CN104079179A - 谐振变换器和直流电源 - Google Patents

谐振变换器和直流电源 Download PDF

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刘亚峰
马海涛
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Abstract

本发明提供一种谐振变换器和直流电源。该谐振变换器包括相互并联的N个谐振变换模块、一个供电模块、一个输出模块和一个控制模块；N为自然数，N≥2；所述供电模块，用于提供恒定的直流电压；所述谐振变换模块用于将所述直流电压转换为所需的第一电压，且所述N个谐振变换模块的输入端并联在所述供电模块的同一输出端，所述N个谐振变换模块输出端并联在所述输出模块的输入端上；控制模块，用于产生波形相同且相位依次相差π/N的N组PWM信号，且所述控制模块将N组PWM信号分别输入N个谐振变换模块。本发明仅采用小电容、小电感元件实现了大输出功率的谐振变换器。

Description

谐振变换器和直流电源
技术领域
本发明涉及谐振变换器技术，尤其涉及一种用于直流电源的谐振变换器和直流电源，属于电力电子技术领域。
背景技术
谐振变换器在电力电子领域有广泛的应用，用于很多交直流电压变换(DC～DC或AC～DC)场合；在直流电源中，谐振变换器可以用于将输入端的高压电变压为适用于负载的低压电。
现有的用于直流电源的谐振变换器，谐振变换器包含开关管、电容、电感、变压器等元器件，在为大功率负载或多个负载供电时，需要使用电压和电流应力较大的开关管、大容量电容、大感抗电感、体积较大的变压器。
现有技术中电压和电流应力较大的开关管，其成本较高，大电容的体积较大，这就导致器件的选型困难、成本昂贵、性价比较低。
发明内容
本发明提供一种用于大功率直流电源的体积较小、较经济的谐振变换器、直流电源和谐振变换器控制方法。
本发明的一个方面是提供一种谐振变换器，包括相互并联的N个谐振变换模块、一个供电模块、一个输出模块和一个控制模块；N为自然数，N≥2；
所述供电模块，用于提供恒定的直流电压；
所述谐振变换模块用于将所述直流电压转换为所需的第一电压，且所述N个谐振变换模块的输入端并联在所述供电模块的同一输出端，所述N个谐振变换模块输出端并联在所述输出模块的输入端上；
控制模块，用于产生波形相同且相位依次相差π/N的N组PWM信号，且所述控制模块将N组PWM信号分别输入N个谐振变换模块。
本发明的另一个方面是提供一种直流电源，所述直流电源包括上述谐振变换器。
本发明的技术效果是：本发明实谐振变换器通过错相并联多个谐振变换模块，提高了整流滤波前交流信号的频率，从而增加了最终输出直流信号的功率，采用小电容、小电感元件即可实现大输出功率并为同等电压需求的多个负载同时供电，提高了直流电源的性价比。
附图说明
图1为本发明谐振变换器实施例一的结构示意图；
图2为本发明谐振变换器实施例一中谐振变换模块的结构示意图；
图3为本发明谐振变换器实施例一的电路图；
图4为本发明谐振变换器实施例一的PWM信号时序图；
图5为本发明谐振变换器实施例三中均流控制模块与谐振变换模块的连接结构示意图；
图6为本发明谐振变换器实施例三中均流控制模块的工作流程图；
图7为本发明谐振变换器实施例四中过流保护模块、供电模块与谐振变换模块的连接结构示意图；
图8为本发明谐振变换器实施例四中限流保护模块的工作流程图。
具体实施方式
图1为本发明谐振变换器实施例一的结构示意图，图2为本发明谐振变换器实施例一中谐振变换模块的结构示意图，图3为本发明谐振变换器实施例一的电路图，图4为本发明谐振变换器实施例一的PWM信号时序图。
