CN102938617A - 一种交流-直流功率变换器 - Google Patents

Abstract

本发明涉及一种交流-直流功率变换器，包括第一储能元件，第二储能元件和第三储能元件；其中，在第一工作状态时，第一路径接收所述正弦半波直流输入电压，并对所述第一储能元件进行储能，流过所述第一储能元件的第一电流连续上升；第二路径接收第二直流电压，并对所述第二储能元件进行储能，流过所述第二储能元件的第二电流持续上升；在第二工作状态时，所述第一储能元件通过第三路径释放能量至所述第三储能元件，以在所述第二储能元件上产生所述第二直流电压，并且，所述第一电流连续下降；所述第二储能元件通过第四路径将能量释放至一负载，并且保证所述交流-直流功率变换器的输出电信号维持恒定，以及交流-直流功率变换器具有较高的功率因数。

Description

一种交流-直流功率变换器

技术领域

本发明涉及电子技术领域，尤其涉及一种交流-直流功率变换器。

背景技术

交流-直流功率变换器（AC/DC converter）用以将交流电压转换为一恒定的直流电信号（例如直流电压或者直流电流）。由于交流-直流功率变换器的功率较高，因此广泛应用于驱动大功率的负载，例如电机、LED灯等。交流-直流功率变换器通常包括一整流桥，以将外部交流电压转换为一正弦半波直流电压来提供给后续变换电路。为了减小对交流电网的谐波污染，交流-直流功率变换器通常需要具有功率因数校正电路（PFC）来实现功率因数校正功能，获得一较高的功率因数。

现有技术中，单级变换电路或者两级变换电路均可以实现功率因数校正功能以及获得恒定的输出电信号。

参考图1，所示为一种采用现有技术的单级交流-直流功率变换器的一具体实施例。在该实施方式中，单级交流-直流功率变换器包括单级PFC主电路10和单级PFC控制电路20两部分。其中，单级PFC主电路为反激式（flyback）拓扑结构，单级PFC控制电路包括电流闭环控制电路21，电流控制电路22，过零触发电路23，隔离电路和乘法器U5。

电流闭环控制电路21采样单级PFC主电路的输出电流，其输出信号经隔离电路后与输入电压经乘法器U5运算后得到的信号，作为基准信号输入至电流控制电路22的同相输入端，反相输入端采样输入电流，输出端连接至过零触发电路23。过零触发电路23包括电压比较器U3和RS触发器U4，电流控制电路22的输出端和电压比较器U3的输出端分别连接至RS触发器的复位端R和置位端S。RS触发器的输出信号通过控制开关管S的导通或者截止的状态，使输入电流跟随输入电压变化，以此提高单级PFC电路的功率因数。

但是，采用这种实现方式，输出电流存在纹波，并且当纹波较大时，输出电流的误差较大，因此，输入端的电流存在较大误差，不能准确跟随输入电压的变化，功率因数大大降低。

参考图2，所示为另一种采用现有技术的两级变换电路的交流-直流功率变换器的原理框图。在该实施方式中，交流-直流功率变换器包括两级功率级电路203和205，以及第一级控制电路204和第二级控制电路205。第一级功率级电路203接收正弦半波直流输入电压，第一级控制电路204控制第一级功率级电路203，使得输入电流的波形跟随所述正弦半波直流输入电压，从而实现功率因数校正。与第一级功率级电路级联的第二级功率级电路205用以接收第一级功率级电路203的输出电压V_out1，根据LED灯207所需的驱动电压，第二级控制电路206控制第二级功率级电路205，以获得基本恒定的输出电流和输出电压，使之能够正常驱动LED灯207。

采用图2所示的交流-直流功率变换器，对谐波的处理效果较好，可以达到较高的功率因数；具有独立的PFC级，可以对输入DC/DC级的直流电压进行预调节，输出电压比较精确；带载能力比较高，适合于功率较高的场合。但是，它至少需要两套控制电路和至少两个功率开关管，所需的元器件较多，成本较高；功率密度低，损耗比较大；尤其对于中小功率的电子设备，很不经济。

