TWI514739B - 單級高功因返馳式轉換器 - Google Patents

Description

單級高功因返馳式轉換器

本發明是有關於一種返馳式轉換器，特別是指一種具改善輸出電壓低頻漣波之單級高功因返馳式轉換器。

參閱圖1，一般的電子產品的所需的工作電源為一穩定之直流電源，此直流電源需透過電源轉換器來獲得，傳統的方法是先將市電經全橋式電路整流後換成脈動直流電壓，並在脈動直流電壓端並接一大電解電容來降低此直流電源上的漣波成分，以提供一相對穩定的直流電源給負載，除此之外，並可提供一個短暫的保持時間(Hold-Up Time)以因應市電的瞬間變化。

參閱圖2，然而，全橋式電路的二極體僅會在輸入交流電壓高於電解電容上的跨壓時才會導通，且僅能在很短的導通時間內從輸入端汲取能量，以致造成輸入電流呈現脈衝狀的電流波形。由於此輸入電流波形並非為正弦波，故含有大量的諧波及低的功率因數，因此導致過多的虛功率，嚴重地污染市電以及浪費能源，增加電力系統的負擔。

主動式功率因數修正的拓樸分為雙級式與單級式兩種架構。雙級式的架構是指在直流-直流轉換器前加上一級主動式功因修正電路，如圖3所示。

參閱圖4，傳統單級返馳式功因校正轉換器之相關波形圖中，假設平均輸入功率會等於平均輸出功率，由圖中可得知當瞬時輸入功率低於輸出所需功率時，由輸出電容對負載提供能量，此時輸出電壓Vo會下降；當瞬時輸入功率高於輸出所需功率時，多餘的能量會儲存於輸出電容上，此時輸出電壓Vo會上升，這種現象就是造成輸出電壓Vo漣波具有兩倍輸入電源頻率的原因。

參閱圖5，目前有將主動式功因修正電路及後級轉換器電路中的高頻切換開關加以整合來實現功因校正。相較於雙級式架構，藉此可以減少所需的開關數目，同時也可以節省一組控制電路。

參閱圖6，已知一種升壓集成返馳式能量存儲直流/直流轉換器(Boost Integrated with Flyback Rectifier/Energy Storage/DC-DC Converter；簡稱BIFRED)被提出，主要由升壓型轉換器與返馳式轉換器整合而成。

參閱圖7，已知一種升壓集成降壓式能量存儲直流/直流轉換器(Boost Integrated with Buck Rectifier/Energy Storage/DC-DC Converter)被提出，主要是由升壓型轉換器與隔離式降壓型轉換器整合而成。

圖6及圖7的兩架構是將大容量電容C₁ 串接於主要能量傳輸的路徑上，且前級升壓型轉換器操作在不連 續導通模式(Discontinuous Conduction Mode,DCM)下以達到自動校正輸入電流波形。然而，由於後級隔離型轉換器操作在連續導通模式(Continuous Conduction Mode，簡稱CCM)下，因為此大容量電容上的電壓會受負載變動的影響，當負載降為輕載時，大容量電容需承受高的電壓應力。

參閱圖8，是一種採用耦合電感(Coupling Inductor)之圈數比的方式，藉由圈數比觀念來降低大容量電容的電壓應力，然而大容量電容上的電壓有一定的位準，使得市電電壓在低於大容量電容上的電壓位準時不會有輸入電流通過，因此會造成輸入電流諧波失真。

參閱圖9，是一種升降壓型轉換器與馳返式隔離架構整合而成的電路，主要是以負載大小來區分，將整體架構操作於兩種模式：中載以下操作在非連續導通模式及中載以上操作在連續導通模式，藉此降低大容量電容上的電壓應力與改善滿載時的導通損失。

因此，需在一種轉換電路可在瞬時輸入電壓低於輸出電容上之跨壓時將輸出電容上所儲存能量將釋放給馳返式轉換器以縮小瞬時輸入功率的變化範圍，進而改善輸出電壓低頻漣波，同時可改善前述的缺點。