如图1所示，本发明谐振变换器，包括相互并联的N个谐振变换模块103、一个供电模块101、一个输出模块104和一个控制模块102；N为自然数，N≥2；
所述供电模块101，用于提供恒定的直流电压；
所述谐振变换模块103用于将所述直流电压转换为所需的第一电压，且所述N个谐振变换模块103的输入端并联在所述供电模块101的同一输出端，所述N个谐振变换模块103输出端并联在所述输出模块的输入端上；其中，所述第一电压也即负载需要的输出电压；
控制模块102，用于产生波形相同且相位依次相差π/N的N组PWM信号，且所述控制模块102将N组PWM信号分别输入N个谐振变换模块；优选的，N＝2，所述谐振变换器包括第一谐振变换模块和第二谐振变换模块。
优选的，如图2和3所示，所述供电模块101包括电势依次降低的第一电位点1、第二电位点2和第三电位点3；所述谐振变换模块103包括半桥开关电路1031、续流电路1036、分压电路1032、谐振电路1033、变压器1034和桥式整流电路1035；所述输出模块包括滤波电路1041；
所述半桥开关电路1031包括电势依次降低的第四电位点4、第五电位点5、第六电位点6、第七电位点7、第八电位点8、以及第一开关组和第二开关组，所述第四电位点4与第一电位点1相连，所述第八电位点8与第三电位点3相连，所述第一开关组接在第四电位点4和第六电位点6之间，所述第二开关组接在第六电位点6和第八电位点8之间；所述第一开关组包括第一开关管S1和第二开关管S2，所述第二开关组包括第三开关管S3和第四开关管S4，以上所述各开关管均可以采用金属氧化物半导体三级MOS管(MetalOxcide Semiconductor)，所述第一开关管S1接在第四电位点4和第五电位点5之间，所述第二开关管S2接在第五电位点5和第六电位点6之间，所述第三开关管S3接在第六电位点6和第七电位点7之间，所述第四开关管S4接在第七电位点7和第八电位点8之间；所述且所述控制模块102将N组PWM信号分别输入N个谐振变换模块103的半桥开关电路；
所述续流电路1036包括第十五电位点15、第十六电位点16和第十七电位点17、以及接在第十五电位点15和第十六电位点16之间的第一续流二极管D1和接在第十六电位点16和第十七电位点17之间的第二续流二极管D2，所述第十五电位点15与第五电位点5相连，所述第十七电位点17与第七电位点7相连，所述第十六点位点16与第三电位点3相连；
所述分压电路1032包括电势依次降低的第九电位点9、第十电位点10、第十一电位点11、第一分压电容C1和第二分压电容C2；所述第一分压电容C1接在第九电位点9和第十电位点10之间，所述第二分压电容C2接在第十电位点10和第十一电位点11之间；所述谐振电路1033包括第十二电位点12、第十三电位点13、第十四电位点14和谐振电感，所述第十二电位点与第六电位点相连，所述第十四电位点与第十电位点相连，所述谐振电感Lr1接在第十二电位点12和第十三电位点13之间，所述谐振电路1033的输出端位于第十三电位点13和第十四电位点14之间；所述谐振电路1033的输出端与变压器T1(1034)的一次侧相连；所述变压器T1(1034)的二次侧与桥式整流电路1035的输入端相连；所述桥式整流电路1035的输出端与滤波电路1041输入端相连，也即所述桥式整流电路1035并联在变压器1034次级输出间，包括第一上半周整流电路和第一下半周整流电路，所述滤波电路1041位于其桥臂上；所述第一上半周整流电路包括第一整流二极管DR1和第四整流二极管DR4；所述第一下半周整流电路包括第二整流二极管DR2和第三整流二极管DR3；所述滤波电路1041包括第一滤波电容C0，所述滤波电容C0用于为负载R0提供电压输入；