发明内容

有鉴于此，本发明的目的在于提供一种简化的交流-直流功率变换器，以利用最简化的变换器结构来同时获得较高的功率因数以及稳定的输出电信号。

依据本发明一实施例的交流-直流功率变换器，包括一整流桥和滤波电容，以将外部交流电压转换为正弦半波直流输入电压，还包括第一储能元件，第二储能元件和第三储能元件；

在每一开关周期内，在第一工作状态时，第一路径接收所述正弦半波直流输入电压，并对所述第一储能元件进行储能，流过所述第一储能元件的第一电流连续上升；

第二路径接收第二直流电压，并对所述第二储能元件进行储能，流过所述第二储能元件的第二电流持续上升；所述第一路径和所述第二路径共用一开关管；

在第二工作状态时，所述第一储能元件通过第三路径释放能量至所述第三储能元件，以在所述第三储能元件上产生所述第二直流电压，并且，所述第一电流连续下降；

所述第二储能元件通过第四路径将能量释放至一负载；

其中，所述第一工作状态的持续时间维持不变，并且，所述第一电流的峰值与所述正弦半波直流输入电压成正比例关系；以及保证所述交流-直流功率变换器的输出电信号维持恒定。

进一步的，所述交流-直流功率变换器，还包括位于所述第二路径中的电流采样电路，以在所述第一工作状态时，采样所述第二电流产生一反馈信号。

优选的，所述第一储能元件包括第一感性元件，所述第二储能元件包括第二感性元件，所述第三储能元件包括一容性元件。

进一步的，所述交流-直流功率变换器还包括一控制和驱动电路，用以根据接收到的所述反馈信号产生一驱动信号来驱动所述开关管。

优选的，在第一工作状态时，所述开关管处于导通状态；在第二工作状态时，所述开关管处于关断状态。

优选的，所述第一储能元件、所述第三储能元件、所述第一路径和所述第三路径组成第一级功率级电路。

优选的，所述第二储能元件、所述第二路径和所述第四路径组成第二级功率级电路。

优选的，所述第一级功率级电路为升压型或者反激式或者升压-降压型拓扑结构，所述第二级功率级电路为降压型或者反激式拓扑结构或者升压-降压型拓扑结构。

优选的，所述输出电信号包括一恒定的输出电流，用以驱动LED负载。

依据本发明实施例的交流-直流功率变换器，集合了两级功率级电路，包含第一储能元件和第三储能元件的第一级功率级电路通过控制不同的路径控制第一储能元件和第三储能元件的储存能量以及释放能量的时间区间来实现功率因数校正功能，并给第二级功率级电路提供电源电压；包含第二储能元件的第二级功率级电路用以获得稳定的输出电信号。根据第一级功率级电路和第二级功率级电路的拓扑结构的类型，两者至少共用一开关管以及一控制和驱动电路，根据拓扑结构的类型，两者还可以共用其他的元器件。通过这种元器件共用的实现方式，来最大程度的简化电路结构，减小成本；并且提高变换器的功率因数以及获得对输出电信号的良好的控制效果。

