CN101499732A - 一种单级半桥ac-dc变换器 - Google Patents
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Abstract
本发明提供了一种单级半桥AC-DC变换器,包括输入整流滤波电路、升降压PFC环节、半桥DC-DC变换器环节,半桥DC-DC变换器环节由两个开关管(S1、S2)、两个电容(C1、C2)、变压器(T)与两个二极管(DO1、DO2)构成。所述升降压PFC环节与半桥DC-DC变换器环节共用一开关管S1,通过控制该开关管的占空比使得电感(L)的电流不连续工作从而实现自动功率因数校正的功能,同时实现第一电容(C1)和第二电容(C2)的端电压升压或降压从而限制开关管的电压应力在安全工作范围,而且相对基于半桥的两级AC-DC变换器,使用的开关管较少,开关管承受的电压应力较小,从而降低了电路的成本和体积。
Description
技术领域
本发明涉及AC-DC变换器技术领域,具体涉及一种单级半桥AC-DC变换器。
背景技术
目前广泛应用的AC-DC变换器往往是由一级功率因数校正环节和一级带隔离变压器的DC-DC变换器环节组合而成的两级变换器,如图1所示基于半桥变换器的两级AC-DC变换器。在这种AC-DC变换器中,功率因数校正环节通过特定的控制策略使得输入电流正弦化,提高功率因数,减少谐波含量,同时控制电路还对输出电压进行反馈,通过占空比对输出电压进行初调。DC-DC变换器环节对功率因数校正环节输出电压进行细调。双级AC-DC变换器可以获得良好的电气性能,如高功率因数、良好的电压调节性能等。但是电路的元件数多,增加了成本和电路复杂性,而且功率因数校正环节输出的直流电压比输入交流电压幅值高,使得开关管S1、S2和S3要承受比较高的电压应力。
发明内容
本发明的目的在于克服现有技术存在的上述问题,提供一种单级半桥AC-DC变换器,减少AC-DC变换器功率器件的数量,并降低开关管承受的电压应力。
本发明提出一种单级半桥AC-DC变换器。本发明的单级半桥AC-DC变换器,实际上是将升降压PFC环节和基于半桥的DC-DC变换器环节结合而得。本发明有如下技术方案实现:
一种单级半桥AC-DC变换器,包括输入滤波电路E,整流桥Q,电感L,第一电容C1,第二电容C2,第三电容CO,第一开关管S1,第二开关管S2,第一二极管DO1、第二二极管DO2、和第三二极管D;其特征在于,输入滤波电路E与整流桥Q构成输入整流滤波电路;输入滤波电路E、整流桥Q、电感L、开关管S1、二极管D和第一电容C1、第二电容C2构成升降压PFC环节;第一开关管S1和第二开关管S2、第一电容C1、第二电容C2、变压器T与第一二极管DO1和第二二极管DO2构成半桥DC-DC变换器环节;所述升降压PFC环节与半桥DC-DC变换器环节共用第一开关管S1。
上述的单级半桥AC-DC变换器中,电感L的一端与第三二极管D的阴极、整流桥Q的共阴极连接;电感L的另一端与第一电容C1的一端、第一开关管S1的漏极连接;第一电容C1的另一端与第二电容C2的一端连接,然后再与变压器T一次侧的异名端连接;第二电容C2的另一端与第三二极管D的阳极连接,然后与第二开关管S2的源极连接;第一开关管S1的源极与整流桥Q的共阳极连接,然后再与第二开关管S2的漏极、变压器T一次侧的同名端连接。
与现有技术相比本发明具有如下优点和效果:本发明通过控制第一开关管S1的占空比使得电感L的电流不连续工作从而实现自动功率因数校正的功能,同时实现第一电容C1、第二电容C2的端电压升压或降压从而限制开关管的电压应力在安全工作范围。通过控制开关管S1和S2的占空比可以实现对输出电压VO的调制。本发明实现输入功率因数校正,而且相对基于半桥的两级AC-DC变换器,使用较少的开关管,开关管承受的电压应力较小,从而降低了电路的成本和体积。本发明适合用作电解、电镀等电化学电源。
附图说明
图1是现有的基于LLC串联谐振的两级AC-DC变换器
图2是本发明实施方式中单级半桥AC-DC变换器的构成电路实例;
图3a~图3e是本发明实施方式中一个开关周期内不同阶段的工作过程图;
图4是本发明实施方式中在一个开关周期内的工作波形;
图5是本发明实施方式中在工频模式下的主要波形。
具体实施方式
以下结合附图对本发明的具体实施作进一步描述。
参考图2,单级半桥AC-DC变换器包括:
输入滤波电路E,整流桥Q,电感L,电容C1、C2和CO,两个开关管S1和S2,二极管D、DO1和DO2;
输入滤波电路E与整流桥Q构成输入整流滤波电路;
输入滤波电路E、整流桥Q、电感L、开关管S1、二极管D和电容C1、C2构成升降压PFC环节;
开关管S1和S2、电容C1和C2、变压器T与二极管DO1和DO2构成半桥DC-DC变换器环节;
升降压PFC环节与半桥DC-DC变换器环节共用开关管S1;