因此，本發明之目的，即在提供一種可改善輸出電壓低頻漣波的單級高功因返馳式轉換器。

於是，本發明單級高功因返馳式轉換器接收一整流輸入電壓並產生一輸出電壓，包含一返馳式轉換電路 及一升降壓轉換電路。

該返馳式轉換電路包括一開關元件、一耦合電感、一輸出二極體及一輸出電容；該開關元件具有一接地端、一控制端及一驅動端，該耦合電感具有一激磁電感及一變壓器，該變壓器的一次側具有一第一繞組及一第二繞組，該變壓器的二次側具有一第三繞組，該第二繞組的非打點端電性連接該開關元件的驅動端，該第一繞組的非打點端電性連接該第二繞組的打點端，該激磁電感跨接於該變壓器的一次側，該輸出二極體的陽極電性連接該第三繞組的非打點端，該輸出電容的一端電性連接該輸出二極體的陰極及另一端接地。

該升降壓轉換電路包括該開關元件、一能量傳輸電容、一第一二極體、一第二二極體及一電感；該能量傳輸電容的一端接收該整流輸入電壓，該第一二極體的陰極電性連接該能量傳輸電容的另一端及該第一繞組的打點端，該第二二極體的陽極電性連接該第一二極體的陽極，其陰極電性連接該第二繞組的打點端，該電感電性連接該第一二極體的陽極及該能量傳輸電容的另一端。

該開關元件的控制端接受驅動訊號以控制該開關元件在該整流輸入電壓的半週內分別具有一第一模式及一第二模式，並以該能量傳輸電容的電壓乘以該第二繞組與該第一繞組的匝數比為該第一模式及該第二模式之分界點；藉此，降低瞬時輸入功率之峰值並縮小該返馳式轉換電路之瞬時輸入功率與輸出功率兩者之間的變化範圍，進 而有效地降低該輸出電壓之低頻漣波。

本發明之功效在於：開關元件的控制端接受驅動訊號以控制開關元件在整流輸入電壓的半週內分別具有第一模式及第二模式，並以能量傳輸電容的電壓乘以第二繞組與第一繞組的匝數比為第一模式及第二模式之分界點；藉此，降低瞬時輸入功率之峰值並縮小返馳式轉換電路之瞬時輸入功率與輸出功率兩者之間的變化範圍，進而有效地降低該輸出電壓之低頻漣波。

100‧‧‧單級高功因返馳式轉換器

L _m ‧‧‧激磁電感

N ₁ ‧‧‧第一繞組

1‧‧‧升降壓轉換電路

N ₂ ‧‧‧第二繞組

2‧‧‧返馳式轉換電路

N ₃ ‧‧‧第三繞組

C ₁ ‧‧‧能量傳輸電容

R _o ‧‧‧輸出電阻

C _o ‧‧‧輸出電容

S ₁ ‧‧‧開關元件

D ₁ ‧‧‧第一二極體

T ₁ ‧‧‧耦合電感

D ₂ ‧‧‧第二二極體

v _in ‧‧‧輸入電壓

D ₃ ‧‧‧輸出二極體

V_o ‧‧‧輸出電壓

L ₁ ‧‧‧電感

本發明之其他的特徵及功效，將於參照圖式的實施方式中清楚地呈現，其中：圖1是一電路圖，說明全橋式的整流濾波架構；圖2是一波形圖，說明交流輸入電壓、交流輸入電流與電解電容上電壓波形；圖3是一電路圖，說明雙級式高功率PFC架構；圖4是一波形圖，說明傳統單級返馳式功因校正轉換器之相關波形；圖5是一電路圖，說明具開關整合之單級式高功因交流-直流轉換器；圖6是一電路圖，說明升壓集成返馳式能量存儲直流/直流轉換器；圖7是一電路圖，說明升壓集成降壓式能量存儲直流/直流轉換器；圖8是一波形圖，說明輸入電流失真波形； 圖9是一電路圖，說明一種升降壓型轉換器與馳返式隔離架構整合而成的電路；圖10是一電路圖，說明本發明單級高功因返馳式轉換器之較佳實施例；圖11是一電路圖，說明本發明單級高功因返馳式轉換器之較佳實施例中的各元件之電壓及電流；圖12是一波形圖，說明本發明的操作模式之時序波形；圖13是一波形圖，說明第一模式之相關波形的時序波形；圖14是一波形圖，說明第二模式之相關波形的時序波形；圖15是一電路圖，說明第一模式之狀態一；圖16是一電路圖，說明第一模式之狀態二；圖17是一電路圖，說明第二模式之狀態一；圖18是一電路圖，說明第二模式之狀態二；圖19是一波形圖，說明傳統單級返馳式功因校正轉換器之相關波形；圖20是一電路圖，說明本發明的返馳式轉換電路；圖21是一波形圖，說明本發明的返馳式轉換電路的相關波形；圖22是一曲線圖，說明瞬時輸入功率之峰值β 對電感之比值α 的曲線；圖23是一曲線圖，說明瞬時輸入功率之峰值β 對一次側線圈N ₁ 與N ₂ 之匝數比m 的曲線；圖24是一曲線圖，說明輸入電壓90Vrms之激磁電感電壓峰值V _{Lm ,pk} 對一次側線圈N ₁ 與N ₂ 之匝數比m 之曲線； 圖25是一曲線圖，說明瞬時輸入功率之峰值β與正規化之激磁電感電壓V _Lm 兩者具有交點；圖26是一電路系統圖，說明本發明單級高功因返馳式轉換器之較佳實施例；圖27是一波形圖，說明於100%額定輸出功率下之相關波形；圖28是一示意圖，說明於100%額定輸出功率下之輸入電流諧波分布；圖29是一波形圖，說明於100%額定輸出功率下之輸出電壓低頻漣波v _o 的波形；圖30是一示意圖，說明本較佳實施例之功率因數對輸出負載電流之曲線圖。