附图说明

图1所示为采用现有技术的一种单级交流-直流功率变换器的原理框图；

图2所示为采用现有技术的一种两级交流-直流功率变换器的原理框图；

图3A所示为依据本发明第一实施例的交流-直流功率变换器的原理框图；

图3B所示为图3A所示的交流-直流功率变换器在第一工作状态时的导电路径图；

图3C所示为图3A所示的交流-直流功率变换器在第二工作状态时的导电路径图；

图4A所示为依据本发明第二实施例的交流-直流功率变换器的原理框图；

图4B所示为图4A所示的交流-直流功率变换器在第一工作状态时的导电路径图；

图4C所示为图4A所示的交流-直流功率变换器在第二工作状态时的导电路径图；

图4D所示为图4A所示的交流-直流功率变换器的工作波形图；

图5A所示为依据本发明第三实施例的交流-直流功率变换器的原理框图；

图5B所示为图5A所示的交流-直流功率变换器在第一工作状态时的导电路径图；

图5C所示为图5A所示的交流-直流功率变换器在第二工作状态时的导电路径图；

图6A所示为依据本发明第四实施例的交流-直流功率变换器的原理框图；

图6B所示为图6A所示的交流-直流功率变换器在第一工作状态时的导电路径图；

图6C所示为图6A所示的交流-直流功率变换器在第二工作状态时的导电路径图。

具体实施方式

以下结合附图对本发明的几个优选实施例进行详细描述，但本发明并不仅仅限于这些实施例。本发明涵盖任何在本发明的精髓和范围上做的替代、修改、等效方法以及方案。为了使公众对本发明有彻底的了解，在以下本发明优选实施例中详细说明了具体的细节，而对本领域技术人员来说没有这些细节的描述也可以完全理解本发明。

参考图3A，所示为依据本发明第一实施例的交流-直流功率变换器的原理框图。在该实施例中，外部交流电压V_ac经过整流桥BR和电容C₁进行整流和滤波处理后，在电容C₁的两端产生正弦半波直流输入电压V_in。交流-直流功率变换器300还包括第一储能元件即电感L₂，第二储能元件即电感L₃和第三储能元件即电容C₆。通过不同的路径来控制第一储能元件，第二储能元件和第三储能元件的储存能量和释放能量的时间区间以及储能元件的自身特性，以同时获得较高的功率因数以及稳定的输出电信号。

参考图3B所示的图3A所示的交流-直流功率变换器在第一工作状态时的导电路径图，在第一工作状态时，控制开关管Q₂导通，在由电感L₂，开关管Q₂和电容C₁组成的第一路径①中，流过电感L₂的电感电流i_L2持续上升，电感L₂进行储能。同时，在由电感L₃，开关管Q₂，电容C₆组成的第二路径②中，流过电感L₃的电感电流持续上升，电感L₃储存能量。

参考图3C所示的图3A所示的交流-直流功率变换器在第二工作状态时的导电路径图，在第二工作状态时，控制开关管Q₂关断，在由电感L₂，二极管D₆和电容C₆组成的第三路径③中，流过电感L₂的电感电流i_L2持续下降，电容C₆被充电，电感L₂释放能量，并储存至电容C₆中。当电容C₆的电容值较大时，电容C₆两端的电压V_bus波动很小，基本恒定。同时，电感L₃中的电感电流持续下降，电感L₃中储存的能量通过由电感L₃，二极管D₆，电容C₅组成的第四路径④传递至负载。

这里，第一路径①和第三路径③组成一升压型（boost）功率级电路，接收正弦半波直流输入电压V_in以在具有较大电容值的电容C₆的两端产生一基本恒定的电压V_bus。

第二路径②和第四路径④组成一降压型（buck）功率级电路，接收电容C₆两端的电压V_bus以通过第四路径④产生一基本恒定的输出电压V_o，以及一基本恒定的输出电流I_o来驱动负载，如LED灯。

采用图3A所示的交流-直流功率变换器，升压型功率级电路中的第一路径①和降压型功率级电路中的第二路径②共用开关管Q₂。升压型功率级电路中的第三路径③和降压型功率级电路中的第四路径④共用输出二极管D₆。

图3A所示的交流-直流功率变换器还包括一保护电路，用以防止在第二工作状态时，第二路径中的电流回流至输入端。具体的，保护电路包括一二极管D₅，其连接在第一路径中的电感L₂和开关管Q₂之间。所述保护电路还可以进一步包括位于第二路径中的连接在二极管D₅和电感L₃之间的二极管D₇，以防止电感L₃会出现负电流。

电流采样电路位于第二路径②中，以在开关管Q₂导通时，采样第二路径中的电流，即流过电感L₃的电感电流，来进一步的获得输出电流的信息。具体的，电流采样点路包括一采样电阻R_sen，根据采样电阻R_sen上的压降获得电流峰值信息，进而获得输出电流信息。控制和驱动电路303根据采样得到的输出电流信息，产生相应的控制和驱动信号，来控制开关管Q2的开关动作，以实现功率因数校正，以及获得一基本恒定的输出电流。