优选的，所述谐振变换模块103还包括箝位电路，所述箝位电路包括第一箝位二极管D3和第二箝位二极管D4，所述第一箝位二极管D3接在第一电位点1和第十电位点10之间，所述第二箝位二极管D4接在第十电位点10和第三电位点3之间。
其中，如图4所示，所述控制模块102生成波形相同且相位依次相差π/N的N组PWM信号中的一组所述PWM信号包括：第一PWM信号(PWM1)、第二PWM信号(PWM2)、第三PWM信号(PWM3)、第四PWM信号(PWM4)；在所述一组PWM信号的一个周期内，所述第一PWM信号(PWM1)与第二PWM信号(PWM2)的高电平在前半周期内，所述第三PWM信号(PWM3)与第四PWM信号(PWM4)的高电平在后半周期内，所述第一PWM信号(PWM1)的上升沿与第二PWM信号(PWM2)的上升沿相同，所述第一PWM信号(PWM1)的下降沿比第二PWM信号(PWM2)的下降沿提前第一死区时间，所述第三PWM信号(PWM3)的上升沿与第四PWM信号(PWM4)的上升沿相同，所述第四PWM信号(PWM4)的下降沿比第三PWM信号(PWM3)的下降沿提前第一死区时间，所述第二PWM信号(PWM2)的下降沿比第四PWM信号(PWM4)的上升沿提前第二死区时间，所述第三PWM信号(PWM3)的下降沿比第一PWM信号(PWM1)在下一个周期内的上升沿提前第二死区时间。
所述控制模块102分别将第一PWM信号(PWM1)、第二PWM信号(PWM2)、第三PWM信号(PWM3)、第四PWM信号(PWM4)输入到第一开关管S1、第二开关管S2、第三开关管S3和第四开关管S4，以使所述第一开关管S1与第二开光管S2的导通周期位于前半周期，所述第三开光管S3与第四开光管S4的导通周期位于后半周期，所述第一开光管S1的开通沿与第二开光管S2的开通沿相同，所述第一开光管S1的关断沿比第二开关管S2的关断沿提前第一死区时间Td1，所述第三开光管S3的开通沿与第四开光管S4的开通沿相同，所述第四开光管S4的关断沿比第三开光管S3的关断沿提前第一死区时间Td1，所述第二开光管S2的关断沿比第三开光管S3的开通沿提前第二死区时间Td，和所述第三开关管S3的关断沿比第一开关管S1在下一个周期内的开通沿提前第二死区时间Td。
其中，所述第一谐振变换模块在上半周期内的工作过程大致为：
如图4所示，所述第一开关组(S1和S2)与第二开关组(S3和S4)的PWM信号相差π/2，交替导通，零时刻开始，当所述谐振变换模块103处于工作状态的上半周期内，第一开关组导通，第二分压电容C2以及谐振电感Lr1和变压器T1原边等效电感即励磁电感Lm1组成的谐振电路导通、经过变压器T1变压、第一整流二极管DR1与第四整流二极管DR2导通、整流后输出电流到滤波电路滤波并输入到负载Rl；当所述谐振变换模块处于工作状态的下半周期内，第二开关组导通，第一分压电容C1以及谐振电感Lr1和励磁电感Lm1组成的谐振电路导通、经过变压器T1变压、第二整流二极管DR2与第三整流二极管DR3导通、整流后输出电流到滤波电路滤波并输入到负载Rl；
所述第二谐振变换模块的所述第一开关组与第二开关组的PWM信号相差π/2，交替导通，第二个1/4周期开始，第二谐振变换模块的第一开关组导通，第二谐振变换模块的第二分压电容C4以及第二谐振变换模块的谐振电感Lr2和励磁电感Lm2组成的谐振电路导通，第二谐振变换模块的第一整流二极管DR5与第二谐振变换模块的第四整流二极管DR8导通并提供电流或电压输出；第四个1/4周期开始，第二谐振变换模块的第二开关组导通，第二谐振变换模块的第一分压电容C3以及第二谐振变换模块的谐振电感Lr2和励磁电感Lm2组成的谐振电路导通；第二谐振变换模块的第二整流二极管DR6与第二谐振变换模块的第三整流二极管DR7导通并提供电流或电压输出。