在本發明被詳細描述之前，應當注意在以下的說明內容中，類似的元件是以相同的編號來表示。

參閱圖10與圖11，本發明之較佳實施例中，單級高功因返馳式轉換器100用於接收一整流輸入電壓v _in 並產生一輸出電壓Vo於負載(輸出電阻R _o )，並包含一升降壓轉換電路1及一返馳式轉換電路2。該升降壓轉換電路1包括一開關元件S ₁ 、一能量傳輸電容C ₁ 、一第一二極體D ₁ 、一第二二極體D ₂ 及一電感L ₁ ；返馳式轉換電路2包括該開關元件S ₁ 、一耦合電感T ₁ 、一輸出二極體D ₃ 及一輸出電容C _o 。

開關元件S ₁ 具有一接地端、一控制端及一驅動端，耦合電感T ₁ 具有一激磁電感L _m 及一變壓器，變壓器的一 次側具有一第一繞組N ₁ 及一第二繞組N ₂ ，變壓器的二次側具有一第三繞組N ₃ ，第二繞組N ₂ 的非打點端電性連接開關元件S ₁ 的驅動端，第一繞組N ₁ 的非打點端電性連接第二繞組N ₂ 的打點端，激磁電感L _m 跨接於變壓器的一次側，輸出二極體D ₃ 的陽極電性連接第三繞組N ₃ 的非打點端，輸出電容C _o 的一端電性連接輸出二極體D ₃ 的陰極及另一端接地。

能量傳輸電容C ₁ 的一端接收整流輸入電壓v _in ，第一二極體D ₁ 的陰極電性連接能量傳輸電容C ₁ 的另一端及第一繞組N ₁ 的打點端，第二二極體D ₂ 的陽極電性連接第一二極體D ₁ 的陽極，其陰極電性連接第二繞組N ₂ 的打點端，電感L ₁ 電性連接第一二極體D ₁ 的陽極及能量傳輸電容C ₁ 的另一端。

參閱圖11，相關符號之定義為：整流輸入電壓v _in 、輸出電壓v _o 、輸入電流i _in ；二極體D ₁ 上之電流i _{D 1} 、二極體D ₂ 上之電流i _{D 2} 、二極體D ₃ 上之電流i _{D 3} 、為能量傳輸電容C ₁ 上之電流i _{C 1} 、電感L ₁ 上之電流i _{L 1} 、為激磁電感L _m 上之電流i _Lm 、第一繞組N ₁ 之電流i _{N 1} 、第二繞組N ₂ 之電流i _{N 2} 、第三繞組N ₃ 之電流i _{N 3} 及流經輸出電阻R _o 上之電流I _o ；電感L ₁ 之跨壓v _{L 1} 、激磁電感L _m 之跨壓v _Lm 、第一繞組N ₁ 之跨壓v _{N 1} 、第二繞組N ₂ 之跨壓v _{N 2} 、第三繞組N ₃ 之跨壓v _{N 3} 及能量傳輸電容C ₁ 之跨壓v _{C 1} 。