以上详细说明了图3A所示的交流-直流功率变换器的电路结构，以及不同工作状态时的导电路径。以下将详细说明图3A所示的交流-直流功率变换器的功率因数校正以及恒定输出电信号的实现原理。

根据降压型功率级电路的工作原理，在电感电流工作于临界导通模式时（BCM），输出电流如下公式（1）计算得到：

$I_o=\frac{V_{\mathrm{bus}}-V_o}{2L_{m3}}\×D\×T_s=\frac{V_{\mathrm{bus}}-V_o}{2L_{m3}}\×t_{\mathrm{on}}---\left(1\right)$

其中，I_o表示降压型功率级电路的输出电流；L_m3表示电感L₃的电感值；D表示降压型功率级电路的占空比；V_bus表示电容C₆两端的电压，即降压型功率级电路的输入电压；V_o表示降压型功率级电路的输出电压；t_on表示开关管Q₂的导通时间；T_s表示开关管Q₂的开关周期。

由公式（1）可以看出，由于电感L₃的电感值L_m3，输入电压V_bus，输出电压V_o维持恒定，因此，只要控制开关管Q₂的导通时间t_on恒定，就可以保证输出电流I_o恒定。

根据升压型功率级电路的工作原理，输入电流峰值I_inpk可以由下公式（2）计算得到：

$I_{\mathrm{inpk}}=\frac{V_{\mathrm{in}}}{L_{m2}}\×t_{\mathrm{on}}---\left(2\right)$

这里，I_inpk表示输入电流峰值，V_in表示正弦半波直流输入电压，L_m2表示电感L₂的电感值，t_on表示开关管Q₂的导通时间。

由公式（2）可以得出，电感L₂的电感值L_m2和导通时间t_on均为固定值，因此，输入电流峰值I_inpk与正弦半波直流输入电压V_in成正比例关系，实现了输入电流峰值I_inpk跟随正弦半波直流输入电压V_in，从而获得了较高的功率因数。

本领域技术人员可以得知，根据采样得到的输出电流信息I_FB，选择合适形式的恒定导通时间控制和驱动电路，控制开关管Q₂的导通时间恒定。控制和驱动电路303可以为任何合适形式的已知的或者改进的电路，在此不再列举实施例进行详细说明。

在该实施例中，当开关管Q₂导通时，用于功率因数校正的第一路径和用以实现输出恒定电信号的第二路径共用开关管Q₂；而当开关管Q₂关断时，第三路径和第四路径共用二极管D₆。升压型功率级电路和降压型功率级电路共用一控制和驱动电路303。这样的电路结构，在大大简化电路结构的同时，实现了很好的控制效果。不仅可以获得较高的功率因数，输出电流的稳定性更高，纹波很小，很好的适用于大功率的应用场合，例如LED灯驱动等。

参考图4A，所示为依据本发明第二实施例的交流-直流功率变换器的原理框图。进一步的，交流-直流功率变换器300包括第一储能元件（电感L1），第二储能元件（包括原边绕组W_p和副边绕组W_s的变压器T₁）和第三储能元件（电容C₂），以及第一路径①，第二路径②，第三路径③和第四路径④。

参考图4B所示的图4A所示的交流-直流功率变换器在第一工作状态时的导电路径图，在第一工作状态时，控制开关管Q₁导通，在由电感L₁，开关管Q₁和电容C₁组成的第一路径①中，流过电感L₁的电感电流i_L1持续上升，电感L₁进行储能。同时，在由变压器T的原边绕组W_p，开关管Q₁，电容C₂组成的第二路径②中，流过原边绕组W_p的电感电流i_Wp持续上升，变压器T₁储存能量。