结合时序图，将第一谐振变换模块的前半周期进一步分为四个时间段说明：
t0-t1、相应PWM信号触发S1、S2，信号先经过谐振电路后再经过第一变压电路变压、最后输入到DR1、DR4和C0进行整流滤波后输出，输出电流即副边电流通过(ip1-ilm1)和变压比计算；
t1-t2、谐振电路的谐振电流ip1与励磁电流iLm1在t1时刻相等，次级不再输出、输出功率降为零，且DR1与DR2两端以及DR3与DR4两端承受的反向电压为输出电压，第一变压器T1次级不再被输出电压箝位，Lm1、Lr1与C2谐振，Lm1自感较大，此时的谐振周期远大于并联变压器原边时的谐振周期，ip1可以在此时间段内近似恒定不变；
t2-t3、所述第一开关管比第二开关管的关断沿提前第一死区时间Td1，即所述第一开关管比第二开关管提前关断Td1，t2时刻第一开关管S1关断、第二开关管S2仍导通、第一续流二极管D1导通、第一开关管S1源极电压被箝位为V/2；
t3-t4、所述第二开关管S2的关断沿比第三开关管S3的开通沿提前了第二死区时间Td，即所述第二开关管的关断时刻与所述第三开关管的开通时刻之间存在第二死区时间Td，所述第二死区时间Td内，变压电器T1原边对第一分压电容C1放电，使得它们之间的电压降为零，以实现零电压开通；
第一谐振变换模块在下半周期的工作状态与上半周类似；第二谐振变换模块的工作状态与第一谐振变换模块类似，只是相位滞后π/2，不再赘述。
进一步的，当谐振变换模块有N个时，第N上管开关组的脉宽调制PWM信号和第N下管开关组的PWM信号互补，这样则上下管开关组交替导通，所需的分压电容的数量为2N个，所需的励磁电感和谐振电感的数量均为N个。
本发明谐振变换器实施例一通过错相并联多个谐振变换模块，提高了整流滤波前交流信号的频率，从而增加了最终输出直流信号的功率，采用小电容、小电感元件即可实现为同等电压需求的多个负载同时供电，提高了直流电源的性价比。
图3为本发明谐振变换器实施例二的电路图，本发明谐振变换器实施例二的电路组成和PWM信号时序与实施例一相同，不同之处仅在于:
如图3所示，所述谐振变换模块103还包括飞跨电容Css，所述飞跨电容Css接在第五电位点5和第七电位点7之间，即所述飞跨电容Css接在所述半桥开关电路中位于内侧的开关管第二开关管S2和第三开关管S3的两端，也即接在第二开关管S2漏极和第四开关管S4源极之间，所述飞跨电容Css用于实现S1、S4与S2、S3的开关过程解耦。
本发明实施例二通过在半桥开关电路的内管两端增加一飞跨电容Css，可以实现解除开关管的过零耦合(ZVS)，使半桥开关电路更加安全可靠。
图5为本发明谐振变换器实施例三中均流控制模块与谐振变换模块的连接结构示意图，图6为本发明谐振变换器控制方法实施例二中均流控制模块的工作流程图；本发明谐振变换器实施例三的电路组成与PWM信号时序与实施例二相似，不同之处仅在于:
如图5和6所示，所述谐振变换器还包括均流控制模块105，所述谐振变换模块103还包括采样电路1037；
所述采样电路1037的输入端与所述全桥整流电路1035的输出端相连，接收全桥整流电路1035的输出的第一电流并将第一电流输入到均流控制模块105，以使所述均流控制模块105根据第一电流调节控制模块生成的N组PWM信号的占空比使N个谐振变换模块103的全桥整流电路1035输出的第一电流相同；