输入交流电源通过滤波电路E和整流桥Q给AB端供电,AB端电压为正弦半波。电感L、开关管S1、二极管D和电容C1、C2构成升降压电路。开关管S1和S2、电容C1和C2与变压器T构成半桥逆变电路。二极管DO1、DO2和电容CO构成输出整流滤波电路。升降压电路与半桥逆变电路共用开关管S1。电感L的一端与二极管D的阴极、整流桥Q的共阴极连接;电感L的另一端与电容C1的一端、开关管S1的漏极连接;电容C1的另一端与电容C2的一端连接,然后再与变压器T一次侧的异名端连接;电容C2的另一端与二极管D的阳极连接,然后与开关管S2的源极连接;开关管S1的源极与整流桥Q的共阳极连接,然后再与S2的漏极、变压器T一次侧的同名端连接。
图3给出了本发明的电路工作过程,图4给出了本发明在一个开关周期内的工作波形,图5给出本发明在工频模式下的主要波形。令开关管S1和S1的占空比相等。
(1)在一个开关周期内,电路工作过程如下:
阶段1(t0~t1),如图3a:t0时刻,开关管S1导通,电感L在输入电压VAB下线性充电,输出整流二极管DO1导通,能量由电容C1传递到VO。
阶段2(t1~t2),如图3b:t1时刻,开关管S1和S2关断,电感L在(VC1+VC2)电压下线性放电,电感L的储能转移到电容C1和C2。输出整流二极管DO1和DO2反偏截止,输出电容CO放电并给负载供电。
阶段3(t2~t3),如图3c:t2时刻,开关管S2导通,电感L继续在(VC1+VC2)电压下线性放电,输出整流二极管DO2导通,能量由电容C2传递到VO。
阶段4(t3~t4),如图3d:t3时刻,开关管S1和S2关断,电感L继续在(VC1+VC2)电压下线性放电,电感L的储能转移到电容C1和C2。输出整流二极管DO1和DO2反偏截止,输出电容CO放电并给负载供电。当电感L的电流iL下降到零时,此阶段完成。
阶段5(t4~t5),如图3e:t4时刻,开关管S1和S2关断,电感L的电流iL下降到零,输出整流二极管DO1和DO2反偏截止,输出电容CO放电并给负载供电。
(2)升降压PFC环节的升降压原理
t0~t1阶段电感在输入电压VAB下线性充电,电流的增量为:
其中DON是开关管S1的导通占空比,T是开关周期。
t1~t4阶段电感在电压(VC1+VC2)下线性放电,电流的增量为:
其中DOFF是电感L放电的占空比。
当电路工作于电感电流iL断续模式时,有ΔiL1=|ΔiL2|,由此可得
VAB的幅值等于电源Vin的幅值,因此得
由式(4)可知当DON>DOFF时,VC1+VC2>Vin;当DON<DOFF时,VC1+VC2<Vin。通过控制占空比可以对电容的端电压进行初调,而且减小占空比DON可以有效的控制电容C1和C2的端电压之和低于输入电压幅值,从而降低了开关管S1和S2的电压应力。
(3)输入功率因数校正原理
由于电感电流iL断续,在开关管S1的每个导通阶段iL电流峰值与这个导通阶段输入电压VCAB(VCAB=|Vin|)的平均值成比例,又因为每个导通阶段的电压平均值是正弦变化的,所以输入电流的峰值也是正弦变化的。而且电感电流脉冲总是从零开始,所以它们的平均值也是正弦变化的,如图5所示。所有交流电流脉冲组成了波形包含了50或60Hz频率的基波和开关频率分量,经过Lin、Cin滤波电路E得正弦输入电流iLin。
Claims (2)
1、一种单级半桥AC-DC变换器,包括输入滤波电路(E),整流桥(Q),电感(L),第一电容(C1),第二电容(C2),第三电容(CO),第一开关管(S1),第二开关管(S2),第一二极管(DO1)、第二二极管(DO2)、和第三二极管(D);其特征在于,输入滤波电路(E)与整流桥(Q)构成输入整流滤波电路;输入滤波电路(E)、整流桥(Q)、电感(L)、开关管(S1)、二极管(D)和第一电容(C1)、第二电容(C2)构成升降压PFC环节;第一开关管(S1)和第二开关管(S2)、第一电容(C1)、第二电容(C2)、变压器(T)与第一二极管(DO1)和第二二极管(DO2)构成半桥DC-DC变换器环节;所述升降压PFC环节与半桥DC-DC变换器环节共用第一开关管(S1)。
2、根据权利要求1所述的单级半桥AC-DC变换器,其特征在于,电感(L)的一端与第三二极管(D)的阴极、整流桥(Q)的共阴极连接;电感(L)的另一端与第一电容(C1)的一端、第一开关管(S1)的漏极连接;第一电容(C1)的另一端与第二电容(C2)的一端连接,然后再与变压器(T)一次侧的异名端连接;第二电容(C2)的另一端与第三二极管(D)的阳极连接,然后与第二开关管(S2)的源极连接;第一开关管(S1)的源极与整流桥(Q)的共阳极连接,然后再与第二开关管(S2)的漏极、变压器(T)一次侧的同名端连接。
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