参考图4C所示的图4A所示的交流-直流功率变换器在第二工作状态时的导电路径图，在第二工作状态时，控制开关管Q₁关断，在由电感L₁，二极管D₂和电容C₂组成的第三路径③中，流过电感L₁的电感电流i_L1持续下降，电容C₂被充电，电感L₁释放能量，并储存至电容C₂中。当电容C₂的电容值较大时，电容C₂两端的电压V_bus波动很小，基本恒定。同时，副边绕组W_s中电流i_Ws持续下降，变压器T₁中储存的能量通过由副边绕组W_s，二极管D₃，电容C₃组成的第四路径④传递至负载。

这里，第一路径①和第三路径③组成一升压型功率级电路，接收正弦半波直流输入电压V_in以在电容C₂的两端产生一基本恒定的电压V_bus。

第二路径②和第四路径④组成一反激式功率级电路，接收电容C₂两端的电压V_bus以通过第四路径④产生一基本恒定的输出电压V_o，以及一基本恒定的输出电流I_o来驱动负载，如LED灯。

升压型功率级电路中的第一路径和反激式功率级电路中的第二路径共用开关管Q₁以及控制和驱动电路403。

图4A所示的交流-直流功率变换器还包括一保护电路，用以防止在第二工作状态时，第二路径中的电流回流至输入端，以及防止变压器的原边绕组短路。具体的，保护电路302包括一二极管D₁，其连接在第一路径中的电感L₁和开关管Q₁之间。

以上详细说明了图4A所示的交流-直流功率变换器的电路结构，以及不同工作状态时的导电路径。以下将详细说明图4A所示的交流-直流功率变换器的功率因数校正以及恒定输出电信号的控制原理。

根据反激式功率级电路的工作原理，可以得知，交流-直流功率变换器的输出电流I_o由下公式（3）计算得到：

$I_o=I_{\mathrm{pk}}\×\frac{n}{2}\×\frac{t_{\mathrm{off}}}{t_s}---\left(3\right)$

其中，I_o表示反激式功率级电路的输出电流；I_pk表示变压器T₁的原边绕组W_p的峰值电流；n表示变压器T₁的副边绕组W_s和原边绕组W_p的匝数比；t_off表示开关管Q₁的关断时间；t_s表示开关管Q₁的开关周期。

其中，开关管Q₁的关断时间t_off可以由下公式（4）计算得到：

$t_{\mathrm{off}}=t_{\mathrm{on}}\×\frac{V_{\mathrm{bus}}}{n\×V_o}---\left(4\right)$

这里，t_on表示开关管Q₁的导通时间；V_o表示交流-直流功率变换器的输出电压；V_bus表示电容C₂两端的电压，即反激式功率级电路的输入电压。

另外，公式（3）中的变压器T₁的原边绕组W_p的峰值电流I_pk可以由下公式（5）计算得到：

$I_{\mathrm{pk}}=\frac{V_{\mathrm{bus}}}{L_p}\×t_{\mathrm{on}}---\left(5\right)$

其中，L_p表示变压器T₁的原边绕组W_p的电感值。

将公式（4）和公式（5）代入公式（3），可以推导得出下公式（6）：

$I_o=\frac{V_{\mathrm{bus}}}{L_p}\×t_{\mathrm{on}}\×\frac{n}{2}\×\frac{V_{\mathrm{bus}}}{n\×V_o+V_{\mathrm{bus}}}---\left(6\right)$

由公式（6）可以看出，由于电压V_bus和输出电压V_o维持基本恒定，电感L₁的电感值L_p和匝数比n为常数，只要控制开关管Q₁的导通时间t_on恒定，就可以保证输出电流I_o恒定。

根据升压型功率级电路的工作原理，交流-直流功率变换器的输入电流I_in可以由下公式（7）计算得到：

$I_{\mathrm{inpk}}=\frac{V_{\mathrm{in}}}{L_{m1}}\×t_{\mathrm{on}}---\left(7\right)$

这里，I_inpk表示输入电流峰值，V_in表示正弦半波直流输入电压，L_m1表示电感L₁的电感值。

由公式（7）可以得出，电感L₁的电感值L_m1为常数，当导通时间t_on恒定时，输入电流峰值I_inpk与正弦半波直流输入电压V_in成正比例关系，实现了输入电流峰值I_inpk跟随正弦半波直流输入电压V_in，从而获得了较高的功率因数。因此，如果能控制开关管Q1的导通时间恒定，则能够实现图4A所示的交流-直流功率变换器的输出电流恒定，则交流-直流功率变换器同时实现了功率因数校正功能。