所述均流控制模块105的输入端与N个谐振变换模块103的采样电路1037的输出端相连，接收所述第一电流并根据N个所述第一电流调节控制模块102生成的N组PWM信号的占空比使N个谐振变换模块103的全桥整流电路1035输出的第一电流相同；其中，第一电流也即谐振变换模块的输出电流。
优选的，所述采样电路1037包括串接在整流滤波电路中的第一采样元件RS1，所述N个谐振变换模块的第一电流可以进一步经过混频器混频后再输入到均流控制模块105，也即将所述第一电流作为均流控制模块通过运算对PWM信号进行调节时所使用的反馈信号；所述均流控制模块可以采用PWM占空比调节器；所述均流控制模块105接收所述第一电流并根据N个所述第一电流调节控制模块生成的N组PWM信号的占空比使N个谐振变换模块103的全桥整流电路1035输出的第一电流相同；优选的，所述均流控制模块105具体用于调节各谐振变换模块103的PWM信号中的所述第二死区时间t3-t4，或，
所述均流控制模块105具体用于调节各谐振变换模块103的PWM信号中的所述第一死区时间t2-t3。
本发明谐振变换器实施例三通过对死区时间进行微调、以使各谐振变换模块的输出电流更均衡，从而使得输出电流的波动较小、信号较为稳定，减小了输出信号中因谐振变换模块工作不均衡引起的纹波。
图7为本发明谐振变换器实施例四中过流保护模块、供电模块与谐振变换模块的连接结构示意图，图8为本发明谐振变换器实施例四中过流保护模块的工作流程图；本发明谐振变换器实施例四的电路组成与PWM信号时序与实施例三相同，不同之处仅在于：
如图7和8所示，所述谐振变换器还包括过流保护模块106；
所述过流保护模块106的输入端与所述谐振变换模块103的采样电路1037的输出端相连，所述过流保护模块106的输出端与所述供电模块101相连并在所述采样电路1037采集的N个谐振变换模块103的第一电流中的最大值大于第一电流阈值时向供电模块101输出控制信号使所述供电模块101关断向所述谐振变换模块103的供电；其中，第一电流也即谐振变换模块的输出电流。
当有两个谐振变换模块时，可以通过判断第一谐振变换模块的第一电流与第二谐振变换模块的第一电流的差值是否为正来确定两个第一电流中的最大值，当差值为正时则进一步将第一谐振变换模块的第一电流与第一电流阈值相比较，即当第一谐振变换模块的第一电流大于第一电流阈值时，控制变换器进入限流保护状态，；当差值为负时，则将第二谐振变换模块的第一电流与第一电流阈值相比较，即当第二谐振变换模块的第一电路大于第一电流阈值时，控制变换器进入限流保护状态。
本发明谐振变换器实施例四通过实时的采集将各谐振模块中的输出电流值，并将最大值设定为限流保护的触发信号，避免了采用平均值作为触发信号时的因谐振变换器工作不均衡、单个谐振变换模块工作异常而导致的过流保护不及时，提高了谐振变换器的安全性。
本发明直流电源实施例一，包括谐振变换器，且所述谐振变换器与上述谐振变换器实施例一中的结构与工作状态相同，直流电源的其它结构如电源外壳等均相对现有技术相比不作改进，不再赘述。
本发明直流电源能实现小电容、小电感产生大功率直流电源，提高了直流电源的性价比。
最后应说明的是：以上各实施例仅用以说明本发明的技术方案，而非对其限制；尽管参照前述各实施例对本发明进行了详细的说明，本领域的普通技术人员应当理解：其依然可以对前述各实施例所记载的技术方案进行修改，或者对其中部分或者全部技术特征进行等同替换；而这些修改或者替换，并不使相应技术方案的本质脱离本发明各实施例技术方案的范围。

Claims (6)

1.一种谐振变换器，其特征在于，包括相互并联的N个谐振变换模块、一个供电模块、一个输出模块和一个控制模块；N为自然数，N≥2；
所述供电模块，用于提供恒定的直流电压；
