能量。當電容C15的電容值較大時，電容C15兩端的電壓Vbus具有較小的波動並保持基本恆定。同時，耦合電感L91和電感L92上的電感電流將持續下降，並通過第四路徑④釋放能量給負載，第四路徑④包括電感L92，二極體D22和電容C14。
由於電感L91和電感L92的結構，電感電流的下降率明顯增大，導致開關周期的持續時間減小。以上描述了圖8A所示的交流-直流轉換器在不同工作狀態下的電路結構和導電路徑。下面將描述圖8A所示的交流-直流轉換器的功率因數校正和恆定輸出電信號的控制原理。
參考圖9A，所示為依據本發明第七實施例的交流-直流轉換器的原理框圖。交流-直流轉換器900包括第一儲能元件即一個耦合電感包括電感L101和電感L102，第二儲能元件即變壓器T5包括原邊繞組Wp5和副邊繞組Ws5，和第三儲能元件即電容C17。以下將結合圖9對第一路徑①，第二路徑②，第三路徑③和第四路徑④進行描述。
此處，第一路徑①和第三路徑③可形成一個boost拓撲的功率級用於接收正弦半波直流輸入電壓Vin以在電容C15兩端產生基本恆定的電壓Vbus。第二路徑②和第四路徑④可形成一個flyback拓撲的功率級用於接收電壓Vbus，並產生基本恆定的輸出電流Io以驅動負載(如LED燈)。其中，boost功率級和flyback功率級共用功率電晶體Q7和驅動和控制電路903。
參考圖9B，所示為圖9A所示的交流-直流轉換器在第一工作狀態下的導電路徑。在第一工作狀態下，功率電晶體Q7為導通狀態。耦合電感L101和L102上的電流將持續上升，並通過第一路徑①儲存能量，其中，第一路徑①包括耦合電感L101和L102，二極體D23和功率電晶體Q7。同時，在第二路徑②中，原邊繞組Wp5上的電流將持續上 升，其中，第二路徑②包括電容C17，二極體D25，原邊繞組Wp5和功率電晶體Q7。此外，在第二路徑②中，電阻Rsen可設置於功率電晶體Q6和整流橋BR一輸出端的公共端和一個等效電位之間，用於精確檢測流過原邊繞組Wp5的電流。
參考圖9C，所示為圖9A所示的交流-直流轉換器在第二工作狀態下的導電路徑。在第二工作狀態下，功率電晶體Q7為關斷狀態。第三路徑③包括電感L101，二極體D24和電容C7，電感L101上的電感電流將持續下降並通過對電容C17充電釋放能量。當電容C17的電容值足夠大時，電容C17兩端的電壓Vbus具有較小的波動並基本維持恆定。同時，副邊繞組Ws5上的電感電流將持續下降並通過第四路徑④釋放能量給負載，其中，第四路徑④包括副邊繞組Ws5，二極體D26和電容C16。
根據以上對依據本發明實施例的多個交流-直流轉換器的詳細說明，可以看出，所述交流-直流轉換器通過第一級功率級電路來實現功率因數校正功能，通過與第一級功率級電路級聯的第二級功率級電路來實現對輸出電信號的恆定控制。第一級功率級電路和第二級功率級電路中的部分導電路徑共用一電晶體；第一級功率級電路和第二級功率級電路共用一控制和驅動電路；第一級功率級電路和第二級功率級電路可以為任何合適形式的拓撲結構，例如升壓型、降壓型、升壓-降壓型、返馳式或者正激式。根據選擇的拓撲結構的類型，第一級功率電路和第二級功率 電路的導電路徑中還可以共用其他的元件，例如圖3A所示的實施例中的二極體D6。
需要說明的是，本發明各個實施例間名稱相同的器件功能也相同，且改進行性的實施例可分別與上述多個相關實施例進行結合，但說明時僅以在上一實施例的基礎上舉例說明。但電路結構包括但並不限定於以上公開的形式，只要能夠實現本發明實施例所述的相關電路的功能即可，因此，本領域技術人員在本發明實施例公開的電路的基礎上所做的相關的改進，也在本發明實施例的保護範圍之內。
另外，還需要說明的是，在本文中，諸如第一和第二等之類的關係術語僅僅用來將一個實體或者操作與另一個實體或操作區分開來，而不一定要求或者暗示這些實體或操作之間存在任何這種實際的關係或者順序。而且，術語“包括”、“包含”或者其任何其他變體意在涵蓋非排他性的包含，從而使得包括一系列要素的過程、方法、物品或者設備不僅包括那些要素，而且還包括沒有明確列出的其他要素，或者是還包括為這種過程、方法、物品或者設備所固有的要素。在沒有更多限制的情況下，由語句“包括一個……”限定的要素，並不排除在包括所述要素的過程、方法、物品或者設備中還存在另外的相同要素。