参考图4D所示的图4A中的交流-直流功率变换器的工作波形图，以电感电流为临界导通模式（BCM）为例，输入电流I_in的峰值包络线成正弦半波形状，交流-直流功率变换器具有很高的功率因数。变压器T₁的原边绕组W_p和副边绕组W_s中的电流波形如波形i_wp和i_ws所示，原边绕组W_p中的电流峰值维持基本不变，原边绕组W_p中的电流的上升时间为开关管Q₁的导通时间，维持基本不变。

控制和驱动电路403用以根据交流-直流功率变换器的输出电流信息I_FB产生相应的驱动信号V_G，来控制开关管Q₁的开关状态，以保证开关管Q1的导通时间维持不变，在获得稳定的输出电流的同时，获得较高的功率因数。

其中，输出电流信息的获得可以通过多种不同的实现方式，例如可以采用与原边绕组耦合的辅助绕组来获得；或者直接采样输出电流，然后通过光耦方式传递至位于变压器的原边侧的控制和驱动电路；或者直接采用原边控制方式。本领域技术人员可以得知，根据采样得到的输出电流信息，选择合适形式的恒定导通时间控制和驱动电路，来实现以上所述的对开关管Q₁的开关状态的控制。控制和驱动电路403可以为任何合适形式的已知的或者改进的电路，在此不再列举实施例进行详细说明。

在该实施例中，电流采样电路位于第二路径中。由于电流采样电路包括于对变压器T₁的原边绕组W_p进行储能的第二路径中，因此，电流采样电路可以准确采样流过原边绕组W_p的电感电流，而不受第一路径中的电感电流的影响。然后，采用原边控制的控制和驱动电路403根据采样得到的电流信息来进行相应的控制，以保证开关管Q₁的导通时间恒定，从而实现功率因数校正功能以及输出电信号的恒定控制。

具体的，电流采样电路包括一采样电阻R_sen，其连接在开关管Q₁和一地电位之间，电容C₂的一端连接至原边绕组W_p，另一端连接至所述地电位。采样电阻R_sen上的压降可以表征开关管Q₁导通时的流过原边绕组W_p的电感电流信息，从而获得输出电流信息I_FB。

参考图5A，所示为依据本发明第三实施例的交流-直流功率变换器的原理框图。在该实施例中，交流-直流功率变换器500还包括第一储能元件即电感W_p2，第二储能元件即电感L₅和第三储能元件即电容C₈。

参考图5B所示的图5A所示的交流-直流功率变换器在第一工作状态时的导电路径图，在第一工作状态时，控制开关管Q₃导通，在由电感W_p2，开关管Q₃和电容C₁组成的第一路径①中，流过电感W_p2的电感电流持续上升，电感W_p2进行储能。同时，在由电感L₅，开关管Q₃，电容C₈组成的第二路径②中，流过电感L₅的电感电流持续上升，电感L₅储存能量。

参考图5C所示的图5A所示的交流-直流功率变换器在第二工作状态时的导电路径图，在第二工作状态时，控制开关管Q₃关断，在由电感W_s2，二极管D₈和电容C₈组成的第三路径③中，流过电感W_s2的电感电流持续下降，电容C₈被充电，电感W_s2释放能量，并储存至电容C₈中。当电容C₈的电容值较大时，电容C₈两端的电压V_bus波动很小，基本恒定。同时，电感L₅中的电感电流持续下降，电感L₅中储存的能量通过由电感L₅，二极管D₁₀，电容C₉组成的第四路径④传递至负载。