為了方便分析，本較佳實施例採用小漣波近似法來進行分析；轉換器操作於連續電流模式(Continuous Conduction Mode,CCM)；切換週期為T _s ，開關元件S ₁ 導通時間為DT _s ，開關元件S ₁ 截止時間為(1--D )T _s ；開關元件S ₁ 及各二極體均視為理想元件，即功率開關之切換時間、導通電阻、 二極體反向恢復時間與順向導通壓降均忽略不計；電感、耦合電感與電容均不考慮其寄生電阻；儲能電容C ₁ 足夠大，使其跨壓v _{C 1} 於穩態時保持在某一定值V _{C 1} ；輸出電容C _o 足夠大，使其跨壓v _o 於穩態時保持在某一定值V _o ；耦合電感之耦合係數為一，即不考慮漏感；由於切換頻率遠大於線頻率，故整流輸入電壓v _in 可視為一定值V _in 。

參閱圖11及圖12，開關元件S ₁ 的控制端接受驅動訊號以控制開關元件S ₁ 在整流輸入電壓v _in 的半週內分別具有一第一模式I及一第二模式II，並以能量傳輸電容C ₁ 的電壓乘以第二繞組N ₂ 與第一繞組N ₁ 的匝數比()為第一模式I及第二模式II之分界點。藉此，降低瞬時輸入功率之峰值並縮小該返馳式轉換電路2之瞬時輸入功率與輸出功率兩者之間的變化範圍，進而有效地降低整流輸入電壓v _in 之低頻漣波。

參閱圖13及圖14，分別為第一模式及第二模式的時序波形，分別說明如下。

參閱圖15，第一模式的狀態一[t ₀ t t ₁ ]：開關S ₁ 導通。於此狀態中，二極體D ₁ 及D ₃ 截止，D ₂ 導通。此時，電感L ₁ 上跨壓V _in -v _{N 2} ，故電感L ₁ 進行激磁，而激磁電感L _m 上跨壓為輸入電源V _in 加上能量傳遞電容C ₁ 上之跨壓V _{C 1} ，故激磁電感L _m 進行激磁。採用小漣波近似法，其所對應之相關方程式如公式(1)。

參閱圖16，第一模式的狀態二[t ₁ t t ₂ ]：開關S ₁ 截止。於此狀態中，二極體D ₂ 截止，二極體D ₁ 與D ₃ 導通。此時，電感L ₁ 之跨壓-V _{C 1} ，故電感L ₁ 進行去磁，且電感L ₁ 上所儲存的能量，對能量傳遞電容C ₁ 進行充電，而激磁電感L _m 上之跨壓為v _{N 1} +v _{N 2} ，故激磁電感L _m 進行去磁。此時激磁電感上所儲存的能量將藉由鐵芯傳遞到二次側繞組N ₃ 上，以供給負載使用並對輸出電容C _o 進行充電。採用小漣波近似法，其所對應之相關方程式如公式(2)。

其電壓轉換比如公式(3)。

其中，V _in 為整流輸入電壓值、V _o 為輸出電壓值、D為該驅動訊號的責任週期、N ₁ 為該第一繞組的匝數、N ₂ 為 該第二繞組的匝數、N ₃ 為該第三繞組的匝數，以及n 為。

參閱圖17，第二模式的狀態一[t ₀ t t ₁ ]：開關元件S ₁ 導通。於此狀態中，電感L₁ 、二極體D ₁ 、D ₂ 和D ₃ 截止，激磁電感L _m 上跨壓為輸入電源V _in 加上能量傳遞電容C ₁ 上之跨壓V _{C 1} ，故激磁電感L _m 進行激磁，此時能量儲存於鐵芯之中。採用小漣波近似法，其所對應之相關方程式如公式(4)。

v _Lm =v _{N 1} +v _{N 2} =V _{C 1} +V _in (4)

參閱圖18，第二模式的狀態二[t ₁ t t ₂ ]：開關元件S ₁ 截止。於此狀態中，電感L ₁ 、二極體D ₁ 和D ₂ 截止，D ₃ 導通， 激磁電感L _m 上之跨壓為v _{N 1} +v _{N 2} ，故激磁電感L _m 進行去磁，能量將由鐵芯傳遞到二次側繞組N ₃ ，以供給負載使用並對輸出電容C _o 進行充電。採用小漣波近似法，其所對應之相關方程式如公式(5)。