依照本發明的實施例如上文所述，這些實施例並沒有詳盡敍述所有的細節，也不限制該發明僅為所述的具體實施例。顯然，根據以上描述，可作很多的修改和變化。本 說明書選取並具體描述這些實施例，是為了更好地解釋本發明的原理和實際應用，從而使所屬技術領域技術人員能很好地利用本發明以及在本發明基礎上的修改使用。本發明僅受申請專利範圍及其全部範圍和等效物的限制。
300‧‧‧交流-直流轉換器
303‧‧‧控制和驅動電路

Claims (19)

  1. 一種交流-直流轉換器，包括：一整流橋和一濾波電容，以將一外部交流電壓轉換為一正弦半波直流輸入電壓；具有一第一轉換器拓撲且被組態以接收該正弦半波直流輸入電壓的一第一級功率級電路，該第一級功率級電路包含一第一磁性元件、一電容元件、一控制及驅動電路以及一功率電晶體，其中該第一級功率級電路被組態以提供流過該第一磁性元件的一第一電流相對於該正弦半波直流輸入電壓之功率因數校正(PFC)；以及具有一第二轉換器拓撲且包含一第二磁性元件、該電容元件以及該功率電晶體的一第二級功率級電路，其中該第二磁性元件包含一變壓器，其中該第二級功率級電路被組態以提供該交流-直流轉換器的一輸出電流的常數電流調整率。
  2. 根據申請專利範圍第1項所述的交流-直流轉換器，其中，還包括一電流取樣電路被組態以在該第二級功率級電路中取樣一第二電流以及在一第一工作狀態中產生一反饋信號。
  3. 根據申請專利範圍第1項所述的交流-直流轉換器，其中，該第一磁性元件包含一第一電感性元件；以及該第二磁性元件包含一第二電感性元件。
  4. 根據申請專利範圍第2項所述的交流-直流轉換器， 其中，該控制和驅動電路被組態以根據接收到的該反饋信號產生一驅動信號來驅動該功率電晶體。
  5. 根據申請專利範圍第2項所述的交流-直流轉換器，其中，在該第一工作狀態時，該功率電晶體處於導通狀態；在一第二工作狀態時，該功率電晶體處於關斷狀態。
  6. 根據申請專利範圍第1項所述的交流-直流轉換器，更包含耦接於該功率電晶體和接地之間的一電阻。
  7. 根據申請專利範圍第1項所述的交流-直流轉換器，其中，該第一級功率級電路和該第二級功率級電路各包含選自降壓型、升壓型、返馳式以及升壓-降壓型的一拓撲結構。
  8. 根據申請專利範圍第1項所述的交流-直流轉換器，其中，該輸出電流被組態以驅動發光二極體(LED)負載。
  9. 根據申請專利範圍第8項所述的交流-直流轉換器，其中，該LED負載係耦接至該第二磁性元件及該電容元件。
  10. 根據申請專利範圍第1項所述的交流-直流轉換器，更包含：具有耦接至該第一磁性元件的一陽極及耦接至一共同節點的一陰極的一第一二極體；以及具有耦接至該第二磁性元件的一陽極及耦接至該共同節點的一陰極的一第二二極體。
  11. 根據申請專利範圍第10項所述的交流-直流轉換器，其中該功率電晶體係耦接至該共同節點。
  12. 根據申請專利範圍第10項所述的交流-直流轉換器，更包含具有耦接至該共同節點的一陽極及耦接至該電容元件的一陰極的一第三二極體。
  13. 根據申請專利範圍第1項所述的交流-直流轉換器，其中，該第二磁性元件被組態以在一臨界導通模式(BCM)中工作。
  14. 根據申請專利範圍第1項所述的交流-直流轉換器，其中，該第一轉換器拓撲包含一升壓拓撲，以及該第二轉換器拓撲包含一返馳式拓撲。
  15. 根據申請專利範圍第1項所述的交流-直流轉換器，其中，該第一轉換器拓撲包含一升壓-降壓型拓撲，以及該第二轉換器拓撲包含一返馳式拓撲。
  16. 根據申請專利範圍第1項所述的交流-直流轉換器，其中，該第一轉換器拓撲包含一升壓型拓撲，以及該第二轉換器拓撲包含一降壓型拓撲。
  17. 根據申請專利範圍第1項所述的交流-直流轉換器，其中，該第一轉換器拓撲包含一返馳式拓撲，以及該第二轉換器拓撲包含一降壓型拓撲。
  18. 根據申請專利範圍第1項所述的交流-直流轉換器，更包含：具有耦接至該第一磁性元件的一陽極及耦接至共同節點的一陰極的一第一二極體；以及具有耦接至該第一磁性元件的一陽極及耦接至該第二磁性元件的一陰極的一第二二極體。
  19. 根據申請專利範圍第1項所述的交流-直流轉換器，其中，該電容元件係耦接至該第二磁性元件及接地。
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