这里，第一路径①和第三路径③组成隔离型反激式功率级电路，接收正弦半波直流输入电压V_in以在具有较大电容值的电容C₈的两端产生一基本恒定的电压V_bus。

第二路径②和第四路径④组成一降压型（buck）功率级电路，接收电容C₈两端的电压V_bus以通过第四路径④产生一基本恒定的输出电压V_o，以及一基本恒定的输出电流I_o来驱动负载，如LED灯。

采用图5A所示的交流-直流功率变换器，第一路径①和第二路径②共用开关管Q₂和控制和驱动电路503。

图5A所示的交流-直流功率变换器还包括一保护电路。具体的，所述保护电路包括连接在电容C₁和原边绕组W_p2之间的二极管D₈和连接在原边绕组W_p2和副边绕组W_s2之间的二极管D₁₁。二极管D₈用于当输入电压较低时，防止电流回流至输入端。二极管D₁₁用于在开关管Q₃关断后，防止输入电压直接接地。本领域技术人员根据上文中结合具体实施例（图3A至图4D）对本发明内容的详细描述，可以推知图5A所示的交流-直流功率变换器的控制原理。

参考图6A，所示为依据本发明第四实施例的交流-直流功率变换器的原理框图。在该实施例中，交流-直流功率变换器600还包括第一储能元件即电感L₆，第二储能元件即包括原边绕组W_p3和副边绕组W_s3的变压器T₃，和第三储能元件即电容C₁₀。

参考图6B所示为图6A所示的交流-直流功率变换器在第一工作状态时的导电路径图，在第一工作状态时，控制开关管Q₄导通，在由二极管D₁₂，电感L₆，开关管Q₄和电容C₁组成的第一路径①中，流过电感L₆的电感电流持续上升，电感L₆进行储能。同时，在由原边绕组W_p3，开关管Q₄，电容C₁₀组成的第二路径②中，流过电感W_p3的电感电流持续上升，电感W_p3储存能量。

参考图6C所示为图6A所示的交流-直流功率变换器在第二工作状态时的导电路径图，在第二工作状态时，控制开关管Q₄关断，在由电感L₆，二极管D₁₃和电容C₁₀组成的第三路径③中，流过电感L₆的电感电流持续下降，电容C₁₀被充电，电感L₆释放能量，并储存至电容C₁₀中。当电容C₁₀的电容值较大时，电容C₁₀两端的电压V_bus波动很小，基本恒定。同时，副边绕组W_s3中的电感电流持续下降，变压器T₃中储存的能量通过由电感W_s3，二极管D₁₄，电容C₁₁组成的第四路径④传递至负载。

这里，第一路径①和第三路径③组成升压-降压型功率级电路，接收正弦半波直流输入电压V_in以在具有较大电容值的电容C₁₀的两端产生一基本恒定的电压V_bus。

第二路径②和第四路径④组成一反激式功率级电路，接收电容C₁₀两端的电压V_bus以通过第四路径④产生一基本恒定的输出电压V_o，以及一基本恒定的输出电流I_o来驱动负载，如LED灯。

采用图6A所示的交流-直流功率变换器，第一路径①和第二路径②共用开关管Q₄和控制和驱动电路603。

本领域技术人员根据上文中结合具体实施例（图3A至图4D）对本发明内容的详细描述，可以推知图6A所示的交流-直流功率变换器的控制原理。

根据以上对依据本发明实施例的多个交流-直流功率变换器的详细说明，可以看出，所述交流-直流功率变换器通过第一级功率级电路来实现功率因数校正功能，通过与第一级功率级电路级联的第二级功率级电路来实现对输出电信号的恒定控制。第一级功率级电路和第二级功率级电路中的部分导电路径共用一开关管；第一级功率级电路和第二级功率级电路共用一控制和驱动电路；第一级功率级电路和第二级功率级电路可以为任何合适形式的拓扑结构，例如升压型、降压型、升压-降压型、反激式或者正激式。根据选择的拓扑结构的类型，第一级功率电路和第二级功率电路的导电路径中还可以共用其他的元器件，例如图3A所示的实施例中的二极管D₆。