所述谐振变换模块用于将所述直流电压转换为所需的第一电压，且所述N个谐振变换模块的输入端并联在所述供电模块的同一输出端，所述N个谐振变换模块输出端并联在所述输出模块的输入端上；
控制模块，用于产生波形相同且相位依次相差π/N的N组PWM信号，且所述控制模块将N组PWM信号分别输入N个谐振变换模块。
2.根据权利要求1所述的谐振变换器，其特征在于，所述供电模块包括电势依次降低的第一电位点、第二电位点和第三电位点；所述谐振变换模块包括半桥开关电路、续流电路、分压电路、谐振电路、变压器和桥式整流电路；所述输出模块包括滤波电路；
所述半桥开关电路包括电势依次降低的第四电位点、第五电位点、第六电位点、第七电位点、第八电位点、以及第一开关组和第二开关组，所述第四电位点与第一电位点相连，所述第八电位点与第三电位点相连，所述第一开关组接在第四电位点和第六电位点之间，所述第二开关组接在第六电位点和第八电位点之间；所述第一开关组包括第一开关管和第二开关管，所述第二开关组包括第三开关管和第四开关管，所述第一开关管接在第四电位点和第五电位点之间，所述第二开关管接在第五电位点和第六电位点之间，所述第三开关管接在第六电位点和第七电位点之间，所述第四开关管接在第七电位点和第八电位点之间；且所述控制模块将N组PWM信号分别输入N个谐振变换模块的半桥开关电路；
所述续流电路包括第十五电位点、第十六电位点和第十七电位点、以及接在第十五电位点和第十六电位点之间的第一续流二极管和接在第十六电位点和第十七电位点之间的第二续流二极管，所述第十五电位点与第五电位点相连，所述第十七电位点与第七电位点相连，所述第十六点位点与第三电位点相连；
所述分压电路包括电势依次降低的第九电位点、第十电位点、第十一电位点、第一分压电容和第二分压电容；所述第一分压电容接在第九电位点和第十电位点之间，所述第二分压电容接在第十电位点和第十一电位点之间；所述谐振电路包括第十二电位点、第十三电位点、第十四电位点和谐振电感，所述第十二电位点与第六电位点相连，所述第十四电位点与第十电位点相连，所述谐振电感接在第十二电位点和第十三电位点之间，所述谐振电路的输出端位于第十三电位点和第十四电位点之间；所述谐振电路的输出端与变压器的一次侧相连；所述变压器的二次侧与桥式整流电路的输入端相连；所述桥式整流电路的输出端与滤波电路输入端相连。
3.根据权利要求2所述的谐振变换器，其特征在于，所述谐振变换模块还包括飞跨电容，所述飞跨电容接在第五电位点和第七电位点之间。
4.根据权利要求3所述的谐振变换器，其特征在于，还包括均流控制模块，所述谐振变换模块还包括采样电路；
所述采样电路的输入端与所述全桥整流电路的输出端相连，接收全桥整流电路的输出的第一电流并将第一电流输入到均流控制模块，以使所述均流控制模块根据第一电流调节控制模块生成的N组PWM信号的占空比使N个谐振变换模块的全桥整流电路输出的第一电流相同；
所述均流控制模块的输入端与N个谐振变换模块的采样电路的输出端相连，接收所述第一电流并根据N个所述第一电流调节控制模块生成的N组PWM信号的占空比使N个谐振变换模块的全桥整流电路输出的第一电流相同。
5.根据权利要求4所述的谐振变换器，其特征在于，还包括过流保护模块；
所述过流保护模块的输入端与所述谐振变换模块的采样电路的输出端相连，所述过流保护模块的输出端与所述供电模块相连并在所述采样电路采集的N个谐振变换模块的第一电流中的最大值大于第一电流阈值时向供电模块输出控制信号使所述供电模块关断向所述谐振变换模块的供电。
6.一种直流电源，其特征在于，所述直流电源包括如权利要求1-5中任一项所述的谐振变换器。
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