其電壓轉換比如公式(6)，由公式(3)與公式(6)可得知，在兩種操作模式下，具有相同的電壓轉換比。

關於低頻輸出電壓漣波之理論分析說明如下。

a.傳統低頻輸出電壓漣波之理論分析：首先，假設傳統單級返馳式功因校正轉換器之耦合線圈為一理想變壓器且能量轉換時無損失，即瞬時輸入功率之平均值等於輸出功率，因此，在輸出功率為一固定值之情況下，可得知瞬時輸入功率與輸出功率的差距，即為輸出電壓低頻漣波的主要來源。由傳統單級返馳式功因校正轉換器之相關波形圖可得知，造成傳統單級返馳式功因校正轉換器之輸出電壓V_o 含有低頻漣波的原因為，當瞬時輸入功率大於輸出功率時，多餘的能量將儲存於輸出電容C _o 上，此時輸出電壓V_o 開始上升；當瞬時輸入功率低於輸出功率時，輸出電容C _o 將對負載提供能量，此時輸出電壓V_o 開始下降。

參閱圖19，傳統單級返馳式功因校正轉換器之相關波形圖中，v _in 為一次側整流輸入電壓、i _in 為一次側輸入電流及p _in 為一次側瞬時輸入功率。假設整流輸入電壓與輸入 電流為理想正弦波，可定義整流輸入電壓v _in 為V _{in ,pk} sin(ω _ac t )，其中V _{in ,pk} 為整流輸入電壓v _in 之峰值且ω _ac =2π f _ac 。為了簡化分析，將以相角θ 來取代ω _ac t ，故經過橋式整流後之整流輸入電壓v _in 可表示如公式(7)。

v _in =V _{in ,pk} sin(θ ) (7)

同理，橋式整流後之輸入電流i _in 可表示如公式(8)。

i _in =I _{in ,pk} sin(θ ) (8)

藉由公式(7)式(8)，可求得一次側瞬時輸入功率p _in 。緊接著，θ 取[0,π ]，即為半個線週期，可得半個線週期內瞬時輸入功率之平均值P _{in ,avg} 如公式(9)。

由公式(9)可知，傳統單級返馳式功因校正轉換器之峰值瞬時輸入功率為兩倍輸出功率。因此，若能使得瞬時輸入功率之峰值與輸出功率的差距減小，將可減少輸出電壓V_o 的變動範圍，進而降低輸出電壓V_o 之低頻漣波大小的目的。

b.改善低頻輸出電壓漣波之理論分析：圖20為在不改變輸出功率的情形下，藉由升降壓轉換電路1的能量傳輸電容C ₁ 上之跨壓V _{C 1} ，將整流輸入電壓v _Lm 抬高，使得整流輸入電壓v _Lm 為一脈動直流，與傳統單級返馳式功因校正轉換器比較，本發明可降低瞬時輸入功率之峰值，進而縮小返馳式隔離型轉換器之瞬時輸入功率與輸出功率兩者之 間的變化範圍，進而有效地降低輸出電壓V_o 之低頻漣波大小。在分析返馳式隔離型轉換器之瞬時輸入功率前，需先分析所提架構的瞬時輸入功率，由圖20可得知，v _in 為經橋式整流後的輸入電壓、i _in 為經過橋式整流之後的輸入電流及p _in 為經過橋式整流之後的輸入功率，由於經過橋式整流之後的瞬時輸入功率與傳統架構的輸入功率的分析方式與步驟相同，故不重覆推導，其結果如公式(10)。

P _{in ,pk} =2P _{in ,avg} =2P _o ,if P _{in ,avg} =P _o (10)

參閱圖21，並配合圖10，v _Lm 為返馳式轉換電路2之一次側的輸入電壓、i _Lm 為返馳式轉換電路2之一次側的輸入電流及P _{in_flyback} 為返馳式轉換電路2之一次側的瞬時輸入功率，如公式(11)。

p _{in_flyback} =V _{Lm ,pk} sin(ω _ac t )I _{Lm ,pk} sin(ω _ac t ) (11)

為了簡化分析，以相角θ 來取代ω _ac t，同時θ 取90度，可得返馳式轉換電路2之一次側的瞬時輸入功率之峰值P _{in_flyback ,pk} 如公式(12)。

P _{in_flyback ,pk} =V _{Lm ,pk} I _{Lm ,pk} (12)

而I _{in ,pk} 與I _{Lm ,pk} 的比值如公式(13)。

如公式(13)經整理後可得公式(14)。

定義耦合電感一次側線圈N ₁ 與N ₂ 之匝數比為m，如公式(15)。

耦合電感之輸入電壓V _{Lm ,pk} 如公式(16)。

V _{Lm ,pk} =V _{in ,pk} +V _{C 1} (16)