需要说明的是，本发明各个实施例间名称相同的器件功能也相同，且改进行性的实施例可分别与上述多个相关实施例进行结合，但说明时仅已在上一实施例的基础上举例说明。但电路结构包括但并不限定于以上公开的形式，只要能够实现本发明实施例所述的相关电路的功能即可，因此，本领域技术人员在本发明实施例公开的电路的基础上所做的相关的改进，也在本发明实施例的保护范围之内。

另外，还需要说明的是，在本文中，诸如第一和第二等之类的关系术语仅仅用来将一个实体或者操作与另一个实体或操作区分开来，而不一定要求或者暗示这些实体或操作之间存在任何这种实际的关系或者顺序。而且，术语“包括”、“包含”或者其任何其他变体意在涵盖非排他性的包含，从而使得包括一系列要素的过程、方法、物品或者设备不仅包括那些要素，而且还包括没有明确列出的其他要素，或者是还包括为这种过程、方法、物品或者设备所固有的要素。在没有更多限制的情况下，由语句“包括一个……”限定的要素，并不排除在包括所述要素的过程、方法、物品或者设备中还存在另外的相同要素。

依照本发明的实施例如上文所述，这些实施例并没有详尽叙述所有的细节，也不限制该发明仅为所述的具体实施例。显然，根据以上描述，可作很多的修改和变化。本说明书选取并具体描述这些实施例，是为了更好地解释本发明的原理和实际应用，从而使所属技术领域技术人员能很好地利用本发明以及在本发明基础上的修改使用。本发明仅受权利要求书及其全部范围和等效物的限制。

Claims (9)

1.一种交流-直流功率变换器，包括一整流桥和滤波电容，以将外部交流电压转换为正弦半波直流输入电压，其特征在于，还包括第一储能元件，第二储能元件和第三储能元件；

在每一开关周期内，在第一工作状态时，第一路径接收所述正弦半波直流输入电压，并对所述第一储能元件进行储能，流过所述第一储能元件的第一电流连续上升；

第二路径接收第二直流电压，并对所述第二储能元件进行储能，流过所述第二储能元件的第二电流持续上升；所述第一路径和所述第二路径共用一开关管；

在第二工作状态时，所述第一储能元件通过第三路径释放能量至所述第三储能元件，以在所述第三储能元件上产生所述第二直流电压，并且，所述第一电流连续下降；

所述第二储能元件通过第四路径将能量释放至一负载；

其中，所述第一工作状态的持续时间维持不变，并且，所述第一电流的峰值与所述正弦半波直流输入电压成正比例关系；以及保证所述交流-直流功率变换器的输出电信号维持恒定。

2.根据权利要求1所述的交流-直流功率变换器，其特征在于，还包括位于所述第二路径中的电流采样电路，以在所述第一工作状态时，采样所述第二电流产生一反馈信号。

3.根据权利要求1所述的交流-直流功率变换器，其特征在于，所述第一储能元件包括第一感性元件，所述第二储能元件包括第二感性元件，所述第三储能元件包括一容性元件。

4.根据权利要求2所述的交流-直流功率变换器，其特征在于，还包括一控制和驱动电路，用以根据接收到的所述反馈信号产生一驱动信号来驱动所述开关管。

5.根据权利要求1所述的交流-直流功率变换器，其特征在于，在第一工作状态时，所述开关管处于导通状态；在第二工作状态时，所述开关管处于关断状态。

6.根据权利要求1所述的交流-直流功率变换器，其特征在于，所述第一储能元件、所述第三储能元件、所述第一路径和所述第三路径组成第一级功率级电路。

7.根据权利要求6所述的交流-直流功率变换器，其特征在于，所述第二储能元件、所述第二路径和所述第四路径组成第二级功率级电路。

8.根据权利要求7所述的交流-直流功率变换器，其特征在于，所述第一级功率级电路为升压型或者反激式或者升压-降压型拓扑结构，所述第二级功率级电路为降压型或者反激式拓扑结构或者升压-降压型拓扑结构。

9.根据权利要求1所述的交流-直流功率变换器，其特征在于，所述输出电信号包括一恒定的输出电流，用以驱动LED负载。

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