將公式(15)代入公式(16)並整理後，如公式(17)。

將公式(15)帶入公式(14)並整理後，如公式(18)。

將公式(17)及公式18)帶入公式(12)，即可得到返馳式轉換電路2的瞬時輸入功率之峰值P _{in_flyback ,pk} 與經過橋式整流之後的瞬時輸入功率之峰值P _{in_pk} 兩者之比值β 如公式(19)。

由公式(19)可得知，返馳式轉換電路2瞬時輸入功率之峰值P _{in_flyback ,pk} 與經過橋式整流之後的瞬時輸入功率之 峰值P _{in_pk} 兩者之比值β 受到有三個變數m 、D、α ()的影響，也就是第一繞組N ₁ 與第二繞組N ₂ 之匝數比m 、責任週期D的大小，以及耦合電感L _m 與電感L ₁ 之電感比值α 。

就返馳式轉換電路2的動作原理而言，若暫時不考慮匝數比，即匝數比為(N ₁ +N ₂ )：N ₃ =1：1，當責任週期小於0.5時，可視為降壓型轉換，而當責任週期大於0.5時，則視為升壓型轉換。由本實施例之最低輸入電壓與額定輸出電壓可得知，額定輸出電壓低於最低輸入電壓，故轉換器操作於降壓型模式，其責任週期可採小於0.5，一般定義在0.4至0.5之間，故設定責任週期為0.45。另外，假設m值(一次側線圈N ₁ 與N ₂ 之匝數比)為0.5，藉由α 值(耦合電感L _m 與電感L ₁ 之比值)來觀察β 值(瞬時輸入功率之峰值)是否合理，故於D =0.45且m =0.5下可畫出β 值與α 值之曲線圖，如圖22所示。

參閱圖22，β 值會隨者α 值改變，當α 值越大時，β 值越小，意味著瞬出電壓低頻漣波越低。另外，當α 值約小於2.7時，β 值大於1，意味著無法降低瞬出電壓低頻漣波，因此假設α 值為2.7。緊接著藉由m值來觀察β 的變動，由於β 值在m值大於10之後趨於平緩，因此，作圖時取0 m 10，如圖23所示。

參閱圖23，β 值會隨者m值改變，當m值越大時，β 值越小，意味著調整m值可改善輸出電壓V_o 的低頻漣波。另一方面，由圖24可知，m值越大時，輸入電壓V_Lm,pk 越高，將提高功率開關S ₁ 及電容C ₁ 的所承受之電壓應力。

參閱圖24，在輸入電壓90V_rms 的條件下所得到之曲線圖中，V_Lm,pk 會在m值大於10之後趨於平緩，為了使得m值能夠量化設計，因此以m =10時所對應之V_Lm,pk 做為基底，藉此將不同的m值時所對應之V_Lm,pk 進行正規化，可得一相關的曲線。

參閱圖25，是將圖23之曲線與圖24之曲線放置在同一圖中以找出兩曲線之交點，此交點將用來決定所需之m值(一次側線圈N ₁ 與N ₂ 之匝數比)及β 值(瞬時輸入功率之峰值)。

參閱圖26，本發明所提之電路系統架構還包含主功率級電路與回授控制電路，其規格如表1所示。

參閱圖27、圖28、圖29及圖30，分別為在100%額定輸出功率下之相關波形、輸入電流諧波分布及輸出電壓低頻漣波的波形，及本較佳實施例之功率因數對輸出負載電流之曲線。傳統架構與本較佳實施例之輸出電壓低頻漣波的比較結果如表2所示。

本發明係提出一具有開關整併之單級高功因隔離式電源轉換器，其結合了傳統升降壓式轉換器與馳返式隔離型轉換器。本發明藉由傳統升降壓式轉換器搭配耦合電感，來改善傳統隔離型單級返馳式功因校正轉換器之輸出電壓低頻漣波的問題，另外亦改善了以往所提之單級返馳式功因校正轉換器的輸入電流因具有盲區(Dead-Zone)而造成諧波失真的問題。

根據本實施例的實驗結果，在不同輸入電壓且不同負載下，所提架構之馳返式隔離型轉換器的耦合電感皆操作於臨界導通模式(CRM)，且在滿載時，輸出電壓低頻漣波較傳統單級返馳式功因校正轉換器降低了20%。此外，在最低輸入電壓之峰值且額定負載下，升降壓式轉換器之電感操作於臨界導通模式，與設計結果相符合。最後，本發明與傳統架構之電流諧波皆符合IEC61000-3-2 Class C之電流諧波成分的規範，且額定負載下的效率皆保持在87%以上，因此所提之轉換器將有助於綠色能源的發展。

綜上所述，本發明可在瞬時輸入電壓低於能量傳輸電容C ₁ 上之跨壓時，將能量傳輸電容C ₁ 上所儲存能量將釋放給返馳式轉換電路2以縮小瞬時輸入功率的變化範 圍，進而改善輸出電壓低頻漣波，同時可改善前述的缺點。除此之外，可藉由調整第二繞組N ₂ 與第一繞組N ₁ 的匝數比來改變其電壓轉換比，並調整能量傳輸電容C ₁ 上之電壓應力，同時亦可改善開關上之電壓應力，故確實能達成本發明之目的。

惟以上所述者，僅為本發明之較佳實施例而已，當不能以此限定本發明實施之範圍，即大凡依本發明申請專利範圍及專利說明書內容所作之簡單的等效變化與修飾，皆仍屬本發明專利涵蓋之範圍內。

100‧‧‧單級高功因返馳式轉換器

1‧‧‧升降壓轉換電路

2‧‧‧返馳式轉換電路

C ₁ ‧‧‧能量傳輸電容

C _o ‧‧‧輸出電容

D ₁ ‧‧‧第一二極體

D ₂ ‧‧‧第二二極體

D ₃ ‧‧‧輸出二極體

L ₁ ‧‧‧電感

L _m ‧‧‧激磁電感

N ₁ ‧‧‧第一繞組

N ₂ ‧‧‧第二繞組

N ₃ ‧‧‧第三繞組

R _o ‧‧‧輸出電阻

S ₁ ‧‧‧開關元件

T ₁ ‧‧‧耦合電感

v _in ‧‧‧整流輸入電壓

Vo‧‧‧輸出電壓

Claims (3)

1. 一種單級高功因返馳式轉換器，接收一整流輸入電壓並產生一輸出電壓，包含：一返馳式轉換電路，包括：一開關元件，具有一接地端、一控制端及一驅動端，一耦合電感，具有一激磁電感及一變壓器，該變壓器的一次側具有一第一繞組及一第二繞組，該變壓器的二次側具有一第三繞組，該第二繞組的非打點端電性連接該開關元件的驅動端，該第一繞組的非打點端電性連接該第二繞組的打點端，該激磁電感跨接於該變壓器的一次側，一輸出二極體，其陽極電性連接該第三繞組的非打點端，及一輸出電容，一端電性連接該輸出二極體的陰極及另一端接地；及一升降壓轉換電路，包括：該開關元件，一能量傳輸電容，其一端接收該整流輸入電壓，一第一二極體，其陰極電性連接該能量傳輸電容的另一端及該第一繞組的打點端，一第二二極體，其陽極電性連接該第一二極體的陽極，其陰極電性連接該第二繞組的打點端，及一電感，電性連接該第一二極體的陽極及該能 量傳輸電容的另一端；其中，該開關元件的控制端接受一周期性的驅動訊號以控制該開關元件在該整流輸入電壓的半週內分別具有一第一模式及一第二模式，並以該能量傳輸電容的電壓乘以該第二繞組與該第一繞組的匝數比為該第一模式及該第二模式之分界點；藉此，降低瞬時輸入功率之峰值並縮小該返馳式轉換電路之瞬時輸入功率與輸出功率兩者之間的變化範圍，進而有效地降低該輸出電壓之低頻漣波。
2. 如請求項1所述的單級高功因返馳式轉換器，其中，該返馳式轉換電路的一瞬時輸入功率之峰值P _{in_flyback ,pk} 與經過橋式整流之後的一瞬時輸入功率之峰值P _{in_pk} 兩者之比值β 符合下列公式： 其中，m 為該第二繞組與該第一繞組的匝數比、D為該驅動訊號的責任週期，以及α 為該激磁電感與該電感之電感比值。
3. 如請求項1所述的單級高功因返馳式轉換器，其電壓轉換比符合下列公式： 其中，V _in 為整流輸入電壓值、V _o 為輸出電壓值、D為 該驅動訊號的責任週期、N ₁ 為該第一繞組的匝數、N ₂ 為該第二繞組的匝數、N ₃ 為該第三繞組的匝數，以及n 為。